WO2018216401A1 - 絶縁型スイッチング電源 - Google Patents

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羽田　正二
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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to an isolated switching power supply.
  • An isolated switching power supply that uses a transformer to insulate the input side from the output side is known.
  • a DC / DC converter is arranged after the AC / DC conversion circuit (Patent Documents 1 to 5).
  • the input is a DC voltage, it is directly input to the DC / DC converter.
  • typical methods of the DC / DC converter there are a flyback method and a forward method.
  • the insulation type switching power supply requires a high-voltage switching element and a snubber circuit that can withstand a counter electromotive force and a surge voltage generated on the primary side of the transformer at the moment when the switching element is turned off.
  • a snubber circuit is also required for magnetic reset. The snubber circuit has a problem that the power loss increases as the processing capacity increases.
  • an object of the present invention is to improve the power conversion efficiency on the secondary side and reduce the breakdown voltage of the switching element on the primary side and the processing capacity of the snubber circuit in the isolated switching power supply.
  • the present invention provides the following configuration.
  • symbol in a parenthesis is a code
  • One aspect of the insulated switching power supply of the present invention is: (A) a first input terminal (1) and a second input terminal (2) to which an input voltage is applied; (B) a positive electrode output terminal (p) and a negative electrode output terminal (n); (C) a transformer (T) including a primary coil (N1) and a secondary coil (N2), and having one end of the primary coil connected to the first input end (1); (D) a switching element (Q) that is on / off controlled by a control signal (Vg) so as to conduct or cut off a current path between the other end of the primary coil (N1) and the second input end (2); (E) a sub capacitor (C1) connected between one end of the secondary coil (N2) and the negative electrode output end (n); (F) a choke coil (L) having one end connected to the negative electrode output end (n); (G) a first rectifier element connected between the other end of the secondary coil (N2) and the positive electrode output end (p) and conducting a current flowing from the secondary coil to the positive
  • power conversion efficiency can be improved in an isolated switching power supply.
  • FIG. 1 is a diagram schematically showing a circuit configuration example of an embodiment of an isolated switching power supply according to the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram schematically showing the flow of current during the ON period of the circuit configuration shown in FIG.
  • FIG. 3 is a diagram schematically showing the potential relationship during the ON period on the secondary side of the circuit configuration shown in FIG.
  • FIG. 4 is a diagram schematically showing the flow of current during the off period of the circuit configuration shown in FIG.
  • FIG. 5 is a diagram schematically showing the potential relationship during the off period on the secondary side of the circuit configuration shown in FIG.
  • FIG. 1 is a diagram schematically showing an example of a circuit configuration of an embodiment of an insulated switching power supply (hereinafter referred to as “switching power supply”) of the present invention.
  • switching power supply insulated switching power supply
  • the present invention will be described by way of an example of a DC / DC converter to which a DC voltage is input.
  • the switching power supply of the present invention can function in the same manner and output a DC voltage in addition to a DC voltage with a constant voltage, in addition to a voltage of any waveform such as a rectangular wave or an AC voltage that fluctuates. It is a power converter that can.
  • the switching power supply of the present invention is an insulation type that electrically insulates the input side and the output side.
  • a transformer T is provided.
  • the transformer T basically includes one primary coil N1 and one secondary coil N2.
  • each coil is indicated by a black circle.
  • the polarities of the primary coil, N1, and secondary coil N2 are the same as those of the conventional flyback system.
  • the input voltage is applied between the first input terminal 1 and the second input terminal 2.
  • One end (the winding start end in this example) of the primary coil N1 of the transformer T is connected to the first input end 1.
  • the second input terminal 2 is the input side reference potential terminal.
  • the secondary side of the transformer T is provided with a positive electrode output terminal p and a negative electrode output terminal n from which a DC voltage is output.
  • the negative electrode output terminal n is the secondary side reference potential terminal.
  • An output voltage is applied to a load (not shown) connected between the positive electrode output terminal p and the negative electrode output terminal n, and an output current flows.
  • One end of the switching element Q is connected to the other end of the primary coil N1 of the transformer T (in this example, the winding end).
  • the other end of the switching element Q is connected to the second input end 2.
  • the switching element Q includes a control end, and the control end is ON / OFF controlled so as to conduct or cut off a current path between the other end of the primary coil N1 and the second input end 2.
  • the control end of the switching element Q is controlled by a control signal Vg.
  • the control signal Vg is a PWM signal having a pulse waveform with a predetermined frequency and duty ratio, for example.
  • the switching element Q is an n-channel MOSFET (hereinafter referred to as “FETQ”), one end is a drain, the other end is a source, and the control end is a gate.
  • FETQ n-channel MOSFET
  • the control signal Vg is a voltage signal.
  • an IGBT or a bipolar transistor can be used as a switching element other than the FET.
  • a capacitor (hereinafter referred to as “sub-capacitor”) C1 is connected between one end (in this example, the winding start end) of the secondary coil N2 of the transformer T and the negative output end n.
  • a smoothing capacitor C2 is connected between the positive electrode output terminal p and the negative electrode output terminal n.
  • a first rectifying element D1 is connected between the other end of the secondary coil N2 of the transformer T and the positive electrode output end p.
  • the first rectifying element D1 is connected in such a direction as to conduct a current flowing from the secondary coil N2 to the positive electrode output terminal p when forward biased, and cut off this current when reversed biased.
  • the first rectifying element D1 is, for example, a diode
  • the anode of the diode D1 is connected to the other end of the secondary coil N2, and the cathode is connected to the positive electrode output terminal p.
  • the circuit on the secondary side of the transformer T has a choke coil L.
  • One end of the choke coil L is connected to the negative output end n.
  • the second rectifying element D2 is connected between the other end of the choke coil L and the other end of the secondary coil N2 of the transformer T.
  • the second rectifying element D2 is connected in such a direction that conducts a current flowing from the other end of the choke coil L to the other end of the secondary coil N2 when forward biased, and cuts off this current when reverse biased.
  • the second rectifying element D2 is a diode, for example, the anode of the diode D2 is connected to the other end of the choke coil L, and the cathode is connected to the other end of the secondary coil N2.
  • a third rectifying element D3 is connected between the other end of the choke coil L and one end of the secondary coil N2 of the transformer T.
  • the third rectifying element D3 is connected in such a direction as to conduct a current flowing from the other end of the choke coil L to one end of the secondary coil N2 or the sub-capacitor C1 when the forward bias is applied, and cut off the current when the reverse bias is applied.
  • the third rectifying element D3 is a diode, for example, the anode of the diode D3 is connected to the other end of the choke coil L, and the cathode is connected to one end of the secondary coil N2.
  • the diodes D1, D2, and D3 are preferably those that have a small forward voltage drop and perform high-speed operation.
  • the rectifying element other than the diode other elements or circuits having an equivalent rectifying function can be used.
  • control unit that generates the control signal Vg.
  • the control unit detects an input voltage and an output voltage, determines a duty ratio of the control signal Vg based on the detected input voltage and output voltage, and generates a control signal Vg based on the duty ratio.
  • a PWMIC can be used as the main part of the control unit.
  • FIG. 2 schematically shows a current flow (dotted line with an arrow) during the on period in the circuit configuration shown in FIG.
  • the other end of the secondary coil N2 of the transformer T is a point, and one end of the secondary coil N2 is a point b. Furthermore, let the other end of the choke coil L be a point d, a positive output end p be a point c, and a negative output end n be a point e.
  • FIG. 3 is a diagram schematically showing the potential relationship between points a and e on the secondary side of the transformer during the ON period. The operation of the transformer secondary side during the on period will be described with reference to FIG. In the steady state, the sub-capacitor C1 and the smoothing capacitor C2 are charged with substantially constant both-end voltages Vc1 and Vc2 except for ripple-like fluctuations.
  • an electromotive force Vn2 is generated in the secondary coil N2 (“electromotive force” and “back electromotive force” in this specification are used in terms of voltage).
  • the electromotive force Vn2 has a direction in which the point b side has a high potential and the point a side has a low potential. Since the diode D1 is reverse-biased due to the relationship between the potential at point a and the potential at point c, no current flows. A discharge current from the smoothing capacitor C2 is supplied to the load.
  • the current i2 flowing on the secondary side during the ON period flows in the direction of charging the sub capacitor C1. As a result, electric energy is accumulated in the sub capacitor C1. In addition, when the current i2 excites the choke coil L, magnetic energy is accumulated in the choke coil L.
  • FIG. 4 is a diagram schematically showing a current flow (dotted line with an arrow) in the off period in the circuit configuration of FIG.
  • FIG. 5 is a diagram schematically showing a potential relationship between points a to e on the secondary side of the transformer in the off period. The operation on the secondary side during the off period will be described with reference to FIG.
  • the back electromotive force Vn2 generated in the secondary coil N2 of the transformer T has a low potential on the point b side and a high potential on the point a side, as shown in the potential relationship diagram of FIG.
  • the diode D1 becomes forward biased, and the current i21 flows through the following path.
  • Current i21 transformer secondary coil point a ⁇ diode D1 ⁇ load (or smoothing capacitor C2) ⁇ sub capacitor C1 ⁇ transformer secondary coil b point
  • the back electromotive force VL is generated in the choke coil L so as to maintain the current during the ON period.
  • the counter electromotive force VL is in a direction in which the point d has a high potential and the point e has a low potential.
  • this back electromotive force VL exceeds one end potential of the sub capacitor C1
  • Current i23 choke coil L ⁇ diode D3 ⁇ transformer secondary coil ⁇ diode D1 ⁇ load (or smoothing capacitor C2)
  • the diode D2 is reverse-biased due to the relationship between the a-point potential and the d-point potential, so no current flows.
  • the off-period current i21 is a discharge current that releases the electrical energy accumulated in the sub-capacitor C1 during the on-period, and is supplied to the load or charges the smoothing capacitor C2.
  • the current i22 and the current i23 in the off period release the magnetic energy accumulated in the choke coil L in the on period.
  • the current i22 flows in the direction of charging the sub-capacitor C1, and compensates for the electric energy that the sub-capacitor C1 loses due to discharge.
  • the current i23 is supplied to the load together with the current i21 or charges the smoothing capacitor C2.
  • the magnetic energy accumulated in the choke coil L during the on period is converted into electrical energy during the off period.
  • the back electromotive force Vn2 generated in the secondary coil N2 of the transformer T during the off period is suppressed by the voltage VC1 charged in the sub capacitor C1 during the on period. That is, the back electromotive force Vn2 is smaller by the amount of the voltage VC1 than the back electromotive force generated in the secondary coil N2 when there is no sub capacitor C1.
  • the back electromotive force (including the surge voltage) generated in the primary coil N1 of the transformer T at the moment when the FET Q is turned off is reduced, the withstand voltage required for the primary side FET Q can be reduced.
  • the processing capacity of the snubber circuit for suppressing the surge voltage can be reduced.
  • the switching power supply of the present invention functions to store electric energy in the sub-capacitor and magnetic energy in the choke coil on the transformer secondary side during the ON period. Furthermore, during the off period, the electric energy is discharged from the sub capacitor and supplied to the load, and the electric energy of the sub capacitor is supplemented by the magnetic energy of the choke coil. This improves the power conversion efficiency on the secondary side.
  • the secondary side choke coil contributes to the charging of the sub-capacitor both during the on period and during the off period, so that the use efficiency of the choke coil is improved compared to the forward type external choke coil.
  • the voltage across the sub capacitor suppresses the back electromotive force and surge voltage generated in the primary coil at the moment when the switching element is turned off, so that the withstand voltage of the switching element can be reduced.
  • the processing capacity of the snubber circuit for suppressing overvoltage can be reduced, power loss is reduced.

Abstract

絶縁型スイッチング電源において、簡易な構成により効率的な電力変換を行う。スイッチング電源が、入力端1,2と、出力端p,nと、一次コイルN1と二次コイルN2を具備するトランスTと、オンオフ制御されるスイッチング素子Qと、二次コイルの一端と負極出力端nの間に接続されたサブコンデンサC1と、負極出力端nに一端が接続されたチョークコイルLと、二次コイル他端と正極出力端pの間に接続され、正極出力端pへの電流を導通させる第１整流要素D1と、チョークコイル他端と二次コイル他端の間に接続され、二次コイルへ流れる電流を導通させる第２整流要素D2と、チョークコイル他端と二次コイル一端の間に接続され、サブコンデンサ又は二次コイルへ流れる電流を導通させる第３整流要素D3と、出力端間に接続された平滑コンデンサC2と、を有する。

Description

絶縁型スイッチング電源
　本発明は、絶縁型スイッチング電源に関する。
　トランスを用いて入力側と出力側を絶縁する絶縁型スイッチング電源が知られている。入力が交流電圧の場合は、一般的には、ＡＣ／ＤＣ変換回路の後にＤＣ／ＤＣコンバータが配置されている（特許文献１～５）。入力が直流電圧の場合は、直接ＤＣ／ＤＣコンバータに入力される。ＤＣ／ＤＣコンバータの代表的方式として、フライバック方式とフォワード方式がある。
特開平７－３１１５０号公報 特開平８－３３１８６０号公報 特開２００２－１０６３２号公報 特開２００５－２１８２２４号公報 特開２００７－３７２９７号公報
　絶縁型スイッチング電源のフライバック方式では、スイッチング素子のオン期間にはトランスに磁気エネルギーが蓄積され、オフ期間にはそのエネルギーが放出される構成である。またフォワード方式では、スイッチング素子のオン期間に外付けチョークコイルに磁気エネルギーが蓄積され、オフ期間にはそのエネルギーが放出される構成である。これらの方式では、二次側の電力変換効率が十分とはいえなかった。
　また絶縁型スイッチング電源では、スイッチング素子がオフした瞬間にトランスの一次側に発生する逆起電力及びサージ電圧に耐え得る高耐圧のスイッチング素子及びスナバ回路が必要であった。特にフォワード方式では、磁気リセットのためにもスナバ回路が必要であった。スナバ回路は、その処理容量が大きいほど電力損失も大きくなるという問題がある。
　以上の問題点に鑑み本発明は、絶縁型スイッチング電源において、二次側の電力変換効率を向上させるとともに、一次側のスイッチング素子の耐圧及びスナバ回路の処理容量を低減させることを目的とする。
　上記の目的を達成するべく、本発明は、以下の構成を提供する。なお、括弧内の符号は後述する図面中の符号であり、参考のために付するものである。
　本発明の絶縁型スイッチング電源の一態様は、
　（ａ）入力電圧が印加される第１入力端（1）及び第２入力端（2）と、
　（ｂ）正極出力端（p）及び負極出力端（n）と、
　（ｃ）一次コイル（N1）と二次コイル（N2）を具備し一次コイルの一端が前記第１入力端（1）に接続されたトランス（T）と、
　（ｄ）前記一次コイル（N1）の他端と前記第２入力端（2）の間の電流路を導通又は遮断するように制御信号（Vg）によりオンオフ制御されるスイッチング素子（Q）と、
　（ｅ）前記二次コイル（N2）の一端と前記負極出力端（n）の間に接続されたサブコンデンサ（C1）と、
　（ｆ）前記負極出力端（n）に一端が接続されたチョークコイル（L）と、
　（ｇ）前記二次コイル（N2）の他端と前記正極出力端（p）の間に接続され、該二次コイルから該正極出力端（p）へ流れる電流を導通させる第１整流要素（D1）と、
　（ｈ）前記チョークコイル（L）の他端と前記二次コイル（N2）の他端の間に接続され、該チョークコイル（L）から該二次コイル（N2）へ流れる電流を導通させる第２整流要素（D2）と、
　（ｉ）前記チョークコイル（L）の他端と前記二次コイル（N2）の一端の間に接続され、該チョークコイル（L）から前記サブコンデンサ（C1）又は該二次コイル（N2）へ流れる電流を導通させる第３整流要素（D3）と、
　（ｊ）前記正極出力端（p）と前記負極出力端（n）の間に接続された平滑コンデンサ（C2）と、を有することを特徴とする。
　本発明により、絶縁型スイッチング電源において、電力変換効率を向上させることができる。
図１は、本発明の絶縁型スイッチング電源の実施形態の回路構成例を概略的に示した図である。 図２は、図１に示した回路構成のオン期間の電流の流れを概略的に示す図である。 図３は、図１に示した回路構成の二次側におけるオン期間の電位関係を模式的に示した図である。 図４は、図１に示した回路構成のオフ期間の電流の流れを概略的に示す図である。 図５は、図１に示した回路構成の二次側におけるオフ期間の電位関係を模式的に示した図である。
　以下、実施例を示した図面を参照しつつ、本発明による絶縁型スイッチング電源の実施形態について説明する。
（１）回路構成
　図１は、本発明の絶縁型スイッチング電源（以下「スイッチング電源」と称する）の実施形態の回路構成の一例を概略的に示した図である。なお、以下では、直流電圧が入力されるＤＣ／ＤＣコンバータの場合を実施例として本発明を説明する。しかしながら、本発明のスイッチング電源は、電圧が一定の直流以外に、電圧が変動する矩形波又は交流等のどのような波形の電圧が入力されても同様に機能し、直流電圧を出力することができる電力変換装置である。
　本発明のスイッチング電源は、入力側と出力側を電気的に絶縁する絶縁型である。このためにトランスＴを設けている。トランスＴは、基本的に１つの一次コイルＮ１と１つの二次コイルＮ２を具備する。
　各コイルの巻き始端を黒丸で示している。本明細書でコイルについて「一端」と「他端」という場合は、「巻き始端」と「巻き終端」の組合せを意味する場合と、「巻き終端」と「巻き始端」の組合せを意味する場合のいずれも含むものとする。トランスＴは、一次コイルとＮ１と二次コイルＮ２の極性が、従来のフライバック方式と同じである。
　入力電圧は、第１入力端１と第２入力端２の間に印加される。トランスＴの一次コイルＮ１の一端（本例では巻き始端）は、第１入力端１に接続されている。ここでは、第２入力端２が入力側基準電位端である。
　トランスＴの二次側には、直流電圧が出力される正極出力端ｐと負極出力端ｎが設けられている。ここでは、負極出力端ｎが二次側基準電位端である。正極出力端ｐと負極出力端ｎの間に接続された負荷（図示せず）に出力電圧が印加され、出力電流が流れる。
　トランスＴの一次コイルＮ１の他端（本例では巻き終端）には、スイッチング素子Ｑの一端が接続されている。スイッチング素子Ｑの他端は、第２入力端２に接続されている。スイッチング素子Ｑは制御端を具備し、制御端は、一次コイルＮ１の他端と第２入力端２の間の電流路を導通又は遮断するようにオンオフ制御される。
　スイッチング素子Ｑの制御端は、制御信号Ｖｇにより制御される。制御信号Ｖｇは、例えば所定の周波数及びデューティ比のパルス波形をもつＰＷＭ信号である。図示の例では、スイッチング素子Ｑがｎチャネル形ＭＯＳＦＥＴ（以下「ＦＥＴＱ」と称する）であり、一端がドレイン、他端がソース、制御端がゲートである。この場合、制御信号Ｖｇは電圧信号である。
　なお、ＦＥＴ以外のスイッチング素子として、例えばＩＧＢＴ又はバイポーラトランジスタを用いることもできる。
　トランスＴの二次コイルＮ２の一端（本例では巻き始端）と負極出力端ｎの間には、１つのコンデンサ（以下「サブコンデンサと称する」）Ｃ１が接続されている。また、正極出力端ｐと負極出力端ｎの間には、平滑コンデンサＣ２が接続されている。
　トランスＴの二次コイルＮ２の他端と正極出力端ｐの間には、第１整流要素Ｄ１が接続されている。第１整流要素Ｄ１は、順バイアスのとき二次コイルＮ２から正極出力端ｐへ流れる電流を導通させ、逆バイアスのときこの電流を遮断する向きに接続されている。第１整流要素Ｄ１が例えばダイオードである場合、ダイオードＤ１のアノードが二次コイルＮ２の他端に、カソードが正極出力端ｐに接続される。
　トランスＴの二次側の回路は、チョークコイルＬを有する。チョークコイルＬの一端は、負極出力端ｎに接続されている。
　そして、チョークコイルＬの他端とトランスＴの二次コイルＮ２の他端の間には、第２整流要素Ｄ２が接続されている。第２整流要素Ｄ２は、順バイアスのときチョークコイルＬの他端から二次コイルＮ２の他端へ流れる電流を導通させ、逆バイアスのときこの電流を遮断する向きに接続されている。第２整流要素Ｄ２が例えばダイオードである場合、ダイオードＤ２のアノードがチョークコイルＬの他端に、カソードが二次コイルＮ２の他端に接続される。
　そして、チョークコイルＬの他端とトランスＴの二次コイルＮ２の一端の間には、第３整流要素Ｄ３が接続されている。第３整流要素Ｄ３は、順バイアスのときチョークコイルＬの他端から二次コイルＮ２の一端又はサブコンデンサＣ１へ流れる電流を導通させ、逆バイアスのときこの電流を遮断する向きに接続されている。第３整流要素Ｄ３が例えばダイオードである場合、ダイオードＤ３のアノードがチョークコイルＬの他端に、カソードが二次コイルＮ２の一端に接続される。
　ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３は、順方向電圧降下が小さくかつ高速動作を行うものが好適である。なお、ダイオード以外の整流要素の例としては、同等の整流機能を有する他の素子又は回路を用いることができる。
　図示しないが、制御信号Ｖｇを発生する制御部を有することが好ましい。一例として、制御部は、入力電圧及び出力電圧を検出し、検出した入力電圧と出力電圧に基づいて、制御信号Ｖｇのデューティ比を決定し、それに基づいて制御信号Ｖｇを生成する。制御部の主要部として、ＰＷＭＩＣを用いることができる。
（２）動作説明
　図２～図５を参照して、図１に示した回路構成の動作を説明する。なお、本回路の始動時及び停止時の過渡的動作は例外とし、本回路が定常状態にある場合の動作について説明する。
（２－１）オン期間における一次側及び二次側の動作の詳細
　図２は、図１に示した回路構成におけるオン期間の電流の流れ（矢印付き点線）を概略的に示している。
［オン期間：一次側］
　トランス一次側では、オン期間に制御信号Ｖｇがオンになると、ＦＥＴＱがオンとなり電流路が導通する。トランスＴの一次コイルＮ１には、入力電圧による入力電流ｉ1が以下の経路で流れる。
　・入力電流ｉ1：第１入力端１→トランス一次コイルＮ１→ＦＥＴＱ→第２入力端２
［オン期間：二次側］
　図２では、説明の便宜上、トランスＴの二次コイルＮ２の他端をａ点とし、二次コイルＮ２の一端をｂ点とする。さらに、チョークコイルＬの他端をｄ点とし、正極出力端ｐをｃ点とし、負極出力端ｎをｅ点とする。
　図３は、オン期間におけるトランス二次側のａ点～ｅ点の電位関係を模式的に示した図である。図３も参照しつつ、オン期間のトランス二次側の動作を説明する。定常状態では、サブコンデンサＣ１及び平滑コンデンサＣ２は、リップル的な変動を除いてほぼ一定の両端電圧Ｖc1、Ｖc2でそれぞれ充電されている。
　一次コイルＮ１に入力電流ｉ1が流れることにより、二次コイルＮ２に起電力Ｖn2が生じる（本明細書における「起電力」及び「逆起電力」は電圧の意味で用いる）。図３の電位関係図に示すように、起電力Ｖn2は、ｂ点側が高電位、ａ点側が低電位の向きである。ダイオードＤ１は、ａ点電位とｃ点電位の関係により逆バイアスとなるため電流は流れない。負荷に対しては、平滑コンデンサＣ２からの放電電流が供給される。
　起電力Ｖn2によりｂ点電位がサブコンデンサＣ１の一端の電位を超えると、電流ｉ2が以下の経路で流れる。
　・電流ｉ2：トランス二次コイルｂ点→サブコンデンサＣ１→チョークコイルＬ→ダイオードＤ２→トランス二次コイルａ点
　チョークコイルＬに電流ｉ2が流れることによりチョークコイルＬ２に起電力ＶＬが生じ、ｄ点電位は負極出力端ｎのｅ点より低電位となる。ダイオードＤ２が導通するので、トランス二次コイルａ点は、ｄ点電位と同電位となる。ダイオードＤ３は、ｂ点電位とｄ点電位の関係により逆バイアスとなるため電流は流れない。
　オン期間に二次側に流れる電流ｉ2は、サブコンデンサＣ１を充電する向きに流れる。これにより、サブコンデンサＣ１に電気エネルギーが蓄積される。加えて、この電流ｉ2がチョークコイルＬを励磁することにより、チョークコイルＬに磁気エネルギーが蓄積される。
　通常のフォワード方式では、オン期間に外付けチョークコイルに磁気エネルギーが蓄積され、通常のフライバック方式では、オン期間にトランスに磁気エネルギーが蓄積される。これに対し、本回路では、オン期間にサブコンデンサＣ１に電気エネルギーが蓄積されるとともに、チョークコイルＬに磁気エネルギーが蓄積される。これにより、本回路では、電力変換効率を向上させることができる。
　本回路では、オン期間にトランスＴに磁気エネルギーが蓄積される度合いが少ないので、磁気リセットのためのスナバ回路の処理容量を低減できる。
（２－２）オフ期間における一次側及び二次側の動作の詳細
　図４は、図１の回路構成におけるオフ期間の電流の流れ（矢印付き点線）を概略的に示す図である。
［オフ期間：一次側］
　トランス一次側では、制御信号Ｖｇがオフになると、ＦＥＴＱもオフとなりスイッチが開く。トランスＴの一次コイルＮ１の電流路は遮断され、電流が零となる。これによりトランスＴの一次コイルＮ１及び二次コイルＮ２にそれぞれ逆起電力が生じる。
［オフ期間：二次側］
　図５は、オフ期間におけるトランス二次側のａ点～ｅ点の電位関係を模式的に示した図である。図５も参照しつつ、オフ期間の二次側の動作を説明する。
　トランスＴの二次コイルＮ２に生じる逆起電力Ｖn2は、図５の電位関係図に示すように、ｂ点側が低電位、ａ点側が高電位の向きである。ａ点電位が平滑コンデンサＣ２の一端（正極出力端ｐ）の電位であるｃ点電位を超えると、ダイオードＤ１が順バイアスとなり、電流ｉ21が以下の経路で流れる。
　・電流ｉ21：トランス二次コイルａ点→ダイオードＤ１→負荷（又は平滑コンデンサＣ２）→サブコンデンサＣ１→トランス二次コイルｂ点
　さらに、チョークコイルＬはオン期間の電流を維持するように逆起電力ＶＬが発生する。この逆起電力ＶＬは、ｄ点が高電位、ｅ点が低電位の向きである。この逆起電力ＶＬが、サブコンデンサＣ１の一端電位を超えるとダイオードＤ３が導通し、電流ｉ22及びｉ23が以下の経路で流れる。
　・電流ｉ22：チョークコイルＬ→ダイオードＤ３→サブコンデンサＣ１
　・電流ｉ23：チョークコイルＬ→ダイオードＤ３→トランス二次コイル→ダイオードＤ１→負荷（又は平滑コンデンサＣ２）
　ダイオードＤ２は、ａ点電位とｄ点電位の関係により逆バイアスとなるため電流は流れない。
　オフ期間の電流ｉ21は、オン期間にサブコンデンサＣ１に蓄積された電気エネルギーを放出する放電電流であり、負荷へ供給されるか又は平滑コンデンサＣ２を充電する。一方、オフ期間の電流ｉ22及び電流ｉ23は、オン期間にチョークコイルＬに蓄積された磁気エネルギーを放出するものである。電流ｉ22はサブコンデンサＣ１を充電する向きに流れ、サブコンデンサＣ１が放電により失う電気エネルギーを補う。また、電流ｉ23は、電流ｉ21とともに負荷へ供給されるか又は平滑コンデンサＣ２を充電する。このように、オン期間にチョークコイルＬに蓄積された磁気エネルギーは、オフ期間に電気エネルギーに変換される。
　オフ期間にトランスＴの二次コイルＮ２に生じる逆起電力Ｖn2は、オン期間にサブコンデンサＣ１に充電された電圧ＶC1により抑圧される。すなわち、逆起電力Ｖn2は、サブコンデンサＣ１が無い場合に二次コイルＮ２に生じる逆起電力に比べて電圧ＶC1の分だけ小さくなる。この結果、ＦＥＴＱがオフした瞬間にトランスＴの一次コイルＮ１に生じる逆起電力（サージ電圧も含む）も小さくなるため、一次側のＦＥＴＱに要求される耐圧を低減することができる。また、サージ電圧を抑制するためのスナバ回路の処理容量も低減することができる。
（２－３）動作及び効果のまとめ
　本発明のスイッチング電源は、オン期間には、トランス二次側においてサブコンデンサに電気エネルギーを蓄積するとともに、チョークコイルに磁気エネルギーを蓄積するように機能する。さらに、オフ期間には、サブコンデンサから電気エネルギーを放出して負荷に供給するとともに、チョークコイルの磁気エネルギーによりサブコンデンサの電気エネルギーを補充するように機能する。これにより二次側の電力変換効率が向上する。
　二次側のチョークコイルは、オン期間もオフ期間もサブコンデンサの充電に寄与することになるので、フォワード方式の外付けチョークコイルに比べてチョークコイルの利用効率が向上する。
　サブコンデンサの両端電圧によって、スイッチング素子がオフした瞬間に一次コイルに生じる逆起電力やサージ電圧が抑制されることから、スイッチング素子の耐圧を低減することができる。加えて、過電圧抑制用のスナバ回路の処理容量も低減できるので、電力損失が低減される。
　１　第１入力端
　２　第２入力端（入力側基準端）
　ｐ　正極出力端
　ｎ　負極出力端（出力側基準電位）
　Ｔ　トランス
　Ｎ１　一次コイル
　Ｎ２　二次コイル
　Ｑ　スイッチング素子（ＦＥＴ）
　Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３　整流要素（ダイオード）
　Ｃ１　サブコンデンサ
　Ｃ２　平滑コンデンサ
　Ｌ　チョークコイル

Claims (1)

  1. 　（ａ）入力電圧が印加される第１入力端（1）及び第２入力端（2）と、
    　（ｂ）正極出力端（p）及び負極出力端（n）と、
    　（ｃ）一次コイル（N1）と二次コイル（N2）を具備し一次コイルの一端が前記第１入力端（1）に接続されたトランス（T）と、
    　（ｄ）前記一次コイル（N1）の他端と前記第２入力端（2）の間の電流路を導通又は遮断するように制御信号（Vg）によりオンオフ制御されるスイッチング素子（Q）と、
    　（ｅ）前記二次コイル（N2）の一端と前記負極出力端（n）の間に接続されたサブコンデンサ（C1）と、
    　（ｆ）前記負極出力端（n）に一端が接続されたチョークコイル（L）と、
    　（ｇ）前記二次コイル（N2）の他端と前記正極出力端（p）の間に接続され、該二次コイルから該正極出力端（p）へ流れる電流を導通させる第１整流要素（D1）と、
    　（ｈ）前記チョークコイル（L）の他端と前記二次コイル（N2）の他端の間に接続され、該チョークコイル（L）から該二次コイル（N2）へ流れる電流を導通させる第２整流要素（D2）と、
    　（ｉ）前記チョークコイル（L）の他端と前記二次コイル（N2）の一端の間に接続され、該チョークコイル（L）から前記サブコンデンサ（C1）又は該二次コイル（N2）へ流れる電流を導通させる第３整流要素（D3）と、
    　（ｊ）前記正極出力端（p）と前記負極出力端（n）の間に接続された平滑コンデンサ（C2）と、を有することを特徴とする
    　絶縁型スイッチング電源。
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