JP2012138984A - リンギングチョークコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】帰還不能になった場合においても、二次側主巻線の電圧の上昇を抑制することができるリンギングチョークコンバータを提供する。
【解決手段】一次側主巻線Ｎｐ、二次側主巻線Ｎｓおよび補助巻線ＮａからなるトランスＴと、制御端子が一次側主巻線Ｎｐの一端および補助巻線Ｎａの一端に接続されたスイッチング素子１と、二次側主巻線Ｎｓに接続された整流平滑回路２および電圧検出回路４と、スイッチング素子１のオン／オフを制御するフィードバック制御回路５と、カソードが補助巻線Ｎａの一端に接続されたダイオード１７と、アノードがダイオード１７のアノードに接続され、カソードがスイッチング素子１の制御端子に接続されたツェナーダイオード１８と、一端がダイオード１７とツェナーダイオード１８の接続部に接続され、他端が補助巻線Ｎａの他端に接続されたコンデンサ１９と、を備えたことを特徴とする。
【選択図】図１

Description

本発明は、リンギングチョークコンバータに関する。

現在、家庭用電化製品や事務機器をはじめとする電子機器の電源部には、一般的に高効率で低消費電力化に対するニーズに応え得るスイッチング電源装置が多用されている。
その中でも、リンギングチョークコンバータは絶縁型コンバータであるとともに自励式でその基本動作がシンプルであることから、様々な電子機器の電源部に採用されている（例えば、特許文献１参照）。

図３は、従来のリンギングチョークコンバータの一例を示す回路図である。図３のリンギングチョークコンバータ２００は、一次側主巻線Ｎｐおよび二次側主巻線Ｎｓ、並びに補助巻線（ゲート駆動巻線）ＮａからなるトランスＴ（なおトランスＴについては、黒丸印が付された側を一端（巻き始め）側、黒丸印が付された側と反対側を他端（巻き終わり）側とする。以下同じ。）と、一次側主巻線Ｎｐに直列接続されたＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴ（以下、単に「ＦＥＴ」）１と、二次側主巻線Ｎｓに接続された整流平滑回路２と、整流平滑回路２の出力端と電圧検出回路４との間に接続されたツェナーダイオード３と、整流平滑回路２の出力側でツェナーダイオード３の両端に接続された電圧検出回路４と、電圧検出回路４により検出された電圧に基づいてＦＥＴ１のオン／オフを制御するフィードバック制御回路５と、補助巻線Ｎａに接続された過電流検出回路６と、一次側主巻線Ｎｐに接続されたスナバ回路７とを備えている。

リンギングチョークコンバータ２００では、ＦＥＴ１がオン、ターンオフ、オフ、ターンオンの４つの状態を繰り返すことで、自励発振が行われる。なお、ターンオフとは、ＦＥＴ１がオン状態からオフ状態に移るまでの状態のことをいい、ターンオンとは、ＦＥＴ１がオフ状態からオン状態に移るまでの状態のことをいう。

リンギングチョークコンバータ２００の概略動作を説明すると、まず、入力電圧が起動抵抗８を介してＦＥＴ１のゲート−ソース間に印加され、ＦＥＴ１がターンオンする。

ＦＥＴ１がターンオンすると、トランスＴの一次側主巻線Ｎｐに入力電圧が印加され、一次側主巻線ＮｐおよびＦＥＴ１のドレイン−ソース間にドレイン電流が流れる。
このとき、補助巻線Ｎａは一次側主巻線Ｎｐと同極性であるため、一次側主巻線Ｎｐとの巻数比に応じた比例電圧が補助巻線Ｎａに誘起される。この電圧は、抵抗１２およびコンデンサ１１を介してＦＥＴ１のゲート−ソース間に印加され、ＦＥＴ１は急速にオンする。

一方、二次側主巻線Ｎｓは一次側主巻線Ｎｐと極性が逆極性になっているので、整流平滑回路２の整流ダイオードに逆電圧が印加される。このため、二次側主巻線Ｎｓに電流は流れず、トランスＴ（一次側主巻線Ｎｐ）にエネルギーが蓄積される。

ＦＥＴ１のオン期間に、フィードバック制御回路５のＮＰＮ型トランジスタ９がオンすると、ＦＥＴ１のゲート−ソース間は実質的にショートされた状態になるので（なお、過電流検出回路６の微小抵抗１３の抵抗値はごく小さいので無視している。）、ＦＥＴ１はターンオフし、その後オフする。

ＦＥＴ１がオフすると、一次側主巻線Ｎｐにドレイン電流が流れなくなり、トランスＴに逆起電力が発生して、すべての巻線Ｎｐ、Ｎｓ、Ｎａの極性が反転する。これにより、整流平滑回路２の整流ダイオードに順電圧が印加され、一次側主巻線Ｎｐに蓄積されたエネルギーが二次側主巻線Ｎｓから放出される（二次側主巻線Ｎｓから電流が流れる）。
また、ＦＥＴ１のオフ期間に、コンデンサ１１は、一端側（ＦＥＴ１のゲート側）が正極性となるように充電される。

トランスＴに蓄積されたエネルギーがすべて放出されると、すべての巻線Ｎｐ、Ｎｓ、Ｎａの電圧は０になる。そして、ＦＥＴ１のオフ期間に充電されたコンデンサ１１が放電することにより、ＦＥＴ１のゲート−ソース間の電圧が上昇し、ＦＥＴ１が再びターンオンする。
リンギングチョークコンバータ２００は、以上の動作を繰り返して自励発振を行っている。

また、リンギングチョークコンバータ２００では、電圧検出回路４やフィードバック制御回路５が正常に動作している場合（以下、帰還可能という。）、何らかの要因で二次側主巻線Ｎｓの電圧が上昇すると、電圧検出回路４がこの上昇を検出するとともにフィードバック制御回路５がＦＥＴ１のスイッチング動作を制御することで、一次側主巻線Ｎｐに流れるドレイン電流を制限して、二次側主巻線Ｎｓの電圧の安定化（過電圧保護）を行っている。

具体的には、二次側主巻線Ｎｓの電圧が上昇すると、電圧検出回路４のシャントレギュレータ１４のリファレンス端子電圧が上昇して、シャントレギュレータ１４のカソード電流が増加する。同時にフォトカプラの発光素子（ＬＥＤ）１５に流れる順電流が増加し、フォトカプラの受光素子（フォトトランジスタ）１６に流れるコレクタ電流も増加する。コレクタ電流が増加するにより、ＮＰＮ型トランジスタ９のベース電流が増加してＮＰＮ型トランジスタ９がオンする。ＮＰＮ型トランジスタ９がオンすると、ＦＥＴ１のゲート−ソース間の電圧が低下して、一次側主巻線Ｎｐに流れるドレイン電流が減少する。その結果、トランスＴに蓄積されるエネルギーが減少して、二次側主巻線Ｎｓの電圧が低下する。

特開２０００−１９７３６０号公報

ところで、従来のリンギングチョークコンバータ２００では、故障等により電圧検出回路４やフィードバック制御回路５が正常に動作しなくなった場合（以下、帰還不能という。）、ＦＥＴ１によるドライブ量が増加し、二次側主巻線Ｎｓの電圧は上昇する傾向にある。
二次側主巻線Ｎｓの電圧が上昇すると、ツェナーダイオード３がショートし、過電流検出回路６が過電流状態を検出する。その結果、過電流保護動作モードに移行し、出力電圧が低下する。このため、二次側主巻線Ｎｓの電圧が急激に上昇し易い状況となり、ツェナーダイオード３をはじめとするトランス二次側部品のサイズアップ等、コストアップに繋がる対策が必要となっていた。

また、従来のリンギングチョークコンバータ２００では、ツェナーダイオード３の耐電圧が低い場合に、二次側主巻線Ｎｓの電圧が上昇し過大な電圧が発生すると、トランス二次側で過電圧保護することができず、ツェナーダイオード３がオープン破損してしまい、電圧検出回路４に過大な電圧が印加されてしまうおそれがあった。

本発明は上記事情を鑑みてなされたものであって、その課題とするところは、帰還不能になった場合においても、二次側主巻線の電圧の上昇を抑制することができるリンギングチョークコンバータを提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明に係るリンギングチョークコンバータは、一次側主巻線および二次側主巻線、並びに補助巻線からなるトランスと、補助巻線から供給される電圧により駆動されることで、直流入力電圧をスイッチングして二次側主巻線に交流電圧を誘起させるスイッチング素子と、交流電圧を整流、平滑して直流出力電圧として出力する整流平滑回路と、直流出力電圧を検出する電圧検出回路と、電圧検出回路により検出された電圧に基づいてスイッチング素子のオン／オフを制御するフィードバック制御回路と、を備えたリンギングチョークコンバータであって、スイッチング素子の制御端子が一次側主巻線の一端に導通可能に接続されるとともに、スイッチング素子の電流路の一端が一次側主巻線の他端に導通可能に接続され、スイッチング素子の電流路の他端が補助巻線の他端に導通可能に接続され、カソードが補助巻線の一端に接続されたダイオードと、アノードがダイオードのアノードに接続され、カソードがスイッチング素子の制御端子に接続されたツェナーダイオードと、一端がダイオードとツェナーダイオードとの接続部に接続され、他端がスイッチング素子の電流路の他端に接続されたコンデンサと、をさらに備えたことを特徴とする。

この構成によれば、スイッチング素子のオフ期間では、コンデンサがマイナス方向（スイッチング素子の電流路の他端側がプラス）に充電されている。ここで、トランス一次側から二次側への帰還が不能になると、二次側主巻線の電圧が上昇し、これに伴ってコンデンサの充電電圧も上昇する。そして、コンデンサの充電電圧がツェナーダイオードのツェナー電圧（降伏電圧）を超えると、ツェナーダイオードが導通する。その結果、スイッチング素子の制御端子の電圧が引き抜かれて、一次側主巻線に対するドライブ量が減少する。これにより、二次側主巻線の電圧の上昇を抑制することができる。

本発明に係るリンギングチョークコンバータにおいて、上記スイッチング素子として、ＦＥＴとすることができ、該ＦＥＴのオフ期間中に、補助巻線の他端からダイオードを介して補助巻線の一端に向かって流れる電流によりコンデンサが充電され、ＦＥＴがターンオンしたときにコンデンサの充電電圧がツェナーダイオードのツェナー電圧を超えていた場合、ツェナーダイオードが導通し、ＦＥＴのゲート電圧の上昇が抑制されるように構成することが好ましい。

本発明に係るリンギングチョークコンバータにおいて、上記ツェナーダイオードのツェナー電圧は、電圧検出回路およびフィードバック制御回路による帰還動作が正常に行われているときのスイッチング素子の制御端子とダイオードのアノード間の電位差より大きな値に設定されていることを特徴とする。

本発明によれば、帰還不能になった場合においても、二次側主巻線の電圧の上昇を抑制することができるリンギングチョークコンバータを提供することができる。

本発明に係るリンギングチョークコンバータの回路図である。 帰還不能時における本発明に係るリンギングチョークコンバータと従来のリンギングチョークコンバータの出力電圧波形図であって、（ａ）は入力電圧１００Ｖ、出力電流０Ａ時の波形図、（ｂ）は入力電圧１００Ｖ、出力電流０．１Ａ時の波形図である。 従来のリンギングチョークコンバータの回路図である。

以下、添付図面を参照して、本発明に係るリンギングチョークコンバータの好ましい実施形態について説明する。

［回路構成］
図１に、本実施形態に係るリンギングチョークコンバータ１００を示す。同図に示すように、本実施形態に係るリンギングチョークコンバータ１００は、図３に示す従来のリンギングチョークコンバータ２００に、以下に説明するダイオード１７と、ツェナーダイオード１８と、コンデンサ１９とが追加されたものである。
なお、図１に示す構成の説明に関し、図３の説明で使用した箇所と同一箇所については同一の参照符号を用いるものとする。

本実施形態に係るリンギングチョークコンバータ１００は、一次側主巻線Ｎｐおよび二次側主巻線Ｎｓ、並びに補助巻線ＮａからなるトランスＴと、トランスＴの一次側主巻線Ｎｐに直列接続されたスイッチング素子１と、トランスＴの二次側主巻線Ｎｓに接続された整流平滑回路２と、整流平滑回路２の出力端と電圧検出回路４との間に接続されたツェナーダイオード３と、整流平滑回路２の出力側でツェナーダイオード３の両端に接続された電圧検出回路４と、トランス二次側電圧を一次側にフィードバックしてスイッチング素子１のオン／オフを制御するフィードバック制御回路５と、トランスＴの補助巻線Ｎａに接続された過電流検出回路６と、トランスＴの一次側主巻線Ｎｐに接続されたスナバ回路７とを備えている。
スイッチング素子１は、補助巻線Ｎａから供給される電圧により駆動されることで、直流入力電圧をスイッチングして二次側主巻線Ｎｓに交流電圧を誘起する。整流平滑回路２は、誘起された交流電圧を整流、平滑して直流出力電圧として出力する。電圧検出回路４は、直流出力電圧を検出する。フィードバック制御回路５は、電圧検出回路４により検出された電圧に基づいてスイッチング素子１のオン／オフを制御する。電圧検出回路４は、シャントレギュレータ１４と電圧検出用抵抗に並列接続されたフォトカプラの発光素子（ＬＥＤ）１５を含む。また、フィードバック制御回路５は、フォトカプラの受光素子（フォトトランジスタ）１６と、増幅回路として機能するＮＰＮ型トランジスタ９を含む。
なお、本実施形態では、直流の入力電圧が供給される入力端子の一端が一次側主巻線Ｎｐの一端（図１中、黒丸印が付された側）に接続され、他端が補助巻線Ｎａの他端（図１中、黒丸印が付された側と反対側）に接続されている。

また、本実施形態では、スイッチング素子１として、ＦＥＴが用いられている。ＦＥＴ１のゲート（制御端子）は、起動抵抗８を介して一次側主巻線Ｎｐの一端に接続されるとともにコンデンサ１１と抵抗１２とが直列接続された回路を介して補助巻線Ｎａの一端（図１中、黒丸印が付された側）にも接続されている。ＦＥＴ１のドレイン（電流路の一端）は、一次側主巻線Ｎｐの他端（図１中、黒丸印が付された側と反対側）に接続され、ソース（電流路の他端）は、電流検出用の微小抵抗１３を介して補助巻線Ｎａの他端に接続されている。

さらに、本実施形態に係るリンギングチョークコンバータ１００は、ダイオード１７と、ツェナーダイオード１８と、コンデンサ１９とを備えている。
ダイオード１７は、アノードがツェナーダイオード１８のアノードに接続され、カソードが補助巻線Ｎａの一端に接続されている。ツェナーダイオード１８は、カソードがＦＥＴ１のゲートに接続されている。そして、コンデンサ１９は、一端がダイオード１７とツェナーダイオード１８との接続部に接続され、他端がＦＥＴ１のソースに接続されている。

［動作］
続いて、本実施形態に係るリンギングチョークコンバータ１００の過電圧保護の動作について、帰還可能の場合と帰還不能の場合に分けて説明する。
なお、自励発振に関する基本動作については従来のリンギングチョークコンバータ２００と同じであるため説明を省略する。

（帰還可能の場合）
本実施形態に係るリンギングチョークコンバータ１００では、二次側主巻線Ｎｓに発生する電圧が上昇すると、電圧検出回路４がこの上昇を検出するとともにフィードバック制御回路５がＦＥＴ１のスイッチング動作を制御することで、二次側主巻線Ｎｓの電圧を制限する過電圧保護が行われている。

具体的には、ＦＥＴ１のオフ期間に発生する二次側主巻線Ｎｓの電圧が上昇すると、電圧検出回路４のシャントレギュレータ１４のリファレンス端子電圧が上昇して、シャントレギュレータ１４のカソード電流が増加する。同時にフォトカプラの発光素子１５に流れる順電流が増加し、ＦＥＴ１のオン期間にフォトカプラの受光素子１６に流れるコレクタ電流も増加する。コレクタ電流が増加することにより、ＮＰＮ型トランジスタ９のベース電流が増加してＮＰＮ型トランジスタ９がターンオンする。ＮＰＮ型トランジスタ９がターンオンすると、ＦＥＴ１のゲート−ソース間の電圧が低下して、一次側主巻線Ｎｐに流れるドレイン電流が減少する。その結果、トランスＴに蓄積されるエネルギーが減少して、二次側主巻線Ｎｓの電圧が低下する。
なお、ツェナーダイオード１８のツェナー電圧は、電圧検出回路４およびフィードバック制御回路５が正常に動作して出力電圧が安定している場合、該ツェナーダイオード１８がオンしないような値に設定されている。すなわち、ツェナーダイオード１８のツェナー電圧は、電圧検出回路４およびフィードバック制御回路１８による帰還動作が正常に行われているときの前記スイッチング素子の制御端子と前記ダイオードのアノード間の電位差より大きな値に設定されている

（帰還不能の場合）
一方、故障等により電圧検出回路４やフィードバック制御回路５が帰還不能になった場合、ＦＥＴ１のオフ期間に発生する二次側主巻線Ｎｓの電圧は上昇する傾向にある。
また、ＦＥＴ１のオフ期間は、補助巻線Ｎａの一端が負極性となり、他端が正極性となるので、補助巻線Ｎａの他端から微小抵抗１３およびダイオード１７を介して補助巻線Ｎａの一端に向かって電流が流れ、この電流によりコンデンサ１９が充電される。
このため、本実施形態に係るリンギングチョークコンバータ１００では、二次側主巻線Ｎｓの電圧が上昇すると、補助巻線Ｎａの電圧が上昇してコンデンサ１９の充電電圧も上昇する。コンデンサ１９の充電電圧（一端側の電圧）は、ツェナーダイオード１８のアノード側に印加される。
ここで、ツェナーダイオード１８の両端電圧がツェナー電圧を超えると、ツェナーダイオード１８がオン（導通）する。

ツェナーダイオード１８がオン状態でＦＥＴ１がターンオンすると、ダイオード１７を介して補助巻線Ｎａの一端側から他端側に向けて電流が流れるとともに、コンデンサ１１に充電された電荷が放電されることで、コンデンサ１１からも、ツェナーダイオード１８、ダイオード１７を介して補助巻線Ｎａに電流が流れ込む。その結果、ＦＥＴ１のゲート電圧が引き抜かれ、ゲート電圧の上昇が抑制される。これにより、オン時の巻線ドライブ量が減少し、二次側主巻線Ｎｓの電圧の上昇が制限される。

以上のように、本実施形態に係るリンギングチョークコンバータ１００によれば、電圧検出回路４やフィードバック制御回路５に異常が発生する等して帰還不能となった場合においても、二次側主巻線Ｎｓの電圧の上昇を制限することができる。このため、ツェナーダイオード３の耐電圧が低い場合であっても、大きい電力のものを使わないでトランス二次側の過電圧保護を安定して行うことができる。

また、本実施形態に係るリンギングチョークコンバータ１００によれば、二次側主巻線Ｎｓの電圧の上昇を制限することができるので、整流平滑回路２の出力端に接続されたツェナーダイオード３や電圧検出回路４に過大な電圧が印加されてしまうのを防ぐことができる。
これにより、本実施形態に係るリンギングチョークコンバータ１００によれば、ツェナーダイオード３や、電圧検出回路４を構成する電子部品として比較的耐電圧の低い安価のものを採用することができるので、コストを抑えることができる。

［出力電圧の比較］
図２に、帰還不能になった場合における本実施形態に係るリンギングチョークコンバータ１００の出力電圧と、従来のリンギングチョークコンバータ２００の出力電圧とを比較した結果を示す。同図において、（ａ）は入力電圧と出力電流の条件をＡＣ１００Ｖ／０Ａとした場合の出力電圧波形図、（ｂ）は入力電圧と出力電流の条件をＡＣ１００Ｖ／０．１Ａとした場合の出力電圧波形図であり、実線で示した波形図が本実施形態に係るリンギングチョークコンバータ１００の波形図であり、破線で示した波形図が従来のリンギングチョークコンバータ２００の波形図である。
なお、図２では、時刻ｔ₁において帰還不能に陥ったものとする。

図２に示す出力電圧波形の比較から、入力電圧と出力電流の条件をＡＣ１００Ｖ／０Ａとした場合も、入力電圧と出力電流の条件をＡＣ１００Ｖ／０．１Ａとした場合もともに、帰還不能になった場合における本実施形態に係るリンギングチョークコンバータ１００の出力電圧のピーク値Ｖ₁が、帰還不能になった場合における従来のリンギングチョークコンバータ２００の出力電圧のピーク値Ｖ₂よりも低くなっていることが分かる。

これは、本実施形態に係るリンギングチョークコンバータ１００では、帰還不能になった場合、補助巻線Ｎａの電圧が上昇するとともにコンデンサ１９の充電電圧も上昇してツェナーダイオード１８がオンすることにより、ＦＥＴ１のゲート−ソース間の電圧の上昇が制限されて、一次側主巻線Ｎｐに流れるドレイン電流が制限され、その結果、一次側主巻線Ｎｐに蓄積されるエネルギーが制限されたためである。

以上、本発明に係るリンギングチョークコンバータの好ましい実施形態について説明したが、本発明は上記の構成に限定されるものではない。

例えば、上記実施形態では、スイッチング素子としてＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴを採用したが、同等の機能を果たすものであれば特に限定されない。

また、上記実施形態では、フィードバック制御回路５や電圧検出回路４として、図１に示した構成を採用したが、これらの構成に限定されず、種々の公知の構成を採用することができる。

１００ リンギングチョークコンバータ
１ Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子）
２ 整流平滑回路
３ ツェナーダイオード
４ 電圧検出回路
５ フィードバック制御回路
６ 過電流検出回路
７ スナバ回路
８ 起動抵抗
９ ＮＰＮ型トランジスタ
１０、１２ 抵抗
１１ コンデンサ
１３ 微小抵抗
１４ シャントレギュレータ
１５ ＬＥＤ（フォトカプラの発光素子）
１６ フォトトランジスタ（フォトカプラの受光素子）
１７ ダイオード
１８ ツェナーダイオード
１９ コンデンサ

Claims (3)

1. 一次側主巻線および二次側主巻線、並びに補助巻線からなるトランスと、
   前記補助巻線から供給される電圧により駆動されることで、直流入力電圧をスイッチングして前記二次側主巻線に交流電圧を誘起させるスイッチング素子と、
   前記交流電圧を整流、平滑して直流出力電圧として出力する整流平滑回路と、
   前記直流出力電圧を検出する電圧検出回路と、
   前記電圧検出回路により検出された電圧に基づいて前記スイッチング素子のオン／オフを制御するフィードバック制御回路と、
   を備えたリンギングチョークコンバータであって、
   前記スイッチング素子の制御端子が前記一次側主巻線の一端に導通可能に接続されるとともに、前記スイッチング素子の電流路の一端が前記一次側主巻線の他端に導通可能に接続され、前記スイッチング素子の電流路の他端が前記補助巻線の他端に導通可能に接続され、
   カソードが前記補助巻線の一端に接続されたダイオードと、
   アノードが前記ダイオードのアノードに接続され、カソードが前記スイッチング素子の制御端子に接続されたツェナーダイオードと、
   一端が前記ダイオードと前記ツェナーダイオードとの接続部に接続され、他端が前記スイッチング素子の電流路の他端に接続されたコンデンサと、
   をさらに備えたことを特徴とするリンギングチョークコンバータ。
2. 前記スイッチング素子は、ＦＥＴであり、
   前記ＦＥＴのオフ期間中に、前記補助巻線の他端から前記ダイオードを介して前記補助巻線の一端に向かって流れる電流により前記コンデンサが充電され、前記ＦＥＴがターンオンしたときに前記コンデンサの充電電圧が前記ツェナーダイオードのツェナー電圧を超えていた場合、
   前記ツェナーダイオードが導通し、前記ＦＥＴのゲート電圧の上昇が抑制されることを特徴とする請求項１に記載のリンギングチョークコンバータ。
3. 前記ツェナーダイオードのツェナー電圧は、前記電圧検出回路および前記フィードバック制御回路による帰還動作が正常に行われているときの前記スイッチング素子の制御端子と前記ダイオードのアノード間の電位差より大きな値に設定されていることを特徴とする請求項１または２に記載のリンギングチョークコンバータ。

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