WO2018105293A1 - スイッチング電源 - Google Patents

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羽田　正二
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Ntn株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac

Definitions

  • the present invention relates to a flyback switching power supply.
  • Insulating switching power supplies that extract desired DC power from the secondary coil by turning on and off DC power input to the primary coil of the transformer by a switching element are well known. Flyback schemes in isolated switching power supplies are also well known.
  • FIG. 4A shows a basic circuit of a conventional flyback method.
  • FIGS. 4B to 4F are graphs schematically showing voltage or current waveforms in the respective elements of the circuit of FIG.
  • FIG. 4B shows the waveform of the control voltage Vg of the switching element Q.
  • an exciting current flows in the primary coil Np during the ON period of the switching element Q, and magnetic energy is accumulated in the transformer T. Since the output diode D is reverse-biased in the secondary coil Ns, no current flows.
  • a back electromotive force that becomes a forward bias of the output diode D is generated in the secondary coil Ns, and a load current flows through the secondary coil Ns so as to release the stored magnetic energy, and the output diode Output through D.
  • FIG. 4C shows the waveform of the current Is flowing through the secondary coil Ns.
  • FIG. 4D shows the waveform of the voltage Vs across the secondary coil Ns (the voltage between ad with the point d as the reference potential) Vs.
  • FIG. 4E shows the waveform of the voltage across the capacitor C (the voltage between cd with the point d as the reference potential), that is, the output voltage Vo.
  • FIG. 4F shows the waveform of the voltage across the output diode D (the voltage between c and a with the point a as a reference potential) Vf (the forward voltage drop in the off period is ignored).
  • the secondary coil voltage Vs is (Ns / Np) ⁇ Vp.
  • Ns / Np is the turn ratio of the transformer T, and Vp is the primary coil voltage.
  • the DC voltage after AC rectification on the primary side may be a high voltage of several hundred volts, and the reverse bias voltage applied to the output diode on the secondary side also exceeds 1000V Sometimes. If an attempt is made to secure a high breakdown voltage characteristic corresponding to this large reverse bias voltage with one output diode, the device becomes expensive.
  • Patent Document 1 presents a secondary-side snubber circuit for suppressing a spike voltage generated in an output diode when the flyback switching power supply is turned on.
  • JP 2010-88209 A (FIGS. 1 and 2)
  • the secondary-side snubber circuit presented in Patent Document 1 only suppresses the spike voltage at the on time, and does not suppress the reverse bias voltage itself applied to the output diode over the entire on period. Therefore, the output diode is still required to have a withstand voltage characteristic with respect to the reverse bias voltage. Further, the snubber circuit of Patent Document 1 includes a coil, two diodes, and two capacitors, and there is a problem that the size of parts is increased and the cost is increased due to the snubber circuit.
  • an object of the present invention is to use a diode having a low withstand voltage characteristic by appropriately distributing a reverse bias voltage applied to a conventional output diode to a plurality of diodes in a flyback switching power supply. It is to do. In addition, in that case, it is to avoid the enlargement of parts and the increase in the number of parts as much as possible.
  • the present invention provides the following configuration.
  • symbol in a parenthesis is a code
  • An aspect of the present invention is a flyback switching power supply having a transformer (T) and a switching element (Q) connected to a primary coil (Np) of the transformer (T).
  • a first rectifier (D1) and a second rectifier (D2) connected in series between one end (a) of the secondary coil (Ns) of the transformer and the first output end (3);
  • Third rectification means (D3) connected between the connection point (b) of the first rectification means (D1) and the second rectification means (D2) and the other end (d) of the secondary coil (Ns).
  • a smoothing capacitor (C) connected between the first output end (3) and a second output end (4) which is the other end (d) of the secondary coil (Ns);
  • the first rectifying means (D1) and the second rectifying means (D2) are reversely biased with respect to the potential generated at one end (a) of the secondary coil (Ns) during the ON period of the switching element (Q).
  • the third rectifying means (D3) is connected in a direction to be forward biased with respect to the potential generated at the other end (d) of the secondary coil (Ns) during the ON period of the switching element (Q).
  • the second and third diodes are added between the secondary coil and the conventional output diode as a secondary side component.
  • the reverse bias voltage applied to the diode during the ON period can be appropriately distributed.
  • the withstand voltage characteristic of each diode can be lowered, so that a low-cost element can be used, and the cost of the switching power supply can be reduced.
  • FIG. 1A is a circuit diagram schematically showing a configuration example of an embodiment of a switching power supply according to the present invention
  • FIG. 1B is a circuit diagram of FIG. is there.
  • FIG. 2 is a graph schematically showing the waveform of the voltage or current of each element in the on period and the off period in the circuit shown in FIG.
  • FIG. 3 is a diagram schematically showing a potential relationship at each point of the on period and the off period in the circuit shown in FIG.
  • FIG. 4A is a basic circuit of a conventional flyback system
  • FIGS. 4B to 5F are graphs schematically showing voltage or current waveforms in each element of the circuit of FIG.
  • the switching power supply according to the present invention is an insulating type that performs power conversion between a pair of input ends and a pair of output ends via a transformer, and has a flyback system as a basic configuration.
  • DC power is supplied between the pair of input terminals.
  • the supplied DC power may be an output of another arbitrary DC power supply, an output after rectification of the AC power supply, or an output smoothed after rectification. Therefore, the input DC voltage includes not only a constant voltage but also a unipolar but fluctuating voltage. For example, pulsating flow after AC rectification, square wave, triangular wave, and the like.
  • a load is connected to the pair of output terminals.
  • FIG. 1A is a circuit diagram schematically showing a configuration example of an embodiment of a switching power supply according to the present invention
  • FIG. 1B is a circuit diagram of FIG. is there.
  • DC power is supplied between the input terminal 1 and the input terminal 2. That is, a DC voltage is applied. Further, DC power is output between the output terminal 3 and the output terminal 4.
  • an input voltage at which the input terminal 1 has a positive potential is applied to the input terminal 2 that is the reference potential on the input side, and the output terminal 3 has a positive potential relative to the output terminal 4 that is the reference potential on the output side.
  • the following description will be given.
  • This circuit has a transformer T having a primary coil Np and a secondary coil Ns.
  • the winding start terminal of each coil is indicated by a black circle (the black circle indicates the polarity of the coil).
  • the terms “one end” and “the other end” of the coil include both “winding start terminal” and “winding end terminal” and “winding end terminal” and “winding start terminal”.
  • the transformer T is generally provided with a gap in the core.
  • One end of the primary coil Np (in this example, the winding start terminal) is connected to the input end 1.
  • the other end of the primary coil Np (the winding end terminal in this example) is connected to the drain of the switching element Q, which is an N-channel FET, and the source is connected to the input end 2.
  • a pulse voltage having a predetermined switching frequency and duty ratio is input to the gate, which is the control terminal of the switching element Q, as the control voltage Vg.
  • the control voltage Vg is positive with respect to the source (input terminal 2) potential
  • the switching element Q is turned on, and the current path between the primary coil Np and the input terminal 2 is conducted.
  • the control voltage Vg is zero, the switching element Q is turned off, and the current path between the primary coil Np and the input terminal 2 is interrupted.
  • switching element Q a switching element such as an IGBT or a bipolar transistor may be used in addition to the FET.
  • a first diode D1 and a second diode D2 are connected in series between one end a of the secondary coil Ns (the winding end terminal in this example) and the output end 3.
  • the directions of the first diode D1 and the second diode D2 are connected in a direction that is reverse biased when a negative potential is generated at point a which is one end of the secondary coil Ns. That is, the first and second diodes D1 and D2 have an anode connected to one end a of the secondary coil Ns and a cathode connected to the output end 3 side.
  • One end a of the secondary coil Ns has a negative potential with respect to the point d which is the other end of the secondary coil Ns during the ON period of the switching element Q, and has a positive potential during the OFF period.
  • the first and second diodes D1 and D2 are forward biased.
  • a third diode D3 is connected between a point b that is a connection point of the first diode D1 and the second diode D2 and a point d that is the other end of the secondary coil Ns.
  • the direction of the third diode D3 is connected in a direction that becomes a forward bias when a positive potential is generated at the other end d of the secondary coil Ns. That is, the third diode D3 has an anode connected to the other end d of the secondary coil Ns and a cathode connected to the connection point b.
  • the other end d of the secondary coil Ns has a positive potential with respect to one end a of the secondary coil Ns during the ON period of the switching element, and has a negative potential during the OFF period.
  • the third diode D3 is reverse-biased.
  • forward bias simply indicates the polarity of the connection, and does not necessarily mean that forward current always flows when forward bias occurs.
  • Each of the diodes D1, D2, and D3 is a rectifying unit that is turned on when a forward bias voltage is applied and is cut off when a reverse bias voltage is applied.
  • the rectifying means includes a rectifying device or a rectifying circuit equivalent to a diode in addition to a diode which is a rectifying element.
  • a smoothing capacitor C is connected between the output terminal 3 and the output terminal 4.
  • a load is connected between the output terminal 3 and the output terminal 4.
  • the point d which is the other end of the secondary coil Ns is common to the output end 4 and has the same potential.
  • the d-point potential is a reference potential on the secondary side of the transformer T.
  • an input voltage in which the input terminal 1 is a negative potential may be applied to the input terminal 2 which is the primary side reference potential.
  • the polarity of each diode on the secondary side and the smoothing capacitor are reversed.
  • FIG. 2 is a graph schematically showing the waveform of the voltage or current of each element in the on period and the off period in the circuit shown in FIG.
  • the horizontal axis of the voltage graph indicates a reference point for the potential of the voltage.
  • FIG. 3 is a diagram schematically showing an example of the potential state of the on period and the off period at each point of the circuit shown in FIG.
  • the black arrow in FIG. 3 indicates the reverse bias voltage of the diode, and the white arrow indicates the forward bias voltage of the diode. The operation will be described below with reference to FIG. *
  • FIG. 2A shows the control voltage Vg of the switching element Q connected to the primary coil Np.
  • the control signal Vg When the control signal Vg is turned on, the current path of the switching element Q becomes conductive, a DC voltage is applied to one end of the primary coil Np, and one end of the primary coil Np becomes a positive potential and the other end becomes a negative potential. Thereby, an exciting current flows through the primary coil Np, and magnetic energy is accumulated in the transformer T.
  • FIG. 2B shows a change in the voltage Vs of the secondary coil Ns. That is, a change in the a-point potential that is one end of the secondary coil Ns with the d-point potential that is the other end of the secondary coil Ns as a reference potential is shown.
  • the switching element Q is turned on, which is the start of the on period, the potential at point a of the secondary coil Ns changes from a positive potential to a negative potential.
  • the voltage Vs of the secondary coil Ns in the on period is expressed by the following equation.
  • Vs (Ns / Np) ⁇ Vp (Ns / Np: turn ratio of transformer T, Vp: voltage of primary coil Np)
  • FIG. 2C shows a change in the output voltage Vo between the output terminal 3 and the output terminal 4. That is, the change of the point c potential which is the positive end of the smoothing capacitor C with the point d potential as the reference potential is shown.
  • the point c potential is always a positive potential. Therefore, during the ON period, the first diode D1 and the second diode D2 are reversely biased and no current flows. Therefore, no current flows through the third diode D3 having the cathode connected to the connection point b of these diodes D1 and D2.
  • FIG. 2D shows a change in the current Is flowing through the secondary coil Ns.
  • the current Is is zero.
  • the electric charge charged in the smoothing capacitor C is supplied as a current to the load, so that the output voltage Vo decreases in the on period as shown in FIG.
  • Vf1 + Vf2 Vs + Vo (Vf1: reverse bias voltage applied to the first diode D1) (Vf2: reverse bias voltage applied to the second diode D2)
  • each diode is lower than the conventional one. It can be of a breakdown voltage characteristic.
  • the cathode of the third diode D3 is connected to the connection point b between the first diode D1 and the second diode D2, and the anode thereof is connected to the point d which is the reference potential. It does not drop below the potential.
  • the d-point potential is a secondary-side reference potential. Therefore, when the potential at the connection point b becomes substantially the same as the potential at the point d, the output voltage Vo is applied to the first diode D1, and the secondary coil voltage Vs is applied to the second diode D2.
  • the output voltage Vo and the secondary coil voltage Vs are normally different values.
  • FIGS. 2E and 2F show voltages applied to the first diode D1 and the second diode D2 in the ON period, respectively. As shown in FIG. 2G, the voltage applied to the third diode D3 during the ON period is substantially zero.
  • 3 (A) and 3 (B) schematically show examples of potential states at points a to d on the secondary side of the transformer at the on time (at the start of the on period) and at the end of the on period, respectively.
  • the potential at point a which is one end of the secondary coil Ns, reverses and drops from the positive potential at the end of the off period to the negative potential with respect to the reference potential at point d.
  • the smoothing capacitor C is charged during the off period and the point c potential at the output terminal 3 is at the highest potential.
  • the maximum reverse bias voltage Vs + Vo is applied to the first and second diodes D1 and D2.
  • Vf1 is applied to the first diode D1, and Vf2 is applied to the second diode D2.
  • the smoothing capacitor C is discharged and the potential at the point c of the output terminal 3 is lowered. Since the potential at the point b does not become lower than the potential at the point d by the third diode D3, the reverse bias voltage Vs + Vo is appropriately distributed to the first diode D1 and the second diode D2 without significant deviation.
  • Vs Vo- (Vf1 + Vf2)
  • the first diode D1 and the second diode D2 are forward biased and become conductive. As shown in FIG. 2D, a current Is flows through the secondary coil Ns and is supplied to the load. Further, as shown in FIG. 2C, the smoothing capacitor C is also charged by a part of the current Is.
  • 3C and 3D schematically show examples of potential states at points a to d on the secondary side of the transformer at the time of off (at the start of the off period) and at the end of the off period, respectively.
  • the potential at point a which is one end of the secondary coil Ns, reverses and rises from the negative potential at the end of the ON period to the positive potential with respect to the potential at point d.
  • the smoothing capacitor C is discharged during the ON period and the point c potential at the output terminal 3 is the lowest potential.
  • the first diode D1 and the second diode D2 become conductive, and the voltage across each becomes only the forward voltage. In FIG. 3C, each forward voltage is exaggerated.
  • the third diode D3 is blocked because a reverse bias voltage is applied.
  • the smoothing capacitor C is charged and the potential at the point c of the output terminal 3 rises.
  • the withstand voltage characteristic required for the third diode D3 is as follows. It can be seen that it may be approximately the same as the first and second diodes D1 and D2.
  • the switching power supply of the present invention has a flyback system as a basic configuration, and in addition to the conventional output diode D1, two reverse diodes D2 and D3 are added so that the reverse bias voltage applied during the ON period can be applied to the diodes D1 and D2. Can be dispersed appropriately.

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Abstract

フライバック方式のスイッチング電源において出力ダイオードの耐圧特性を低コストで実現する。 トランスＴと一次コイルＮｐに接続されたスイッチング素子Ｑとを有するフライバック方式のスイッチング電源において、二次コイルＮｓの一端ａと第１出力端３との間に直列接続された第１整流手段Ｄ１及び第２整流手段Ｄ２と、第１整流手段Ｄ１と第２整流手段Ｄ２の接続点ｂと二次コイルＮｓの他端ｄとの間に接続された第３整流手段Ｄ３と、第１出力端３と二次コイルＮｓの他端ｄである第２出力端４との間に接続された平滑コンデンサと、を有し、第１整流手段及び第２整流手段はスイッチング素子のオン期間に二次コイルの一端に生じる電位に対して逆バイアスとなる向きに接続され、第３整流手段はスイッチング素子のオン期間に二次コイルの他端に生じる電位に対して順バイアスとなる向きに接続されている。

Description

スイッチング電源
　本発明は、フライバック方式のスイッチング電源に関する。
　トランスの一次コイルに入力される直流電力をスイッチング素子によりオンオフすることにより、二次コイルから所望する直流電力を取り出す絶縁型のスイッチング電源は周知である。絶縁型のスイッチング電源におけるフライバック方式もまた周知である。
　図４（Ａ）は、従来のフライバック方式の基本回路である。図４（Ｂ）～（Ｆ）は（Ａ）の回路の各要素における電圧又は電流の波形を概略的に示したグラフである。
　図４（Ｂ）は、スイッチング素子Ｑの制御電圧Ｖｇの波形を示している。フライバック方式では、スイッチング素子Ｑのオン期間に一次コイルＮｐに励磁電流が流れトランスＴに磁気エネルギーが蓄積される。二次コイルＮｓは出力ダイオードＤが逆バイアスとなるため電流は流れない。スイッチング素子Ｑのオフ期間には、二次コイルＮｓに出力ダイオードＤの順バイアスとなる逆起電力が生じ、蓄積された磁気エネルギーを放出するように二次コイルＮｓに負荷電流が流れ、出力ダイオードＤを通して出力される。
　図４（Ｃ）は、二次コイルＮｓに流れる電流Ｉｓの波形を示している。図４（Ｄ）は二次コイルＮｓの両端電圧（ｄ点を基準電位とするａ－ｄ間電圧）Ｖｓの波形を示している。図４（Ｅ）はコンデンサＣの両端電圧（ｄ点を基準電位とするｃ－ｄ間電圧）すなわち出力電圧Ｖｏの波形を示している。図４（Ｆ）は出力ダイオードＤの両端電圧（ａ点を基準電位とするｃ－ａ間電圧）Ｖｆの波形を示す（オフ期間の順方向電圧降下は無視している）。
　図４（Ｅ）に示すように、出力ダイオードＤには、オン期間に大きな逆バイアス電圧が印加されるため、耐圧を確保することが必要である。この逆バイアス電圧の大きさは、二次コイル電圧Ｖｓと出力電圧Ｖｏが加算されたものである。ここで、二次コイル電圧Ｖｓは、（Ｎｓ／Ｎｐ）・Ｖｐである。Ｎｓ／ＮｐはトランスＴの巻数比、Ｖｐは一次コイル電圧である。
　ＡＣ／ＤＣコンバータを構成するスイッチング電源では、一次側の交流整流後のＤＣ電圧が数百ボルトの高電圧となる場合もあり、二次側の出力ダイオードに印加される逆バイアス電圧も１０００Ｖを超えることがある。この大きな逆バイアス電圧に対応する高耐圧特性を一つの出力ダイオードで確保しようとすると素子が高コストとなる。
　また、オン期間開始時であるオン時においては、逆バイアス電圧に重畳するスパイク電圧も出力ダイオードに印加されるため、スパイク電圧も考慮した耐圧特性が要求されることとなる。特許文献１では、フライバック方式のスイッチング電源において、オン時に出力ダイオードに発生するスパイク電圧を抑制するための二次側のスナバ回路を提示している。
特開２０１０－８８２０９号公報（図１、図２）
　しかしながら、特許文献１で提示された二次側のスナバ回路は、オン時のスパイク電圧を抑制するのみであり、オン期間全体に亘って出力ダイオードに印加される逆バイアス電圧自体は抑制されない。従って、出力ダイオードには、依然として逆バイアス電圧に対する耐圧特性は要求される。また、特許文献１のスナバ回路は、コイルと２つのダイオードと２つのコンデンサを含むものであり、部品の大型化とスナバ回路によるコスト増の問題がある。
　以上の問題点に鑑み本発明の目的は、フライバック方式のスイッチング電源において、従来の出力ダイオードに印加される逆バイアス電圧を複数のダイオードに適切に分散させることにより低耐圧特性のダイオードを使用可能とすることである。加えて、その場合に、部品の大型化及び部品数の増加を極力回避することである。
　上記の目的を達成するべく、本発明は、以下の構成を提供する。なお、括弧内の符号は後述する図面中の符号であり、参考のために付するものである。
・　本発明の態様は、トランス（Ｔ）と、前記トランス（Ｔ）の一次コイル（Ｎｐ）に接続されたスイッチング素子（Ｑ）とを有するフライバック方式のスイッチング電源において、
　前記トランスの二次コイル（Ｎｓ）の一端（ａ）と第１出力端（３）との間に直列接続された第１整流手段（Ｄ１）及び第２整流手段（Ｄ２）と、
　前記第１整流手段（Ｄ１）と前記第２整流手段（Ｄ２）の接続点（ｂ）と前記二次コイル（Ｎｓ）の他端（ｄ）との間に接続された第３整流手段（Ｄ３）と、
　前記第１出力端（３）と前記二次コイル（Ｎｓ）の他端（ｄ）である第２出力端（４）との間に接続された平滑コンデンサ（Ｃ）と、を有し、
　前記第１整流手段（Ｄ１）及び前記第２整流手段（Ｄ２）は前記スイッチング素子（Ｑ）のオン期間に前記二次コイル（Ｎｓ）の一端（ａ）に生じる電位に対して逆バイアスとなる向きに接続され、
　前記第３整流手段（Ｄ３）は前記スイッチング素子（Ｑ）のオン期間に前記二次コイル（Ｎｓ）の他端（ｄ）に生じる電位に対して順バイアスとなる向きに接続されていることを特徴とする。
・　上記態様において、前記第１整流手段（Ｄ１）、前記第２整流手段（Ｄ２）及び前記第３整流手段（Ｄ３）がそれぞれダイオードであることが、好適である。
　本発明は、フライバック方式のスイッチング電源において、二次側の構成要素として、従来の出力ダイオードに加え、二次コイルとの間に第２及び第３のダイオードを追加したことにより、従来の出力ダイオードに印加されていたオン期間の逆バイアス電圧を適切に分散することができる。この結果、各ダイオードの耐圧特性を低くすることができるので、低コストの素子を用いることができ、スイッチング電源のコストを低減することができる。
図１（Ａ）は、本発明によるスイッチング電源の実施形態の構成例を概略的に示す回路図であり、（Ｂ）は（Ａ）の回路図に説明のための各符号を追加したものである。 図２は、図１に示した回路におけるオン期間とオフ期間の各要素の電圧又は電流の波形すなわち時間的変化を概略的に示したグラフである。 図３は、図１に示した回路におけるオン期間とオフ期間の各点の電位関係を模式的に示した図である。 図４（Ａ）は、従来のフライバック方式の基本回路であり、（Ｂ）～（Ｆ）は（Ａ）の回路の各要素における電圧又は電流の波形を概略的に示したグラフである。
　以下、図面を参照しつつ、本発明によるスイッチング電源の実施形態について詳細に説明する。
　本発明によるスイッチング電源は、一対の入力端と一対の出力端の間でトランスを介して電力変換を行う絶縁型のものであり、フライバック方式を基本構成とする。一対の入力端の間に直流電力が供給される。供給される直流電力は、別の任意の直流電源の出力でもよく、交流電源の整流後の出力又は整流後に平滑化した出力でもよい。従って入力される直流電圧は、一定電圧の場合の他、一極性ではあるが変動する電圧の場合も含まれる。例えば、交流整流後の脈流、方形波、三角波等である。一対の出力端には負荷が接続される。
＜スイッチング電源の構成＞
　図１（Ａ）は、本発明によるスイッチング電源の実施形態の構成例を概略的に示す回路図であり、（Ｂ）は（Ａ）の回路図に説明のための各符号を追加したものである。本回路は、入力端１と入力端２の間に直流電力が供給される。すなわち直流電圧が印加される。また、出力端３と出力端４の間に直流電力が出力される。以下では、入力側の基準電位である入力端２に対して入力端１が正電位となる入力電圧が印加され、出力側の基準電位である出力端４に対して出力端３が正電位となる電圧が出力される場合を例として説明する。
　本回路は、一次コイルＮｐと二次コイルＮｓを具備するトランスＴを有する。各コイルの巻き始め端子を黒丸で示している（黒丸はコイルの極性を示す）。コイルについて「一端」と「他端」という場合は、「巻き始め端子」と「巻き終わり端子」をいう場合と、「巻き終わり端子」と「巻き始め端子」をいう場合の双方が含まれる。
　本発明のスイッチング電源はフライバック方式の回路を基本構成とするので、トランスＴは一般的にコアにギャップが設けられている。
　一次コイルＮｐの一端（本例では巻き始め端子）が入力端１に接続されている。一次コイルＮｐの他端（本例では巻き終わり端子）にＮチャネルＦＥＴであるスイッチング素子Ｑのドレインが接続され、ソースが入力端２に接続されている。スイッチング素子Ｑの制御端であるゲートには、制御電圧Ｖｇとして、所定のスイッチング周波数及びデューティ比のパルス電圧が入力される。この場合、制御電圧Ｖｇがソース（入力端２）電位に対して正電位のときスイッチング素子Ｑはオンとなり、一次コイルＮｐと入力端２の間の電流路が導通する。制御電圧Ｖｇが零のときスイッチング素子Ｑはオフとなり、一次コイルＮｐと入力端２の間の電流路は遮断される。
　スイッチング素子Ｑとして、ＦＥＴ以外に例えばＩＧＢＴ又はバイポーラトランジスタ等のスイッチング素子を用いてもよい。
　二次コイルＮｓの一端ａ（本例では巻き終わり端子）と出力端３との間には、第１ダイオードＤ１と第２ダイオードＤ２が直列接続されている。第１ダイオードＤ１及び第２ダイオードＤ２の向きは、二次コイルＮｓの一端であるａ点に負電位が生じるときに逆バイアスとなる向きに接続されている。すなわち第１及び第２ダイオードＤ１、Ｄ２はアノードが二次コイルＮｓの一端ａ側に、カソードが出力端３側に接続されている。二次コイルＮｓの一端ａは、スイッチング素子Ｑのオン期間に二次コイルＮｓの他端であるｄ点に対して負電位となり、オフ期間に正電位となる。オフ期間には、第１及び第２ダイオードＤ１、Ｄ２は順バイアスとなる。
　さらに、第１ダイオードＤ１と第２ダイオードＤ２の接続点であるｂ点と、二次コイルＮｓの他端であるｄ点との間には、第３ダイオードＤ３が接続されている。第３ダイオードＤ３の向きは、二次コイルＮｓの他端ｄに正電位が生じるときに順バイアスとなる向きに接続されている。すなわち第３ダイオードＤ３はアノードが二次コイルＮｓの他端ｄに、カソードが接続点ｂに接続されている。二次コイルＮｓの他端ｄは、スイッチング素子のオン期間に二次コイルＮｓの一端ａに対して正電位となり、オフ期間に負電位となる。オフ期間には、第３ダイオードＤ３は逆バイアスとなる。
　ここで「順バイアスとなる向き」とは、単に接続の極性を示しているだけあり、順バイアスとなったときに順方向電流が必ず流れるという意味ではない。
　各ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３は、順バイアスの電圧が印加されると導通状態となり、逆バイアスの電圧が印加されると遮断状態となる整流手段である。整流手段には、整流素子であるダイオードの他に、ダイオードと等価の整流デバイス又は整流回路も含まれるものとする。
　出力端３と出力端４の間には平滑コンデンサＣが接続されている。これらの出力端３と出力端４の間には負荷が接続されている。二次コイルＮｓの他端であるｄ点は、出力端４と共通であり同電位である。ｄ点電位は、トランスＴの二次側の基準電位である。
　本発明のスイッチング電源の別の構成例として、一次側の基準電位である入力端２に対して入力端１が負電位となる入力電圧を印加する構成とすることもできる。その場合、二次側の各ダイオードの及び平滑コンデンサの極性を逆向きとする。
＜スイッチング電源の動作＞
　図２は、図１に示した回路におけるオン期間とオフ期間の各要素の電圧又は電流の波形すなわち時間的変化を概略的に示したグラフである。図２において、電圧グラフの横軸は、当該電圧の電位の基準となる点を示している。
　図３は、図１に示した回路の各点におけるオン期間とオフ期間の電位状態の一例を模式的に示した図である。図３の黒矢印はダイオードの逆バイアス電圧を、白矢印はダイオードの順バイアス電圧を示している。以下、図１も参照しつつ動作を説明する。　
・オン期間の動作
　図２（Ａ）は、一次コイルＮｐに接続されたスイッチング素子Ｑの制御電圧Ｖｇを示している。制御信号Ｖｇがオンになると、スイッチング素子Ｑの電流路が導通し、直流電圧が一次コイルＮｐの一端に印加され、一次コイルＮｐの一端が正電位、他端が負電位となる。これにより、一次コイルＮｐに励磁電流が流れ、トランスＴに磁気エネルギーが蓄積される。
　図２（Ｂ）は、二次コイルＮｓの電圧Ｖｓの変化を示している。すなわち二次コイルＮｓの他端であるｄ点電位を基準電位とする二次コイルＮｓの一端であるａ点電位の変化を示している。スイッチング素子Ｑのオン期間開始時であるオン時に、二次コイルＮｓのａ点電位は正電位から負電位に変化する。オン期間の二次コイルＮｓの電圧Ｖｓは、次式で表される。
　　Ｖｓ＝（Ｎｓ／Ｎｐ）・Ｖｐ
　　（Ｎｓ／Ｎｐ：トランスＴの巻数比、Ｖｐ：一次コイルＮｐの電圧）
　図２（Ｃ）は、出力端３と出力端４の間の出力電圧Ｖｏの変化を示している。すなわちｄ点電位を基準電位とする平滑コンデンサＣの正極端であるｃ点電位の変化を示している。ｃ点電位は常に正電位である。従って、オン期間には第１ダイオードＤ１及び第２ダイオードＤ２は逆バイアスとなり電流は流れない。よって、これらのダイオードＤ１、Ｄ２の接続点ｂにカソードが接続されている第３ダイオードＤ３にも電流は流れない。
　図２（Ｄ）は、二次コイルＮｓに流れる電流Ｉｓの変化を示している。オン期間には、電流Ｉｓは零である。オン期間には、平滑コンデンサＣに充電された電荷が負荷に電流として供給されるので、出力電圧Ｖｏは、図２（Ｃ）に示すようにオン期間に低下する。
　オン期間に第１ダイオードＤ１と第２ダイオードＤ２に印加される全体の逆バイアス電圧は、次式で表される。
　　Ｖｆ１＋Ｖｆ２＝Ｖｓ＋Ｖｏ
　　（Ｖｆ１：第１ダイオードＤ１に印加される逆バイアス電圧）
　　（Ｖｆ２：第２ダイオードＤ２に印加される逆バイアス電圧）
　従来は、Ｖｆ１＋Ｖｆ２の逆バイアス電圧が１つの出力ダイオードに印加されていたが、本発明では、第１ダイオードＤ１と第２ダイオードＤ２に分散されて印加されるので、各ダイオードを従来に比べて低い耐圧特性のものとすることができる。
　第１ダイオードＤ１と第２ダイオードＤ２の接続点ｂに、第３ダイオードＤ３のカソードが接続され、そのアノードは基準電位であるｄ点に接続されているので、接続点ｂの電位は、ｄ点電位以下には降下しない。ｄ点電位は二次側の基準電位である。よって、接続点ｂの電位がｄ点電位とほぼ同じになると、第１ダイオードＤ１には出力電圧Ｖｏが印加され、第２ダイオードＤ２には二次コイル電圧Ｖｓが印加された状態となる。出力電圧Ｖｏと二次コイル電圧Ｖｓは、通常は異なる値となる。
　図２（Ｅ）（Ｆ）に、オン期間に第１ダイオードＤ１及び第２ダイオードＤ２に印加される電圧をそれぞれ示している。図２（Ｇ）に示すように、オン期間に第３ダイオードＤ３に印加される電圧はほぼ零である。
　図３（Ａ）（Ｂ）は、それぞれオン時（オン期間開始時）及びオン期間終了時におけるトランス二次側のａ点～ｄ点の電位状態の例を模式的に示している。
　図３（Ａ）に示すオンになった直後は、二次コイルＮｓの一端であるａ点電位は、ｄ点基準電位に対して、オフ期間終了時の正電位から負電位に反転降下する。出力端３のｃ点電位はオフ期間に平滑コンデンサＣが充電され最高電位となっている。このとき第１及び第２のダイオードＤ１、Ｄ２には最大の逆バイアス電圧Ｖｓ＋Ｖｏが印加される。第１ダイオードＤ１にはＶｆ１が、第２ダイオードＤ２にはＶｆ２が印加される。
　図３（Ｂ）に示すオン期間終了時には、平滑コンデンサＣが放電されて出力端３のｃ点電位が低下している。ｂ点電位は、第３ダイオードＤ３によりｄ点電位以下にはならないので、逆バイアス電圧Ｖｓ＋Ｖｏは、第１ダイオードＤ１と第２ダイオードＤ２に大きな片寄りなく適切に分散される。
・オフ期間の動作
　スイッチング素子Ｑの制御信号Ｖｇがオフになると、スイッチング素子Ｑの電流路が遮断され、一次コイルＮｐを流れる電流は消失する。これにより、一次コイルＮｐ及び二次コイルＮｓに逆起電力が生じる。
　図２（Ｂ）に示すように、二次コイルＮｓの一端であるａ点電位は、ｄ点電位に対して正電位となる。オフ期間の二次コイルＮｓの電圧Ｖｓは、次式で表される。
　　Ｖｓ＝Ｖｏ－（Ｖｆ１＋Ｖｆ２）
　第１ダイオードＤ１及び第２ダイオードＤ２は、順バイアスとなり導通する。図２（Ｄ）に示すように、二次コイルＮｓに電流Ｉｓが流れ負荷に供給される。また、図２（Ｃ）に示すように、電流Ｉｓの一部により平滑コンデンサＣも充電される。
　第１ダイオードＤ１及び第２ダイオードＤ２の順方向電圧であるＶｆ１及びＶｆ２は－１Ｖ程度であるので、図２（Ｅ）（Ｆ）に示すように、オフ期間の第１及び第２ダイオードＤ１、Ｄ２の両端電圧は、通常は無視できる程度である。
　第３ダイオードＤ３は、ｂ点電位がｄ点電位に対して正電位となるので、図２（Ｇ）に示すように逆バイアス電圧が印加されることとなる。
　図３（Ｃ）（Ｄ）は、それぞれオフ時（オフ期間開始時）及びオフ期間終了時におけるトランス二次側のａ点～ｄ点の電位状態の例を模式的に示している。
　図３（Ｃ）に示すオフになった直後は、二次コイルＮｓの一端であるａ点電位は、ｄ点電位に対して、オン期間終了時の負電位から正電位に反転上昇する。出力端３のｃ点電位はオン期間に平滑コンデンサＣが放電され最低電位となっている。このとき第１ダイオードＤ１と第２ダイオードＤ２は導通し、各々の両端電圧は順方向電圧のみとなる。図３（Ｃ）では各々の順方向電圧を誇張して示している。第３ダイオードＤ３は、逆バイアス電圧が印加されるので遮断される。
　図３（Ｄ）に示すオフ期間終了時には、平滑コンデンサＣが充電されて出力端３のｃ点電位は上昇している。
　なお、オフ期間には第３ダイオードＤ３に逆バイアス電圧が印加されるが、図３（Ｃ）及び図３（Ｄ）に示されるように、第３ダイオードＤ３に要求される耐圧特性は、第１及び第２ダイオードＤ１、Ｄ２と同程度でよいことが判る。
　本発明のスイッチング電源は、フライバック方式を基本構成とし、従来の出力ダイオードＤ１に加え、さらに２つのダイオードＤ２、Ｄ３を追加したことにより、オン期間に印加される逆バイアス電圧をダイオードＤ１、Ｄ２に適切に分散させることができる。
　特に１０００Ｖ以上の耐圧を必要とする場合は、１つの高耐圧特性のダイオードを用いるよりも、３つの低耐圧特性のダイオードを用いる方が低コストとすることができる。
　加えて、オンした瞬間に二次コイルＮｓに生じるスパイク電圧についても、同様に２つのダイオードＤ１、Ｄ２に分散させる効果が得られる。
　Ｔ　トランス
　Ｎｐ　一次コイル
　Ｎｓ　二次コイル
　１、２　入力端
　３、４　出力端
　Ｑ　スイッチング素子
　Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３　ダイオード
　Ｃ　平滑コンデンサ

Claims (2)

  1. 　トランス（Ｔ）と、前記トランス（Ｔ）の一次コイル（Ｎｐ）に接続されたスイッチング素子（Ｑ）とを有するフライバック方式のスイッチング電源において、
    　前記トランスの二次コイル（Ｎｓ）の一端（ａ）と第１出力端（３）との間に直列接続された第１整流手段（Ｄ１）及び第２整流手段（Ｄ２）と、
    　前記第１整流手段（Ｄ１）と前記第２整流手段（Ｄ２）の接続点（ｂ）と前記二次コイル（Ｎｓ）の他端（ｄ）との間に接続された第３整流手段（Ｄ３）と、
    　前記第１出力端（３）と前記二次コイル（Ｎｓ）の他端（ｄ）である第２出力端（４）との間に接続された平滑コンデンサ（Ｃ）と、を有し、
    　前記第１整流手段（Ｄ１）及び前記第２整流手段（Ｄ２）は前記スイッチング素子（Ｑ）のオン期間に前記二次コイル（Ｎｓ）の一端（ａ）に生じる電位に対して逆バイアスとなる向きに接続され、
    　前記第３整流手段（Ｄ３）は前記スイッチング素子（Ｑ）のオン期間に前記二次コイル（Ｎｓ）の他端（ｄ）に生じる電位に対して順バイアスとなる向きに接続されていることを特徴とする
    　スイッチング電源。
  2. 　前記第１整流手段（Ｄ１）、前記第２整流手段（Ｄ２）及び前記第３整流手段（Ｄ３）がそれぞれダイオードであることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。
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