KR20190090691A - 스위칭 전원 - Google Patents

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Abstract

플라이백 방식의 스위칭 전원에 있어서 출력 다이오드의 내압 특성을 저비용으로 실현한다. 트랜스(T)와 1차 코일(Np)에 접속된 스위칭 소자(Q)를 갖는 플라이백 방식의 스위칭 전원에 있어서, 2차 코일(Ns)의 일단(a)과 제 1 출력단(3) 사이에 직렬 접속된 제 1 정류 수단(D1) 및 제 2 정류 수단(D2)과, 제 1 정류 수단(D1)과 제 2 정류 수단(D2)의 접속점(b)과 2차 코일(Ns)의 타단(d) 사이에 접속된 제 3 정류 수단(D3)과, 제 1 출력단(3)과 2차 코일(Ns)의 타단(d)인 제 2 출력단(4) 사이에 접속된 평활 콘덴서를 갖고, 제 1 정류 수단 및 제 2 정류 수단은 스위칭 소자의 온 기간에 2차 코일의 일단에 발생되는 전위에 대하여 역바이어스로 되는 방향으로 접속되고, 제 3 정류 수단은 스위칭 소자의 온 기간에 2차 코일의 타단에 발생되는 전위에 대하여 순바이어스로 되는 방향으로 접속되어 있다.

Description

스위칭 전원
본 발명은 플라이백 방식의 스위칭 전원에 관한 것이다.
트랜스의 1차 코일에 입력되는 직류 전력을 스위칭 소자에 의해 온오프함으로써 2차 코일로부터 소망하는 직류 전력을 인출하는 절연형의 스위칭 전원은 주지이다. 절연형의 스위칭 전원에 있어서의 플라이백 방식도 또한 주지이다.
도 4(A)는 종래의 플라이백 방식의 기본 회로이다. 도 4(B)∼도 4(F)는 도 4(A)의 회로의 각 요소에 있어서의 전압 또는 전류의 파형을 개략적으로 나타낸 그래프이다.
도 4(B)는 스위칭 소자(Q)의 제어 전압(Vg)의 파형을 나타내고 있다. 플라이백 방식에서는 스위칭 소자(Q)의 온 기간에 1차 코일(Np)에 여자전류가 흘러 트랜스(T)에 자기 에너지가 축적된다. 2차 코일(Ns)은 출력 다이오드(D)가 역바이어스로 되기 때문에 전류는 흐르지 않는다. 스위칭 소자(Q)의 오프 기간에는 2차 코일(Ns)에 출력 다이오드(D)의 순바이어스로 되는 역기전력이 발생하여 축적된 자기 에너지를 방출하도록 2차 코일(Ns)에 부하 전류가 흘러서 출력 다이오드(D)를 통해 출력된다.
도 4(C)는 2차 코일(Ns)에 흐르는 전류(Is)의 파형을 나타내고 있다. 도 4(D)는 2차 코일(Ns)의 양단전압(d점을 기준 전위로 하는 a-d간 전압)(Vs)의 파형을 나타내고 있다. 도 4(E)는 콘덴서(C)의 양단전압(d점을 기준 전위로 하는 c-d간 전압), 즉 출력전압(Vo)의 파형을 나타내고 있다. 도 4(F)는 출력 다이오드(D)의 양단전압(a점을 기준 전위로 하는 c-a간 전압)(Vf)의 파형을 나타낸다(오프 기간의 순방향 전압 강하는 무시하고 있다).
도 4(E)에 나타내는 바와 같이, 출력 다이오드(D)에는 온 기간에 큰 역바이어스 전압이 인가되기 때문에 내압을 확보하는 것이 필요하다. 이 역바이어스 전압의 크기는 2차 코일 전압(Vs)과 출력 전압(Vo)이 가산된 것이다. 여기서, 2차 코일 전압(Vs)은 (Ns/Np)·Vp이다. Ns/Np는 트랜스(T)의 권취수비, Vp는 1차 코일 전압이다.
AC/DC 컨버터를 구성하는 스위칭 전원에서는 1차측의 교류 정류 후의 DC 전압이 수백 볼트의 고전압으로 되는 경우도 있고, 2차측의 출력 다이오드에 인가되는 역바이어스 전압도 1,000V를 초과하는 경우가 있다. 이 큰 역바이어스 전압에 대응하는 고전압 특성을 하나의 출력 다이오드에서 확보하려고 하면 소자가 고비용으로 된다.
또한, 온 기간 개시시인 온시에 있어서는 역바이어스 전압에 중첩하는 스파이크 전압도 출력 다이오드에 인가되기 때문에 스파이크 전압도 고려한 내압 특성이 요구되게 된다. 특허문헌 1에서는 플라이백 방식의 스위칭 전원에 있어서 온시에 출력 다이오드에 발생되는 스파이크 전압을 억제하기 위한 2차측의 스너버 회로를 제시하고 있다.
일본 특허 공개 2010-88209호 공보(도 1, 도 2)
그러나, 특허문헌 1에서 제시된 2차측의 스너버 회로는 온시의 스파이크 전압을 억제할 뿐이며, 온 기간 전체에 걸쳐서 출력 다이오드에 인가되는 역바이어스 전압 자체는 억제되지 않는다. 따라서, 출력 다이오드에는 여전히 역바이어스 전압에 대한 내압 특성은 요구된다. 또한, 특허문헌 1의 스너버 회로는 코일과 2 개의 다이오드와 2개의 콘덴서를 포함하는 것이며, 부품의 대형화와 스너버 회로에 의한 비용 증가의 문제가 있다.
이상의 문제점을 감안하여 본 발명의 목적은, 플라이백 방식의 스위칭 전원에 있어서, 종래의 출력 다이오드에 인가되는 역바이어스 전압을 복수의 다이오드에 적절하게 분산시킴으로써 저내압 특성의 다이오드를 사용 가능하게 하는 것이다. 또한, 이 경우에 부품의 대형화 및 부품수의 증가를 최대한 회피하는 것이다.
상기 목적을 달성하기 위해, 본 발명은 이하의 구성을 제공한다. 또한, 괄호 안의 부호는 후술하는 도면 중의 부호이며, 참고를 위해서 붙이는 것이다.
·본 발명의 형태는 트랜스(T)와, 상기 트랜스(T)의 1차 코일(Np)에 접속된 스위칭 소자(Q)를 갖는 플라이백 방식의 스위칭 전원에 있어서,
상기 트랜스의 2차 코일(Ns)의 일단(a)과 제 1 출력단(3) 사이에 직렬 접속된 제 1 정류 수단(D1) 및 제 2 정류 수단(D2)과,
상기 제 1 정류 수단(D1)과 상기 제 2 정류 수단(D2)의 접속점(b)과 상기 2차 코일(Ns)의 타단(d) 사이에 접속된 제 3 정류 수단(D3)과,
상기 제 1 출력단(3)과 상기 2차 코일(Ns)의 타단(d)인 제 2 출력단(4) 사이에 접속된 평활 콘덴서(C)를 갖고,
상기 제 1 정류 수단(D1) 및 상기 제 2 정류 수단(D2)은 상기 스위칭 소자(Q)의 온 기간에 상기 2차 코일(Ns)의 일단(a)에 발생되는 전위에 대하여 역바이어스로 되는 방향으로 접속되고,
상기 제 3 정류 수단(D3)은 상기 스위칭 소자(Q)의 온 기간에 상기 2차 코일(Ns)의 타단(d)에 발생되는 전위에 대하여 순바이어스로 되는 방향으로 접속되어 있는 것을 특징으로 한다.
·상기 형태에 있어서, 상기 제 1 정류 수단(D1), 상기 제 2 정류 수단(D2) 및 상기 제 3 정류 수단(D3)이 각각 다이오드인 것이 적합하다.
(발명의 효과)
본 발명은 플라이백 방식의 스위칭 전원에 있어서, 2차측의 구성요소로서 종래의 출력 다이오드에 추가하여 2차 코일과의 사이에 제 2 및 제 3 다이오드를 추가한 것에 의해, 종래의 출력 다이오드에 인가되어 있던 온 기간의 역바이어스 전압을 적절히 분산할 수 있다. 이 결과, 각 다이오드의 내압 특성을 낮게 할 수 있으므로, 저비용의 소자를 이용할 수 있어 스위칭 전원의 비용을 저감할 수 있다.
도 1(A)은 본 발명에 의한 스위칭 전원의 실시형태의 구성예를 개략적으로 나타내는 회로도이며, (B)는 (A)의 회로도에 설명을 위한 각 부호를 추가한 것이다.
도 2는 도 1에 나타낸 회로에 있어서의 온 기간과 오프 기간의 각 요소의 전압 또는 전류의 파형, 즉 시간적 변화를 개략적으로 나타낸 그래프이다.
도 3은 도 1에 나타낸 회로에 있어서의 온 기간과 오프 기간의 각 점의 전위 관계를 모식적으로 나타낸 도면이다.
도 4(A)는 종래의 플라이백 방식의 기본 회로이며, (B)∼(F)는 (A)의 회로의 각 요소에 있어서의 전압 또는 전류의 파형을 개략적으로 나타낸 그래프이다.
이하, 도면을 참조하면서 본 발명에 의한 스위칭 전원의 실시형태에 대해서 상세하게 설명한다.
본 발명에 의한 스위칭 전원은 한 쌍의 입력단과 한 쌍의 출력단 사이에서 트랜스를 통해서 전력 변환을 행하는 절연형의 것이고, 플라이백 방식을 기본 구성으로 한다. 한 쌍의 입력단 사이에 직류 전원이 공급된다. 공급되는 직류 전력은 다른 임의의 직류 전원의 출력이어도 좋고, 교류 전원의 정류 후의 출력 또는 정류 후에 평활화한 출력이어도 좋다. 따라서, 입력되는 직류 전압은 일정 전압의 경우 외에 일극성이기는 하지만 변동하는 전압의 경우도 포함된다. 예를 들면, 교류 정류 후의 맥류, 방형파, 삼각파 등이다. 한 쌍의 출력단에는 부하가 접속된다.
<스위칭 전원의 구성>
도 1(A)은 본 발명에 의한 스위칭 전원의 실시형태의 구성예를 개략적으로 나타내는 회로도이며, (B)는 (A)의 회로도에 설명을 위한 각 부호를 추가한 것이다. 본 회로는 입력단(1)과 입력단(2) 사이에 직류 전력이 공급된다. 즉, 직류 전압이인가된다. 또한, 출력단(3)과 출력단(4) 사이에 직류 전력이 출력된다. 이하에서는, 입력측의 기준 전위인 입력단(2)에 대하여 입력단(1)이 정전위로 되는 입력 전압이 인가되고, 출력측의 기준 전위인 출력단(4)에 대하여 출력단(3)이 정전위로 되는 전압이 출력되는 경우를 예로서 설명한다.
본 회로는 1차 코일(Np)과 2차 코일(Ns)을 구비하는 트랜스(T)를 갖는다. 각 코일의 권취 개시 단자를 흑색 동그라미로 나타내고 있다(흑색 동그라미는 코일의 극성을 나타낸다). 코일에 대해서, 「일단」과 「타단」이라고 하는 경우에는 「권취 개시 단자」와 「권취 종료 단자」를 말하는 경우와, 「권취 종료 단자」와 「권취 개시 단자」를 말하는 경우의 양쪽이 포함된다.
본 발명의 스위칭 전원은 플라이백 방식의 회로를 기본 구성으로 하므로 트랜스(T)는 일반적으로 코어에 갭이 형성되어 있다.
1차 코일(Np)의 일단(본 예에서는 권취 개시 단자)이 입력단(1)에 접속되어있다. 1차 코일(Np)의 타단(본 예에서는 권취 종료 단자)에 N채널 FET인 스위칭 소자(Q)의 드레인이 접속되고, 소스가 입력단(2)에 접속되어 있다. 스위칭 소자(Q)의 제어단인 게이트에는 제어 전압(Vg)으로서 소정의 스위칭 주파수 및 듀티비의 펄스 전압이 입력된다. 이 경우, 제어 전압(Vg)이 소스(입력단(2)) 전위에 대하여 정전위일 때에 스위칭 소자(Q)는 온으로 되고, 1차 코일(Np)과 입력단(2) 사이의 전류로가 도통한다. 제어 전압(Vg)이 제로일 때에 스위칭 소자(Q)는 오프로 되고, 1차 코일(Np)과 입력단(2) 사이의 전류로는 차단된다.
스위칭 소자(Q)로서 FET 이외에, 예를 들면 IGBT 또는 바이폴라 트랜지스터 등의 스위칭 소자를 사용해도 좋다.
2차 코일(Ns)의 일단(a)(본 예에서는 권취 종료 단자)과 출력단(3) 사이에는 제 1 다이오드(D1)와 제 2 다이오드(D2)가 직렬 접속되어 있다. 제 1 다이오드(D1) 및 제 2 다이오드(D2)의 방향은 2차 코일(Ns)의 일단인 a점에 부전위가 발생할 때에 역바이어스로 되는 방향으로 접속되어 있다. 즉, 제 1 및 제 2 다이오드(D1, D2)는 애노드가 2차 코일(Ns)의 일단(a) 측에, 캐소드가 출력단(3) 측에 접속되어 있다. 2차 코일(Ns)의 일단(a)은 스위칭 소자(Q)의 온 기간에 2차 코일(Ns)의 타단인 d점에 대하여 부전위로 되고, 오프 기간에 정전위로 된다. 오프 기간에는 제 1 및 제 2 다이오드(D1, D2)는 순바이어스로 된다.
또한, 제 1 다이오드(D1)와 제 2 다이오드(D2)의 접속점인 b점과, 2차 코일(Ns)의 타단인 d점 사이에는 제 3 다이오드(D3)가 접속되어 있다. 제 3 다이오드(D3)의 방향은 2차 코일(Ns)의 타단(d)에 정전위가 발생할 때에 순바이어스로 되는 방향으로 접속되어 있다. 즉, 제 3 다이오드(D3)는 애노드가 2차 코일(Ns)의 타단(d)에, 캐소드가 접속점(b)에 접속되어 있다. 2차 코일(Ns)의 타단(d)은 스위칭 소자의 온 기간에 2차 코일(Ns)의 일단(a)에 대하여 정전위로 되고, 오프 기간에 부전위가 된다. 오프 기간에는 제 3 다이오드(D3)는 역바이어스로 된다.
여기서, 「순바이어스로 되는 방향」이란, 단지 접속의 극성을 나타내고 있을 뿐이며, 순바이어스로 되었을 때에 순방향 전류가 반드시 흐른다고 하는 의미는 아니다.
각 다이오드(D1, D2, D3)는 순바이어스의 전압이 인가되면 도통 상태로 되고, 역바이어스의 전압이 인가되면 차단 상태로 되는 정류 수단이다. 정류 수단에는 정류 소자인 다이오드 외에 다이오드와 등가의 정류 디바이스 또는 정류 회로도 포함되는 것으로 한다.
출력단(3)과 출력단(4) 사이에는 평활 콘덴서(C)가 접속되어 있다. 이들 출력단(3)과 출력단(4) 사이에는 부하가 접속되어 있다. 2차 코일(Ns)의 타단인 d점은 출력단(4)과 공통이며 동 전위이다. d점 전위는 트랜스(T)의 2차측의 기준 전위이다.
본 발명의 스위칭 전원의 다른 구성예로서 1차측의 기준 전위인 입력단(2)에 대하여 입력단(1)이 부전위로 되는 입력 전압을 인가하는 구성으로 할 수도 있다. 이 경우, 2차측의 각 다이오드의 극성 및 평활 콘덴서의 극성을 역방향으로 한다.
<스위칭 전원의 동작>
도 2는 도 1에 나타낸 회로에 있어서의 온 기간과 오프 기간의 각 요소의 전압 또는 전류의 파형, 즉 시간적 변화를 개략적으로 나타낸 그래프이다. 도 2에 있어서, 전압 그래프의 가로축은 상기 전압의 전위의 기준으로 되는 점을 나타내고 있다.
도 3은 도 1에 나타낸 회로의 각 점에 있어서의 온 기간과 오프 기간의 전위 상태의 일례를 모식적으로 나타낸 도면이다. 도 3의 흑색 화살표는 다이오드의 역바이어스 전압을, 백색 화살표는 다이오드의 순바이어스 전압을 나타내고 있다. 이하, 도 1도 참조하면서 동작을 설명한다.
·온 기간의 동작
도 2(A)는 1차 코일(Np)에 접속된 스위칭 소자(Q)의 제어 전압(Vg)을 나타내고 있다. 제어 신호(Vg)가 온으로 되면, 스위칭 소자(Q)의 전류로가 도통하여 직류 전압이 1차 코일(Np)의 일단에 인가되어 1차 코일(Np)의 일단이 정전위, 타단이 부전위로 된다. 이것에 의해, 1차 코일(Np)에 여자전류가 흘러 트랜스(T)에 자기 에너지가 축적된다.
도 2(B)는 2차 코일(Ns)의 전압(Vs)의 변화를 나타내고 있다. 즉, 2차 코일(Ns)의 타단인 d점 전위를 기준 전위로 하는 2차 코일(Ns)의 일단인 a점 전위의 변화를 나타내고 있다. 스위칭 소자(Q)의 온 기간 개시시인 온시에 2차 코일(Ns)의 a점 전위는 정전위로부터 부전위로 변화된다. 온 기간의 2차 코일(Ns)의 전압(Vs)은 다음 식으로 나타내어진다.
Vs=(Ns/Np)·Vp
(Ns/Np : 트랜스(T)의 권취수비, Vp : 1차 코일(Np)의 전압)
도 2(C)는 출력단(3)과 출력단(4) 사이의 출력 전압(Vo)의 변화를 나타내고 있다. 즉, d점 전위를 기준 전위로 하는 평활 콘덴서(C)의 정극단인 c점 전위의 변화를 나타내고 있다. c점 전위는 항상 정전위이다. 따라서, 온 기간에는 제 1 다이오드(D1) 및 제 2 다이오드(D2)는 역바이어스로 되어 전류는 흐르지 않는다. 따라서, 이들 다이오드(D1, D2)의 접속점(b)에 캐소드가 접속되어 있는 제 3 다이오드(D3)에도 전류는 흐르지 않는다.
도 2(D)는 2차 코일(Ns)에 흐르는 전류(Is)의 변화를 나타내고 있다. 온 기간에는 전류(Is)는 제로이다. 온 기간에는 평활 콘덴서(C)에 충전된 전하가 부하에 전류로서 공급되므로, 출력 전압(Vo)은 도 2(C)에 나타내는 바와 같이 온 기간에 저하된다.
온 기간에 제 1 다이오드(D1)와 제 2 다이오드(D2)에 인가되는 전체의 역바이어스 전압은 다음 식으로 나타내어진다.
Vf1+Vf2=Vs+Vo
(Vf1 : 제 1 다이오드(D1)에 인가되는 역바이어스 전압)
(Vf2 : 제 2 다이오드(D2)에 인가되는 역바이어스 전압)
종래는, Vf1+Vf2의 역바이어스 전압이 1개의 출력 다이오드에 인가되고 있었지만, 본 발명에서는 제 1 다이오드(D1)와 제 2 다이오드(D2)에 분산되어 인가되므로 각 다이오드를 종래에 비해 낮은 내압 특성의 것으로 할 수 있다.
제 1 다이오드(D1)와 제 2 다이오드(D2)의 접속점(b)에, 제 3 다이오드(D3)의 캐소드가 접속되고, 그 애노드는 기준 전위인 d점에 접속되어 있으므로, 접속점 (b)의 전위는 d점 전위 이하로는 강하되지 않는다. d점 전위는 2차측의 기준 전위이다. 따라서, 접속점(b)의 전위가 d점 전위와 거의 같게 되면 제 1 다이오드(D1)에는 출력 전압(Vo)이 인가되고, 제 2 다이오드(D2)에는 2차 코일 전압(Vs)이 인가된 상태로 된다. 출력 전압(Vo)과 2차 코일 전압(Vs)은 통상은 다른 값으로 된다.
도 2(E), 도 2(F)에, 온 기간에 제 1 다이오드(D1) 및 제 2 다이오드(D2)에인가되는 전압을 각각 나타내고 있다. 도 2(G)에 나타내는 바와 같이, 온 기간에 제 3 다이오드(D3)에 인가되는 전압은 거의 제로이다.
도 3(A), 도 3(B)은 각각 온시(온 기간 개시시) 및 온 기간 종료시에 있어서의 트랜스 2차측의 a점∼d점의 전위 상태의 예를 모식적으로 나타내고 있다.
도 3(A)에 나타내는 온으로 된 직후에는 2차 코일(Ns)의 일단인 a점 전위는 d점 기준 전위에 대하여 오프 기간 종료시의 정전위로부터 부전위로 반전 강하한다. 출력단(3)의 c점 전위는 오프 기간에 평활 콘덴서(C)가 충전되어 고전위로 되어 있다. 이 때, 제 1 및 제 2 다이오드(D1, D2)에는 최대의 역바이어스 전압(Vs+Vo)이 인가된다. 제 1 다이오드(D1)에는 Vf1이, 제 2 다이오드(D2)에는 Vf2가 인가된다.
도 3(B)에 나타내는 온 기간 종료시에는 평활 콘덴서(C)가 방전되어 출력단(3)의 c점 전위가 저하되어 있다. b점 전위는 제 3 다이오드(D3)에 의해 d점 전위 이하로는 되지 않으므로, 역바이어스 전압(Vs+Vo)은 제 1 다이오드(D1)와 제 2 다이오드(D2)에 큰 치우침없이 적절하게 분산된다.
·오프 기간의 동작
스위칭 소자(Q)의 제어 신호(Vg)가 오프로 되면 스위칭 소자(Q)의 전류로가 차단되어 1차 코일(Np)을 흐르는 전류는 소실된다. 이것에 의해, 1차 코일(Np) 및 2차 코일(Ns)에 역기전력이 발생된다.
도 2(B)에 나타내는 바와 같이, 2차 코일(Ns)의 일단인 a점 전위는 d점 전위에 대하여 정전위로 된다. 오프 기간의 2차 코일(Ns)의 전압(Vs)은 다음 식으로 나타내어진다.
Vs=Vo-(Vf1+Vf2)
제 1 다이오드(D1) 및 제 2 다이오드(D2)는 순바이어스로 되어 도통한다. 도 2(D)에 나타내는 바와 같이, 2차 코일(Ns)에 전류(Is)가 흘러 부하에 공급된다. 또한, 도 2(C)에 나타내는 바와 같이 전류(Is)의 일부에 의해 평활 콘덴서(C)도 충전된다.
제 1 다이오드(D1) 및 제 2 다이오드(D2)의 순방향 전압인 Vf1 및 Vf2는 -1V 정도이므로, 도 2(E), 도 2(F)에 나타내는 바와 같이 오프 기간의 제 1 및 제 2 다이오드(D1, D2)의 양단 전압은 통상은 무시할 수 있는 정도이다.
제 3 다이오드(D3)는 b점 전위가 d점 전위에 대하여 정전위로 되므로, 도 2(G)에 나타내는 바와 같이 역바이어스 전압이 인가되게 된다.
도 3(C), 도 3(D)은 각각 오프시(OFF 기간 개시시) 및 오프 기간 종료시에 있어서의 트랜스 2차측의 a점∼d점의 전위 상태의 예를 모식적으로 나타내고 있다.
도 3(C)에 나타내는 오프로 된 직후에는 2차 코일(Ns)의 일단인 a점 전위는 d점 전위에 대하여 온 기간 종료시의 부전위로부터 정전위에 반전 상승한다. 출력단(3)의 c점 전위는 온 기간에 평활 콘덴서(C)가 방전되어 최저 전위로 되어 있다. 이 때, 제 1 다이오드(D1)와 제 2 다이오드(D2)는 도통하여 각각의 양단 전압은 순방향 전압만으로 된다. 도 3(C)에서는 각각의 순방향 전압을 과장하여 나타내고 있다. 제 3 다이오드(D3)는 역바이어스 전압이 인가되므로 차단된다.
도 3(D)에 나타내는 오프 기간 종료시에는 평활 콘덴서(C)가 충전되어 출력단(3)의 c점 전위는 상승하고 있다.
또한, 오프 기간에는 제 3 다이오드(D3)에 역바이어스 전압이 인가되지만, 도 3(C) 및 도 3(D)에 나타내어지는 바와 같이 제 3 다이오드(D3)에 요구되는 내압 특성은 제 1 및 제 2 다이오드(D1, D2)와 동 정도로 좋은 것을 알 수 있다.
본 발명의 스위칭 전원은 플라이백 방식을 기본 구성으로 하고, 종래의 출력 다이오드(D1)에 추가하여 2개의 다이오드(D2, D3)를 더 추가한 것에 의해, 온 기간에 인가되는 역바이어스 전압을 다이오드(D1, D2)에 적절하게 분산시킬 수 있다.
특히, 1,000V 이상의 내압을 필요로 하는 경우에는, 하나의 고내압 특성의 다이오드를 이용하는 것보다 3개의 저내압 특성의 다이오드를 이용하는 쪽이 저비용으로 할 수 있다.
또한, 온한 순간에 2차 코일(Ns)에 발생되는 스파이크 전압에 대해서도 마찬가지로 2개의 다이오드(D1, D2)에 분산시키는 효과가 얻어진다.
T : 트랜스 Np : 1차 코일
Ns : 2차 코일 1, 2 : 입력단
3, 4 : 출력단 Q : 스위칭 소자
D1, D2, D3 : 다이오드 C : 평활 콘덴서

Claims (2)

  1. 트랜스(T)와, 상기 트랜스(T)의 1차 코일(Np)에 접속된 스위칭 소자(Q)를 갖는 플라이백 방식의 스위칭 전원에 있어서,
    상기 트랜스의 2차 코일(Ns)의 일단(a)과 제 1 출력단(3) 사이에 직렬 접속된 제 1 정류 수단(D1) 및 제 2 정류 수단(D2)과,
    상기 제 1 정류 수단(D1)과 상기 제 2 정류 수단(D2)의 접속점(b)과 상기 2차 코일(Ns)의 타단(d) 사이에 접속된 제 3 정류 수단(D3)과,
    상기 제 1 출력단(3)과 상기 2차 코일(Ns)의 타단(d)인 제 2 출력단(4) 사이에 접속된 평활 콘덴서(C)를 갖고,
    상기 제 1 정류 수단(D1) 및 상기 제 2 정류 수단(D2)은 상기 스위칭 소자(Q)의 온 기간에 상기 2차 코일(Ns)의 일단(a)에 발생되는 전위에 대하여 역바이어스로 되는 방향으로 접속되고,
    상기 제 3 정류 수단(D3)은 상기 스위칭 소자(Q)의 온 기간에 상기 2차 코일(Ns)의 타단(d)에 발생되는 전위에 대하여 순바이어스로 되는 방향으로 접속되어 있는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 정류 수단(D1), 상기 제 2 정류 수단(D2) 및 상기 제 3 정류 수단(D3)이 각각 다이오드인 것을 특징으로 하는 스위칭 전원.
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