KR101024306B1

KR101024306B1 - 직류/직류 변환 장치

Info

Publication number: KR101024306B1
Application number: KR1020110013118A
Authority: KR
Inventors: 마모루 츠루야; 코우이치 모리타
Original assignee: 이오에스 코포레이션
Priority date: 2011-02-15
Filing date: 2011-02-15
Publication date: 2011-03-29

Abstract

본 발명은 스파이크 전압을 억제하여 적은 내압의 다이오드 소자로 고주파화가 가능하며, 리커버리 특성을 개선할 수 있는 직류/직류 변환기에 관한 것으로, 본 발명에 의하면, 입력되는 전원 전압을 트랜스의 1차측 권선에 순방향 또는 역방향으로 유기되도록 제어하며, 유기되는 전류의 방향 변환 시 휴지구간을 갖도록 하는 1차측 제어 회로와; 상기 트랜스에 2차측 권선의 출력 전압을 정류하는 브릿지 정류회로와; 상기 브릿지 정류회로의 출력을 평활하며, 상기 휴지구간에 상기 트랜스로부터 미리 축적된 전류를 공급하도록 하는 인덕터 및 제1 콘덴서와; 상기 트랜스의 2차측에 구비된 제1 및 제2 부가권선; 및 상기 트랜스에 전력이 공급될 때 상기 제1 또는 제2 부가권선에 유기되는 전류에 의해 제어되어 상기 브릿지 정류회로의 리커버리 시간 동안 발생하는 서지 전압을 제2 콘덴서로 축적하도록 하는 스위칭 회로를 포함하여 구성된 것을 특징으로 하는 직류/직류 변환 장치를 제공한다.

Description

직류/직류 변환 장치{APPARATUS FOR CONVERTING DC TO DC}

본 발명은 고효율, 소형의 직류/직류(DC/DC) 변환 장치에 관한 것으로, 보다 상세하게는 고전압 출력이 필요한 EV, PEV 등에 사용하는 충전기의 직류/직류 변환 장치에 관한 것이다.

일반적으로 직류/직류 변환 장치는 입력되는 직류의 전원을 원하는 형태의 다른 전위를 갖도록 변환하는 회로로 구성된다. 직류의 경우 기본적으로 한 방향으로만 전류가 흐르게 되므로, 직류를 다른 전위의 직류로 변환하기 위해서는 직류가 흐르는 방향을 임의로 변환하여 교류 형식으로 변환하는 것이 필요하다. 그리고 교류 형식으로 변환된 전류를 유기할 수 있는 트랜스와 트랜스의 2차측에 유기되는 전류를 다시 직류로 변환하여 원하는 전위를 갖도록 하는 것이다.

그러면 일반적으로 고전압 출력에 사용되는 충전기의 회로를 첨부된 도면을 참조하여 살펴보기로 한다.

도 1은 풀브릿지 인버터 회로를 이용한 직류/직류 변환 회로도이다.

도 1의 구성에서 제어회로는 앞에서 설명한 바와 같이 직류의 전원이 교류 형식으로 흐르도록 하기 위해 연결된 스위칭 소자들(Q1, Q2, Q3, Q4)의 턴 온/오프를 제어한다.

도 1에서 “Vdc1”은 직류 입력 전압이며, “Q1~Q4”는 스위칭 소자로서 MOSFET로 구현할 수 있다. 또한 도 1에서 “T1”은 컨버터의 고주파 트랜스이며, “np”는 트랜스의 1차 권선이고, “ns”는 트랜스의 2차 권선이다. 그리고 “D1~D4”는 트랜스(T)의 출력을 정류하는 다이오드 회로이고, “Rs”는 저항이며, “Cs”는 커패시터로서 전압을 제어하기 위한 스내버 회로가 된다. 또한 “L1”은 인덕터이고, “C1”은 출력을 평활하는 전해 콘덴서이며, “RL”은 부하 저항이다.

도 1에 도시한 회로의 동작 파형을 첨부된 도 2를 참조하여 살펴보기로 한다.

도 2는 도 1의 회로의 동작파형을 나타낸 도면이다.

도 2에서는 스위칭 소자들 중 제1 스위칭 소자(Q1)와 제2 스위칭 소자(Q2)의 전압 및 전류 파형을 도시하고 있으며, 정류 다이오드로 사용되는 제1 다이오드(D1)와 제2 다이오드(D2)의 전압 및 전류 파형에 대한 타이밍도를 도시하고 있다.

그런데 도 2에 도시한 바와 같이 정류 다이오드로 사용되는 제1 다이오드(D1) 및 제2 다이오드(D2)의 전압파형 중 동그라미로 표시한 부분과 같이 다이오드의 리커버리에 의해 스파이크 전압이 발생한다.

따라서 이러한 스파이크 전압을 제어하기 위해서 Rs 및 Cs와 같은 스내버 회로를 장착하고 있다. 이러한 스내버 회로를 장착하는 경우 스파이크 전압의 효과가 부하저항(RL)으로 전달되도록 하는 것을 방지할 수 있다. 하지만, 스내버 회로를 구성하는 Rs는 저항이어서 결과적으로 전류를 소모하게 되므로 손실이 발생한다. 이는 직류/직류 변환 장치의 효율을 저하시키는 요인이 된다.

따라서 일반적으로 스파이크 전압을 보다 제어하기 위해서, 콘덴서(Cs)의 값을 크게 하고 저항(Rs)의 값을 작게 한다. 이때 저항(Rs)의 손실(Ws)은 Ws=1/2*CsV*V이며, Cs의 값에 비례한다.

하지만, Cs의 값을 크게 하면 손실이 증대하므로 스파이크 전압은 손실을 고려하여 정수(定數)로 결정하고 있다. 따라서, 출력 400V 정도의 충전기이면 1KV 이상의 내압을 갖는 다이오드를 선택한다. 그런데 1KV 이상의 다이오드는 고가이며, 리커버리 시간도 길어 특성이 나쁘다. 이 때문에, 고주파화가 어렵고 소형화에도 곤란함이 있었다.

따라서 본 발명의 목적은 스파이크 전압을 억제하기 위한 직류/직류 변환 장치를 제공하는 데 있다.

본 발명의 다른 목적은 스파이크 전압을 억제하여 적은 내압의 다이오드 소자로 고주파화가 가능한 직류/직류 변환 장치를 제공하는 데 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 리커버리 특성을 개선할 수 있는 직류/직류 변환 장치를 제공하는 데 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 고효율 및 소형화가 가능한 직류/직류 변환 장치를 제공하는 데 있다.

상기한 본 발명의 목적은, 입력되는 전원 전압을 트랜스의 1차측 권선에 순방향 또는 역방향으로 유기되도록 제어하며, 유기되는 전류의 방향 변환 시 휴지구간을 갖도록 하는 1차측 제어 회로와; 상기 트랜스에 2차측 권선의 출력 전압을 정류하는 브릿지 정류회로와; 상기 브릿지 정류회로의 출력을 평활하며, 상기 휴지구간에 상기 트랜스로부터 미리 축적된 전류를 공급하도록 하는 인덕터 및 제1 콘덴서와; 상기 트랜스의 2차측에 구비된 제1 및 제2 부가권선; 및 상기 트랜스에 전력이 공급될 때 상기 제1 또는 제2 부가권선에 유기되는 전류에 의해 제어되어 상기 브릿지 정류회로의 리커버리 시간 동안 발생하는 서지 전압을 제2 콘덴서로 축적하도록 하는 스위칭 회로를 포함하여 구성된 것을 특징으로 하는 직류/직류 변환 장치에 의해 달성된다.

또한 본 발명에 따르면, 상기 스위칭 회로는, 상기 제1 부가권선으로 전류를 유입시키기 위한 제1 부가스위칭 소자; 및 상기 제2 부가권선으로 전류를 유입시키기 위한 제2 부가스위칭 소자로 구성되는 것을 특징으로 한다.

또한 본 발명에 따르면, 상기 제1 및 제2 부가스위칭 소자는 MOSFET로 구성되는 것을 특징으로 한다.

또한 본 발명에 따르면, 상기 제 1 및 제2 부가스위칭 소자는 상기 트랜스와 연결 시 보호 저항을 통해 연결되는 것을 특징으로 한다.

또한 본 발명에 따르면, 상기 제2 콘덴서에 축전된 전류 방전 시 서지 전류로 인한 파손을 방지하기 위해 상기 제1 부가스위칭 소자와 상기 제2 부가스위칭 소자의 각 게이트에 제1 및 제2 제너다이오드를 더 구비하는 것을 특징으로 한다.

본 발명의 직류/직류 변환 장치에 의하면, 정류 다이오드의 내압을 억제할 수 있으며, 고전압(400V 정도)의 스위칭 전원(충전기 등)의 정류 다이오드로 비교적 저압의 것을 사용하는 것이 가능하게 되고, 대량으로 생산되고 있는 600V 정도의 리커버리 시간이 짧고 순방향 전압강하가 적은 다이오드를 사용할 수 있는 이점이 있다.

또한 본 발명의 직류/직류 변환 장치에 의하면, 고주파화가 가능하게 되며, 고효율이면서도 소형의 전원이 제작 가능하게 되는 이점이 있다.

도 1은 종래의 푸쉬풀형 직류/직류 변환 장치(풀브릿지)를 예시한 도면,
도 2는 도 1의 회로의 동작파형을 나타낸 도면,
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 직류/직류 변환 장치 회로를 예시한 도면,
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 직류/직류 변환 장치 회로의 동작파형을 나타낸 도면,
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 직류/직류 변환 장치 회로의 다른 동작파형을 나타낸 도면,
도 6은 본 발명의 다른 실시예에 따른 직류/직류 변환 장치 회로를 예시한 도면.

이하 본 발명의 바람직한 실시예들의 상세한 설명이 첨부된 도면들을 참조하여 설명될 것이다. 하기 설명에서 구체적인 특정 사항들이 나타나고 있는데, 이는 본 발명의 보다 전반적인 이해를 돕기 위해 제공된 것이다. 그리고 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지 기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우 그 상세한 설명을 생략한다.

도 3은 본 발명의 실시예에 따른 직류/직류 변환 장치 회로를 예시한 도면이다.

먼저, 도 3의 구성을 살펴보기로 한다.

도 3에서도 “Vdc1”은 직류 입력 전압이며, “Q1~Q4”는 스위칭 소자로서 MOSFET로 구현할 수 있다. 제1 내지 제4 스위칭 소자(Q1~Q4)는 입력되는 제어회로로부터 입력되는 제어 신호에 의거하여 스위칭 동작을 수행한다. 예를 들어 제1 및 제4 스위칭 소자(Q1, Q4)가 턴 온되는 경우 제2 및 제3 스위칭 소자(Q2, Q3)가 턴 오프되어 트랜스(T)로의 직류 입력 전압(Vdc1)에 의한 전류 경로를 형성한다. 반면에 제1 및 제4 스위칭 소자(Q1, Q4)가 턴 오프되면, 제2 및 제3 스위칭 소자(Q2, Q3)가 턴 온되어 트랜스(T)로의 직류 입력 전압(Vdc1)에 의한 전류 경로를 형성한다. 즉, 제1 및 제4 스위칭 소자(Q1, Q4)가 턴 온되는 경우와 제2 및 제3 스위칭 소자(Q2, Q3)가 턴 온되는 경우 전류의 방향이 바뀌게 된다.

이러한 동작은 앞에서 설명한 바와 같이 직류/직류 변환 장치의 회로에서 직류를 교류 형태로 변환하기 위함이며, 상호 교번하게 되어 교류 형식으로 흐르게 된다. 또한 직류/직류 변환이 이루어지는 경우 일반적으로 스위칭 소자들간 턴 온/오프가 반복될 때 일정한 시간 동안의 휴지구간을 필요로 하게 된다. 이하의 설명에서 제1 내지 제4 스위칭 소자(Q1~Q4)를 “1차측 제어 회로”라 칭하기로 한다.

또한 도 3에서 “T1”은 컨버터의 고주파 트랜스이며, “np”는 트랜스의 1차 권선이고, “ns”는 트랜스의 2차 권선이다. 그리고 “D1~D4”는 트랜스(T)의 출력을 정류하는 다이오드 회로이다. 즉, “D1~D4”의 정류 회로는 브릿지 형태로 구성되어 트랜스(T)의 2차측 권선(ns)에 유기되는 전류를 정류하는 동작을 한다.

그리고 “Rd1, Rd2”는 저항이며, “Cs”는 커패시터로서 전압을 제어하기 위한 스내버 회로가 된다. 또한 “L1”은 인덕터이고, “C1”은 출력을 평활하는 전해 콘덴서이다. 전해 콘덴서(C1)는 브릿지 정류 회로를 구성하는 다이오드들(D1~D4)의 출력이 맥류 형태를 가지게 되므로, 이를 평활하여 출력하도록 하는 동작을 한다.

마지막으로 “RL”은 부하 저항으로, 전원을 공급받아 동작하는 회로를 의미한다. 즉, DC/DC 변환기에 의해 변환된 전압을 제공받는 부하(Load) 회로가 된다.

또한, 도 3에서는 상기한 구성 즉, 도 1의 구성에 부가하여 트랜스(T)의 2차측에 서로 다른 2개의 부가권선들(nd1, nd2)을 더 포함하고 있다. 2개의 부가권선들(nd1, nd2)은 직렬 연결되며, 제1 부가권선(nd1)의 한 측은 제1 부가저항(Rd1)을 통해 제1 부가스위칭 소자(Q5)를 제어하기 위한 신호로 입력되며, 제2 부가권선(nd2)의 한 측은 제2 부가저항(Rd2)을 통해 제2 부가스위칭 소자(Q6)를 제어하기 위한 신호로 입력된다. 여기서 제1 부가스위칭 소자(Q5)와 제2 부가스위칭 소자(Q6)는 MOSFET로 구성할 수 있으며, 서로 다른 방향 즉, 외부로 전류가 흐를 수 있도록 구성한다.

제1 부가권선(nd1)과 제2 부가권선(nd2)의 접점을 제1 부가스위칭 소자(Q5)와 제2 부가스위칭 소자(Q6)간 연결되는 접점에 연결한다. 또한 상기 제1 부가권선(nd1)과 제2 부가권선(nd2)의 접점을 상기 제3 다이오드(D3) 및 제4 다이오드(D4)의 접점에 연결한다. 그리고 제1 부가스위칭 소자(Q5)와 제2 부가스위칭 소자(Q6)는 전류가 흘러나가는 방향을 함께 연결하여 전해 콘덴서(Cs)를 통해 제1 다이오드(D1) 및 제2 다이오드(D2)의 애노드에 연결한다.

그러면 도 3의 구성에 따른 동작을 살펴보기로 하자.

도 3의 회로를 동작시키기 위해서는 제1 및 제4 스위칭 소자(Q1, Q4)를 턴 온(turn on)시킨다. 그러면, 전류는 입력 직류 전원의 양극(Vdc1(+))으로부터 제4 주스위치(Q4)를 통해 트랜스의 1차측 권선(T1(np))을 경유하고, 다시 제1 스위치 소자(Q1)를 통해 직류 전원의 음극(Vdc1(-))으로 흐른다. 이러한 전류의 흐름을 도식화하면, 아래와 같이 표기할 수 있다.

<Q1, Q4 턴 온(turn on) 시 트랜스의 1차측 전류>

Vdc1(+) -> Q4 -> T1(np) -> Q1 -> Vdc1(-)

이때, 2차측에 유기되는 전류를 살펴보면, 트랜스의 2차측 권선(T1(ns))에 유기된 전류는 제4 다이오드(D4)를 통해 인덕터(L1)를 경유하고, 부하저항(RL)에 전류가 공급된다. 이후 부하저항(RL)을 통과한 전류는 다시 제1 다이오드(D1)를 통해 트랜스의 2차 권선(T1(ns))으로 전류가 흐른다. 이러한 전류의 흐름을 도식화하면, 아래와 같이 표기할 수 있다.

<Q1, Q4 턴 온(turn on) 시 트랜스의 2차측 전류>

T1(ns) -> D4 -> L1 -> RL -> D1 -> T1(ns)

다음으로 제2 및 제 3스위칭 소자(Q2, Q3)를 턴 온시키는 경우를 살펴보자.

이때, 전류는 입력 직류 전원의 양극(Vdc1(+))에서 제3 주스위치(Q3)를 경유하여 트랜스의 1차 권선(T1(np))을 통해 제2 주스위치(Q2)를 통해 입력 직류 전원의 음극(Vdc1(-))으로 흐른다. 이러한 전류의 흐름을 도식화하면, 아래와 같이 표기할 수 있다.

<Q2, Q3 턴 온(turn on) 시 트랜스의 1차측 전류>

Vdc1(+) -> Q3 -> T1(np) -> Q2 -> Vdc1(-)

2차측에 유기되는 전류를 살펴보면, 트랜스의 2차측 권선(T1(ns))에 유기된 전류는 제3 다이오드(D3) 및 인덕터(L1)를 경유하여 부하저항(RL)으로 입력되고, 부하저항(RL)을 지나온 전류는 제2 다이오드(D2)를 통해 트랜스의 2차측 권선(T1(ns))으로 전류가 흐른다. 이를 통해 부하(RL)에 전력을 공급한다. 이러한 전류의 흐름을 도식화하면, 아래와 같이 표기할 수 있다.

<Q2, Q3 턴 온(turn on) 시 트랜스의 2차측 전류>

T1(ns) -> D3 -> L1 -> RL -> D2 -> T1(ns)

이상에서 설명한 제1 및 제4 스위칭 소자(Q1, Q4)를 턴 온시키는 과정과 제2 및 제3 스위칭 소자(Q2, Q3)를 턴 온시키는 과정을 교대로 반복하여 이들이 연속적으로 이루어짐으로써 부하에 전력을 공급한다. 이때, 변압기(T1)의 코어는 정부(正負) 교대로 여자된다. 즉, 변압기의(T1) 코어는 정방향과 역방향으로 교대로 전압이 여자됨으로써 교류 형식을 취하게 되므로 2차측에 전류가 유기되게 된다.

한편, 통상적으로는 스위치 소자가 교대로 턴 온되는 사이에 휴지구간을 두고, 턴 온 시간과 휴지구간의 비율을 조정함으로써 부하전력을 제어하게 된다. 변압기로부터 전력을 공급하고 있지 않은 기간의 전류는, 인덕터(L1)에 축적된 에너지가 인덕터(L1)로부터 부하저항(RL)을 통해 제1 및 제2 다이오드(D1,D2)를 경유하고, 제3 및 제4 다이오드(D3,D4)를 통해 다시 인덕터(L1)로 흘러 연속적으로 부하에 전력을 공급한다.

다음으로 변압기로부터 전력이 공급될 때 다이오드의 리커버리 시간 동안에 변압기의 2차측은 단락되어 서지(surge) 전류가 흐르고, 다이오드의 리커버리 시간이 종료하며, 역특성이 회복된 때 이 서지 전류에 의해 스파이크 전압이 발생하지만, 이 전압에 의해 변압기의 부가권선(nd1 또는 nd2)에 스위치(Q5 또는 Q6)의 게이트에 스위치를 온시키는 방향으로 전압이 가해져 스위치를 턴 온시킨다. 이 때문에, 이 스위치를 거쳐서 서지 전류에 의한 전력은 스위치에 직렬로 접속된 콘덴서에 흡수되고, 콘덴서의 전압을 상승시킨다. 결과적으로 서지 전류에 의한 전력은 스위치에 직렬로 접속된 콘덴서에서 흡수하게 된다.

서지 전력을 흡수하는 기간이 지나면 변압기의 2차 전압보다 콘덴서의 전압이 높아지기 때문에, 콘덴서에 축적된 전력은 다시 방출된다. 이와 같이 콘덴서에 축적된 전력이 방출되는 전류 경로를 살펴보면, 콘덴서(Cs)에 축적된 전류는 제1 부가스위칭 소자(Q5) 또는 제2 부가스위칭 소자(Q6)를 통해 인덕터(L1)를 경유하여 부하저항(RL)을 통해 다시 콘덴서(Cs)로 흘러 부하(RL)로 방출된다. 이러한 전류의 흐름을 다시 도식화하면 아래와 같이 표기할 수 있다.

<서지 전력의 흡수 및 방출에 따른 전류 흐름>

Cs -> Q5 또는 Q6 -> L1 -> RL -> Cs

이와 같이 서지 전압을 억제하기 위해서 콘덴서의 용량을 크게 하여도 전하가 부하로 방출되기 때문에 손실은 증대하지 않는다. 이 때문에, 손실을 증대시키지 않고 다이오드의 서지 전압을 완전히 억제할 수 있다.

또한 스위치에 MOSFET를 사용한 경우, 스위치의 턴 온이 지연된 경우에도 보디 다이오드를 거쳐서 서지 전력을 콘덴서에 흡수시킬 수 있기 때문에 게이트 구동을 간략화할 수 있다.

도 4는 도 3의 직류/직류 변환 장치 회로의 동작파형을 나타낸 도면이다.

도 4의 파형도에서 각 부호들은 도 2에서 설명한 부호들과 동일하다. 즉 제1 스위칭 소자(Q1)와 제2 스위칭 소자(Q2)의 전압 및 전류 파형을 도시하고 있으며, 정류 다이오드로 사용되는 제1 다이오드(D1)와 제2 다이오드(D2)의 전압 및 전류 파형에 대한 타이밍도를 도시하고 있다. 도 4를 앞에서 살펴본 도 2와 대비하여 살펴보면, 도 2에서 동그라미 형식으로 표시된 부분 즉, 다이오드의 스파이크 전력이 완전히 억제되는 것을 알 수 있다. 즉, 제1 내지 제4 스위칭 소자들(Q1~Q4)에서는 스파이크 파형이 도 2와 동일하게 나타나지만, 제1 및 제2 다이오드(D1, D2)에서는 스파이크 형태의 파형이 완전히 사라짐을 알 수 있다. 따라서 직류/직류 변환 시에 종래기술의 문제점을 해결함을 확인할 수 있다.

한편, 스위치의 턴 오프(turn off)가 지연된 경우에도 콘덴서(Cs)에 축적된 전하는 콘덴서(Cs)로부터 제1 부가스위칭 소자(Q5) 또는 제2 부가스위칭 소자(Q6)를 통해 인덕터(L1) 및 부하 저항(RL)을 경유하여 콘덴서(Cs)로 방출된다. 따라서 변압기로부터의 전력의 공급이 없는 기간에는 스위치의 전류가 부하전류(L1의 전류)와 동일하게 된다. 이러한 현상으로 인하여 출력 용량이 큰 장치의 경우 부하 전류가 매우 큰 값으로 되어 본 발명에 따른 스위치들(Q5, Q6)을 파괴하게 된다. 이를 첨부된 도 5를 참조하여 살펴보기로 한다.

도 5는 본 발명의 실시예에 따른 직류/직류 변환 장치 회로의 다른 동작파형을 나타낸 도면으로서, 도 3의 직류/직류 변환 장치 구성에서 변압기의 전력 공급이 없는 기간에 본 발명에 따른 부가스위칭 소자들(Q5, Q6)을 파괴하는 경우를 설명하기 위한 타이밍도이다.

도 5에 동그라미 부분으로 표시한 부분과 같이 콘덴서(Cs)에서 나타나는 전류 파형이 본 발명에 따른 회로의 부가스위칭 소자들(Q5, Q6)로 유입됨으로 인하여 스위치를 파괴하는 경우가 발생할 수 있다. 이러한 현상은 앞서 설명한 바와 같이 변압기로부터의 전력의 공급이 없는 기간에는 스위치의 전류가 부하전류(L1의 전류)와 동일하게 되기 때문에, 특히 출력 용량이 큰 장치의 경우에 발생한다.

따라서 이를 해결하기 위해 본 발명에서는 후술하는 다른 실시예를 함께 제안하고 있다.

도 6은 본 발명의 다른 실시예에 따른 직류/직류 변환 장치 회로를 예시한 도면이다.

도 6에서는 도 3에서 설명한 회로의 구성에 부가하여 제1 부가스위칭 소자(Q5)와 제2 부가스위칭 소자(Q6) 각각의 게이트와 트랜스의 2차측 부가권선들(nd1, nd2)의 접점 사이에 제1 및 제2 제너다이오드(ZN1, ZN2)를 연결한다. 그리고 스위칭 소자간 연결되는 소스 사이에 각 스위칭 소자를 보호하기 위한 제1 및 제2 저항(R1, R2)을 연결한다.

이와 같이 제1 및 제2 저항은 스위칭 소자를 보호하기 위한 저항으로 스위치에 흐르는 전류는 제1 및 제2 저항(R1, R2)을 통해 흐르므로, 전압 강하를 발생시킨다. 이와 같이 전압 강하가 발생한 상태에서 과도한 전류의 유입을 방지하기 위한 제너다이오드들(ZN1, ZN2)을 거쳐 게이트 전압을 임계치 전압이 되도록 할 수 있다. 이와 같이 제1 및 제2 저항(R1, R2)과 제너다이오드들(ZN1, ZN2)을 통해 전류를 제한함으로써, 제1 및 제2 부가스위칭 소자(Q5, Q6)를 과전류 파괴로부터 보호할 수가 있다.

Claims

입력되는 전원 전압을 트랜스의 1차측 권선에 순방향 또는 역방향으로 유기되도록 제어하며, 유기되는 전류의 방향 변환 시 휴지구간을 갖도록 하는 1차측 제어 회로와;
상기 트랜스에 2차측 권선의 출력 전압을 정류하는 브릿지 정류회로와;
상기 브릿지 정류회로의 출력을 평활하며, 상기 휴지구간에 상기 트랜스로부터 미리 축적된 전류를 공급하도록 하는 인덕터 및 제1 콘덴서와;
상기 트랜스의 2차측에 구비된 제1 및 제2 부가권선; 및
상기 트랜스에 전력이 공급될 때 상기 제1 또는 제2 부가권선에 유기되는 전류에 의해 제어되어 상기 브릿지 정류회로의 리커버리 시간 동안 발생하는 서지 전압을 제2 콘덴서로 축적하도록 하는 스위칭 회로를 포함하여 구성된 것을 특징으로 하는 직류/직류 변환 장치.
제 1 항에 있어서,
상기 스위칭 회로는,
상기 제1 부가권선으로 전류를 유입시키기 위한 제1 부가스위칭 소자; 및
상기 제2 부가권선으로 전류를 유입시키기 위한 제2 부가스위칭 소자로 구성되는 것을 특징으로 하는 직류/직류 변환 장치.
제 2 항에 있어서,
상기 제1 및 제2 부가스위칭 소자는 MOSFET로 구성되는 것을 특징으로 하는 직류/직류 변환 장치.
제 3 항에 있어서,
상기 제 1 및 제2 부가스위칭 소자는 상기 트랜스와 연결 시 보호 저항을 통해 연결되는 것을 특징으로 하는 직류/직류 변환 장치.
제 3 항에 있어서,
상기 제2 콘덴서에 축전된 전류 방전 시 서지 전류로 인한 파손을 방지하기 위해 상기 제1 부가스위칭 소자와 상기 제2 부가스위칭 소자의 각 게이트에 제1 및 제2 제너다이오드를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 직류/직류 변환 장치.