JP2000209852A

JP2000209852A - スイッチング電源装置

Info

Publication number: JP2000209852A
Application number: JP11003544A
Authority: JP
Inventors: Akira Matsumoto; 晃松本
Original assignee: Japan Radio Co Ltd; Nagano Japan Radio Co Ltd
Current assignee: Japan Radio Co Ltd; Nagano Japan Radio Co Ltd
Priority date: 1999-01-11
Filing date: 1999-01-11
Publication date: 2000-07-28

Abstract

(57)【要約】【課題】装置の変換効率の向上を図り得るスイッチン
グ電源装置を提供する。【解決手段】トランス１０の一次巻線１０ａに入力電
圧ＶDCを入力し、スイッチングオン時に、トランス１０
の二次巻線１０ｂから出力されるフォワード電流ＩS1に
基づくエネルギーを二次巻線１０ｂに直列接続された第
１の容量性素子２１を介して出力するフォワード型のス
イッチング電源装置１において、二次巻線１０ｂから出
力されるフライバック電流ＩS2に基づくエネルギーをス
イッチングオフ時に第１の容量性素子２１に蓄積させ、
その蓄積エネルギーをフォワード電流ＩS1に基づくエネ
ルギーに重畳して出力可能に構成した。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチングによ
って直流電圧を生成するスイッチング電源装置に関し、
詳しくは、高効率で直流電圧を生成するフォワード型の
スイッチング電源装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】この種のフォワード型スイッチング電源
装置として、図６に示す電源装置６１が従来から知られ
ている。この電源装置６１は、トランス６２を備えてお
り、トランス６２の一次巻線６２ａ側には、交流電源２
から出力される交流電圧を全波整流するダイオードスタ
ック１１と、ダイオードスタック１１によって全波整流
された脈流電圧を平滑するコンデンサ１２と、スイッチ
ング用のスイッチ１３と、スイッチ１３に等価的に並列
接続されたコンデンサ１４およびダイオード１５とが配
設されている。この場合、スイッチ１３は、例えば、Ｆ
ＥＴで構成され、図外のスイッチング制御回路から出力
されるスイッチング制御信号に従ってオン／オフ制御さ
れる。また、コンデンサ１４は、スイッチ１３が有する
寄生容量、またはその寄生容量とは別個にスイッチ１３
に並列接続したコンデンサによって構成され、ダイオー
ド１５は、スイッチ１３内のボディダイオードで構成さ
れている。また、トランス６２の補助巻線６２ｃ側に
は、フライバックエネルギーをコンデンサ１２に回生す
るためのダイオード６３が一次巻線６２ａの巻始め側端
子とコンデンサ１２のマイナス側端子との間に接続され
ている。

【０００３】さらに、電源装置６１は、二次巻線６２ｂ
側に、整流用のダイオード６４と、二次巻線６２ｂおよ
びダイオード６４の直列回路に直列接続されたダイオー
ド２３と、平滑用のコンデンサ２４およびチョークコイ
ル２５とを備えている。

【０００４】この電源装置６１では、起動後、ダイオー
ドスタック１１が、交流電源２から出力された交流電圧
を全波整流することにより脈流電圧を生成し、コンデン
サ１２が、その脈流電圧を平滑することにより直流電圧
ＶDCを生成する。スイッチ１３のスイッチングオン時に
は、直流電圧ＶDCに基づく電流ＩP が、図６に示すよう
に、コンデンサ１２のプラス側端子から、トランス６２
の一次巻線６２ａおよびスイッチ１３を介してコンデン
サ１２のマイナス側端子に至る電流経路を流れる。この
際には、フォワード電流ＩS が、同図に示すように、ト
ランス６２における二次巻線６２ｂの巻始め側端子か
ら、ダイオード６４、コンデンサ２４およびチョークコ
イル２５を介して二次巻線６２ｂの巻終わり側端子に至
る電流経路を流れる。この場合、フォワード電流ＩS に
よってコンデンサ２４が充電されると共に、フォワード
電流ＩS の一部が出力電流ＩO として装置外部の負荷に
供給される。同時に、チョークコイル２５は、フォワー
ド電流ＩS が流れることによりエネルギーを蓄積する。
さらに、トランス６２には、その励磁インダクタンスに
よって励磁エネルギーが蓄積される。

【０００５】次いで、スイッチ１３のスイッチングオフ
時には、電流ＩP が遮断されることにより、トランス６
２における一次巻線６２ａの巻終わり側端子がプラス極
性に反転し、トランス６２に蓄積された励磁エネルギー
が放出される。この際には、スイッチ１３がオフ状態の
ため、同図に示すように、補助巻線６２ｃの巻終わり側
端子から、コンデンサ１２およびダイオード６３を介し
て補助巻線６２ｃの巻始め側端子に至る電流経路をフラ
イバック電流Ｉ61が流れることにより、トランス６２か
ら励磁エネルギーが放出される。この結果、トランス６
２の励磁エネルギーは、コンデンサ１２に回生される。
また、この際には、フリーホイーリング電流ＩF が、同
図に示すように、チョークコイル２５の巻終わり側端子
から、ダイオード２３およびコンデンサ２４を介してチ
ョークコイル２５の巻始め側端子に至る電流経路を流れ
ることにより、チョークコイル２５の励磁エネルギーが
放出され、これにより、平滑動作が行われる。この後、
同様にして、スイッチ１３のスイッチングオン／オフが
繰り返されることにより、出力電圧ＶO が生成される。

【０００６】一方、図７に示す電源装置７１も従来から
知られている。この電源装置７１は、電源装置６１とは
異なり、一次巻線１０ａおよび二次巻線１０ｂを有する
トランス１０を備えると共に、スイッチ１３のスイッチ
ングオン時にトランス１０に蓄積された励磁エネルギー
を放出するための構成として、ダイオード７２、コンデ
ンサ７３および抵抗７４を備えている。

【０００７】この電源装置７１では、スイッチ１３のス
イッチングオン時には、電源装置６１と同様な動作が行
われてトランス１０に励磁エネルギーが蓄積される。一
方、スイッチ１３のスイッチングオフ時には、電流ＩP
が遮断されることにより、トランス１０における一次巻
線１０ａの巻終わり側端子がプラス極性に反転し、トラ
ンス１０に蓄積された励磁エネルギーが放出される。こ
の際には、スイッチ１３がオフ状態のため、同図に示す
ように、一次巻線１０ａの巻終わり側端子から、ダイオ
ード７２およびコンデンサ７３を介して一次巻線１０ａ
の巻始め側端子に至る電流経路をフライバック電流Ｉ71
が流れることにより、トランス１０から励磁エネルギー
が放出される。この結果、トランス１０の励磁エネルギ
ーは、コンデンサ７３に蓄積され、この際に、コンデン
サ７３は、一次巻線１０ａ側の端子に対してダイオード
７２側の端子がプラス電圧に充電される。このコンデン
サ７３の蓄積エネルギーは、スイッチ１３のスイッチン
グオン期間およびスイッチングオフ期間の全体を通じて
抵抗７４によって消費される。この場合、抵抗７４は、
充電電圧の極度の上昇によるコンデンサ７３の耐圧破壊
を防止可能な抵抗値に規定されている。以上の動作によ
り、この電源装置７１でも、スイッチ１３のスイッチン
グオン／オフが繰り返されることにより、出力電圧ＶO
が生成される。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】ところが、この従来の
電源装置６１には、以下の問題点がある。すなわち、電
源装置６１では、トランス６２の蓄積エネルギーがスイ
ッチ１３のスイッチングオフ時においてコンデンサ１２
に回生されているが、コンデンサ１２に蓄積されたエネ
ルギーは、スイッチ１３の次のスイッチングオン時に電
流ＩP の一部として再度トランス６２の一次巻線６２ａ
を流れている。したがって、トランス６２の励磁エネル
ギーがトランス６２とコンデンサ１２との間を循環して
いることになり、このエネルギーの循環の際には、トラ
ンス６２の一次巻線６２ａおよび補助巻線６２ｃの巻線
抵抗による電力損失、スイッチ１３およびダイオード６
３の内部損失、コンデンサ１２のＥＳＲ（内部抵抗）に
よる内部損失、並びにプリントパターンの抵抗分による
損失などの電力損失が発生する。このため、従来の電源
装置６１には、エネルギーの循環に起因して装置の変換
効率の低下を招いているという問題点がある。

【０００９】一方、従来の電源装置７１には、以下の問
題点がある。すなわち、電源装置７１では、電源装置６
１とは異なり、励磁エネルギー放出用の補助巻線６２ｃ
を不要にすることができるものの、トランス１０の励磁
エネルギーは、コンデンサ１２に回生されることなく、
すべて抵抗７４によって消費される。このため、従来の
電源装置７１には、簡易に構成できるものの、電源装置
６１よりも更に装置の変換効率の低下が問題となってい
る。

【００１０】また、電源装置６１，７１には、ダイオー
ドスタック１１の出力側に平滑用のコンデンサ１２が配
設されていることに起因して、以下の問題点がある。す
なわち、従来の電源装置６１，７１では、ダイオードス
タック１１から出力される脈流電圧が低電圧のときには
コンデンサ１２に殆ど電流が流れ込まず、逆に、高電圧
のときには、コンデンサ１２にパルス状に大電流が流れ
込む。このため、装置に入力される入力電圧に多くの高
周波成分が含まれる結果、従来の電源装置６１，７１に
は、力率の低下を招いているという問題点がある。

【００１１】本発明は、かかる問題点を解決すべくなさ
れたものであり、装置の変換効率の向上を図り得るスイ
ッチング電源装置を提供することを主目的とする。ま
た、装置の力率の向上を図り得るスイッチング電源装置
を提供することを他の目的とする。

【００１２】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成すべく請
求項１記載のスイッチング電源装置は、トランスの一次
巻線に入力電圧を入力し、スイッチングオン時に、前記
トランスの二次巻線から出力されるフォワード電流に基
づくエネルギーを当該二次巻線に直列接続された第１の
容量性素子を介して出力するフォワード型のスイッチン
グ電源装置において、前記二次巻線から出力されるフラ
イバック電流に基づくエネルギーをスイッチングオフ時
に前記第１の容量性素子に蓄積させ、その蓄積エネルギ
ーを前記フォワード電流に基づくエネルギーに重畳して
出力可能に構成したことを特徴とする。

【００１３】請求項２記載のスイッチング電源装置は、
請求項１記載のスイッチング電源装置において、前記一
次巻線側の一次側回路は、平滑用コンデンサと、当該一
次巻線に直列接続されたスイッチング素子とで構成され
ていることを特徴とする。

【００１４】請求項３記載のスイッチング電源装置は、
請求項１記載のスイッチング電源装置において、前記一
次巻線側の一次側回路は、当該一次巻線に直列接続され
たスイッチング素子で構成されていることを特徴とす
る。

【００１５】請求項４記載のスイッチング電源装置は、
請求項１から３のいずれかに記載のスイッチング電源装
置において、前記第１の容量性素子よりも大容量を有
し、かつ、前記トランスの補助巻線から出力されるフラ
イバック電流によって前記第１の容量性素子の充電電圧
よりも低電圧に充電されると共に、前記スイッチングオ
フ時における前記第１の容量性素子の充電電圧の低下時
に、当該第１の容量性素子に代えて充電エネルギーを前
記フォワード電流に基づくエネルギーに重畳して出力す
る第２の容量性素子を備えていることを特徴とする。

【００１６】請求項５記載のスイッチング電源装置は、
請求項１から３のいずれかに記載のスイッチング電源装
置において、前記第１の容量性素子よりも大容量を有
し、かつ、前記トランスの補助巻線から出力されるフラ
イバック電流によって前記第１の容量性素子の充電電圧
よりも高電圧に充電されると共に、前記入力電圧の低下
時に前記第１の容量性素子を充電する第２の容量性素子
を備えていることを特徴とする。

【００１７】なお、請求項４または５記載のスイッチン
グ電源装置として、前記第２の容量性素子は低ＥＳＲの
容量性素子で構成するのが好ましく、低ＥＳＲの容量性
素子を電気二重層コンデンサで構成するのがより好まし
い。さらに、請求項１から７のいずれかに記載のスイッ
チング電源装置として、第１の容量性素子に並列接続さ
れ前記フォワード電流の流れる向きで電流を導通可能な
一方向性素子を備えることが好ましい。

【００１８】また、請求項１から８のいずれかに記載の
スイッチング電源装置として、ギャップが形成された磁
気コア、または低透磁率コアを用いてトランスを構成す
るのが好ましい。さらに、出力電圧に重畳される出力リ
ップル電圧に対する制御応答特性が０Ｈｚ以上数Ｈｚ以
下となるように構成するのがさらに好ましい。

【００１９】

【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照して、本発
明に係るスイッチング電源装置の好適な実施の形態につ
いて説明する。なお、電源装置６１，７１と同一の構成
要素については同一の符号を付して重複した説明を省略
する。

【００２０】図１に示すように、電源装置１は、例えば
ギャプが形成されたＥＩ型の磁気コアが用いられたトラ
ンス１０を備え、トランス１０の一次巻線１０ａ側およ
び二次巻線１０ｂ側には、相互に絶縁された一次側回路
３および二次側回路４がそれぞれ配設されている。一次
側回路３は、ダイオードスタック１１、本発明における
平滑用コンデンサに相当するコンデンサ１２、本発明に
おけるスイッチング素子に相当するスイッチ１３、コン
デンサ１４およびダイオード１５で構成されている。こ
の場合、スイッチ１３は、図外のスイッチング制御回路
から出力されるスイッチング信号によって制御され、そ
のスイッチングデューティ比および周波数がフィードバ
ック制御されることにより、出力電圧ＶO を所定電圧に
安定化する。また、スイッチング制御回路は、出力電圧
ＶO に重畳される出力リップル電圧に対する制御応答特
性が０Ｈｚ以上数Ｈｚ以下となるように、つまり出力電
圧ＶO に対する制御応答がある程度遅くなるように制御
する。一方、二次側回路４は、コンデンサ２１、本発明
における一方向性素子に相当しコンデンサ２１に並列接
続されたダイオード２２、ダイオード２３、コンデンサ
２４およびチョークコイル２５で構成されている。この
場合、コンデンサ２１は、本発明における第１の容量性
素子に相当し、例えば低ＥＳＲで中容量の積層フィルム
コンデンサなどで構成されている。

【００２１】この電源装置１では、起動後におけるスイ
ッチ１３のスイッチングオン時には、図１に示すよう
に、直流電圧ＶDCに基づく電流ＩP が、コンデンサ１２
のプラス側端子から、トランス１０の一次巻線１０ａお
よびスイッチ１３を介してコンデンサ１２のマイナス側
端子に至る電流経路を流れる。この際には、フォワード
電流ＩS1が、同図に示すように、トランス１０における
二次巻線１０ｂの巻始め側端子から、コンデンサ２４、
チョークコイル２５およびダイオード２２を介して二次
巻線１０ｂの巻終わり側端子に至る電流経路を流れる。
この場合、ダイオード２２は、コンデンサ２１における
チョークコイル２５側の端子が二次巻線１０ｂ側の端子
に対して正電圧に充電されるのを防止する。また、この
際に、フォワード電流ＩS1によってコンデンサ２４が充
電されると共に、フォワード電流ＩS1の一部が出力電流
ＩO として装置外部の負荷に供給される。同時に、チョ
ークコイル２５は、フォワード電流ＩS1が流れることに
よりエネルギーを蓄積する。さらに、トランス１０に
は、その励磁インダクタンスによって励磁エネルギーが
蓄積される。

【００２２】次いで、スイッチ１３のスイッチングオフ
時には、電流ＩP が遮断されることにより、トランス１
０における一次巻線１０ａの巻終わり側端子がプラス極
性に反転し、トランス１０に蓄積された励磁エネルギー
が放出される。この際には、スイッチ１３がオフ状態の
ため、図１に示すように、二次巻線１０ｂの巻終わり側
端子から、コンデンサ２１およびダイオード２３を介し
て二次巻線１０ｂの巻始め側端子に至る電流経路をフラ
イバック電流ＩS2が流れることにより、トランス１０か
ら励磁エネルギーが放出される。この場合、コンデンサ
２１が低ＥＳＲのため、フライバック電流ＩS2がコンデ
ンサ２１を流れることに起因する大きな電力損失の発生
が防止される。この結果、トランス１０の励磁エネルギ
ーは、電力損失を殆ど招くことなくコンデンサ２１に蓄
積される。また、この際には、フリーホイーリング電流
ＩF が、同図に示すように、チョークコイル２５の巻終
わり側端子から、ダイオード２３およびコンデンサ２４
を介してチョークコイル２５の巻始め側端子に至る電流
経路を流れることにより、チョークコイル２５の励磁エ
ネルギーが放出され、これにより、コンデンサ２４が充
電されると共に、フリーホイーリング電流ＩF の一部が
出力電流ＩO として負荷に供給される。

【００２３】次いで、スイッチ１３の次のスイッチング
オン時には、上記した動作と同様にして、トランス１０
における二次巻線１０ｂの巻始め側端子からフォワード
電流ＩS1が出力される。この際には、スイッチ１３のス
イッチングオフ時にコンデンサ２１に蓄積された蓄積エ
ネルギーに基づく電圧がフォワードエネルギーに基づく
電圧に重畳されて出力される。この後、同様にして、ス
イッチ１３のスイッチングオン／オフが繰り返されるこ
とにより、出力電圧ＶO が生成される。

【００２４】このように、この電源装置１では、スイッ
チ１３のスイッチング動作によってトランス１０に蓄積
されたエネルギーは、二次側回路４のコンデンサ２１に
一旦蓄積された後、スイッチ１３のスイッチングオン時
に負荷またはコンデンサ２４に直接的に供給される。し
たがって、従来の電源装置６１では、スイッチ１３のス
イッチング動作によってトランス６２に蓄積された励磁
エネルギーがトランス６２の一次側回路に回生されるこ
とによって電力損失を招いていたのに対し、この電源装
置１によれば、電力損失を招くエネルギーの循環現象が
防止される結果、装置の変換効率の向上が図られてい
る。

【００２５】次に、図２，３を参照して、第２の実施形
態に係る電源装置３１の構成および動作について説明す
る。なお、電源装置１と同一の構成要素については同一
の符号を付して重複した説明を省略し、主として電源装
置１とは異なる構成および動作について説明するものと
する。

【００２６】図２に示すように、電源装置３１は、一次
側回路３ａが、ダイオードスタック１１と、トランス１
０の一次巻線１０ａに直列接続されたスイッチ１３と、
スイッチ１３に並列接続されたコンデンサ１４およびダ
イオード１５とで構成され、電源装置１とは異なり、平
滑用のコンデンサ１２を用いずに構成されている。ま
た、二次側回路４ａは、電源装置１とは異なり、コンデ
ンサ２１に代えて、コンデンサ２１よりも大きな容量の
コンデンサ３２が配設されている。この場合、コンデン
サ３２は、本発明における第１の容量性素子に相当し、
例えば低ＥＳＲで中容量の電気二重層コンデンサで構成
されている。

【００２７】この電源装置３１では、起動後には、ダイ
オードスタック１１から図３（ａ）に示す脈流電圧ＶR
が出力され、スイッチ１３のスイッチングオン時には、
図２に示すように、脈流電圧ＶR に基づく電流ＩP が、
ダイオードスタック１１の出力端子から、トランス１０
の一次巻線１０ａおよびスイッチ１３を介してダイオー
ドスタック１１の帰還端子に至る電流経路を流れる。こ
の際には、フォワード電流ＩS1が、同図に示すように、
トランス１０における二次巻線１０ｂの巻始め側端子か
ら、コンデンサ２４、チョークコイル２５、およびダイ
オード２２を介して二次巻線１０ｂの巻終わり側端子に
至る電流経路を流れる。

【００２８】次いで、スイッチ１３のスイッチングオフ
時には、トランス１０に蓄積された励磁エネルギーが放
出される。この際には、スイッチ１３がオフ状態のた
め、図２に示すように、二次巻線１０ｂの巻終わり側端
子から、コンデンサ３２、およびダイオード２３を介し
て二次巻線１０ｂの巻始め側端子に至る電流経路をフラ
イバック電流ＩS2が流れることにより、トランス１０か
ら励磁エネルギーが放出される。この結果、フライバッ
ク電流ＩS2によってコンデンサ３２が充電される。その
際に、コンデンサ３２が低ＥＳＲのため、フライバック
電流ＩS2がコンデンサ３２を流れることに起因する大き
な電力損失の発生が防止されている。この結果、トラン
ス１０の励磁エネルギーは、電力損失を殆ど招くことな
くコンデンサ３２に蓄積される。

【００２９】次いで、スイッチ１３の次のスイッチング
オン時には、電源装置１と同様にして、トランス１０に
おける二次巻線１０ｂの巻始め側端子からフォワード電
流ＩS1が出力され、コンデンサ３２に蓄積された蓄積エ
ネルギーに基づく電圧がフォワードエネルギーに基づく
電圧に重畳されて出力される。この後、同様にして、ス
イッチ１３のスイッチングオン／オフが繰り返されるこ
とにより、出力電圧ＶO が生成される。

【００３０】なお、一次側回路３ａに平滑用コンデンサ
が配設されていない場合、通常は、図３（ａ）に示す脈
流電圧ＶR が安定化保証最低電圧Ｖ1 を超えている時間
ｔ１〜ｔ２，ｔ３〜ｔ４の期間では、出力電圧ＶO の平
均電圧ＶO1は、同図（ｂ）に示すように、スイッチ１３
のスイッチングオン時にトランス１０の一次巻線１０ａ
から二次巻線１０ｂに伝達されるエネルギーのみで十分
に所望電圧に安定化される。ところが、脈流電圧ＶR が
安定化保証最低電圧Ｖ1 よりも低下する時間ｔ２〜ｔ３
の期間では、スイッチ１３のスイッチングオン時にトラ
ンス１０の一次巻線１０ａから二次巻線１０ｂに伝達さ
れるエネルギーのみでは十分に所望電圧に安定化するの
が困難となる。このため、平均電圧ＶO1は、同図（ｂ）
に示すように、脈流電圧ＶR の電圧低下に応じて低下す
る。一方、この電源装置３１では、大容量のコンデンサ
３２が、同図（ｃ）に示すように、時間ｔ１〜ｔ２の期
間において所定電圧の充電電圧ＶC32 に充電されてい
る。このため、コンデンサ３２に蓄積された蓄積エネル
ギーに基づく電圧がフォワードエネルギーに基づく電圧
に重畳されて出力される時間ｔ２〜ｔ３の期間では、コ
ンデンサ３２の容量が大きいために充電電圧ＶC32 が僅
かに低下するに止まり、これにより、出力電圧ＶO は、
同図（ｄ）に示すように、ほぼ所望電圧に安定化され
る。なお、スイッチング制御回路の周波数特性が数Ｈｚ
以下のため、出力電圧ＶO が僅かに低下したときであっ
ても、スイッチング制御回路によるフィードバック制御
が瞬時に行われることはない。このため、出力電圧ＶO
の僅かな低下時に瞬時にフィードバック制御することに
起因して交流電源２からパルス状に入力電流が流れ込む
場合と比較して、確実に力率の改善を図ることができ
る。また、より大容量の電気二重層コンデンサをコンデ
ンサ３２として使用することにより、所望電圧に対する
低下分の電圧を十分に小さくすることができる。

【００３１】このように、この電源装置３１によれば、
装置の変換効率を向上しつつ、出力電圧ＶO を安定化す
ることができる。また、平滑用コンデンサを配設しない
で一次側回路３ａを構成したことにより、交流電源２か
らの出力電流の平滑用コンデンサへのパルス状の流れ込
みが防止されるため、電源装置３１に入力される電流波
形が、交流電源２の交流電圧波形とほぼ相似形となる。
これにより、交流電源２の出力電流が交流電圧の一周期
全体に亘って電源装置３１に入力される結果、電源装置
３１の力率が飛躍的に向上されている。

【００３２】次に、図４を参照して、第３の実施形態に
係る電源装置４１の構成および動作について説明する。
なお、電源装置１，３１と同一の構成要素については同
一の符号を付して重複した説明を省略し、主として電源
装置１，３１とは異なる構成および動作について説明す
るものとする。

【００３３】この電源装置４１は、一次巻線４２ａ、二
次巻線４２ｂおよび補助巻線４２ｃが巻き回されたトラ
ンス４２を備えて構成され、二次側回路４ｂにおける補
助巻線４２ｃ側には、整流用のダイオード４３、エネル
ギー蓄積放出用のコンデンサ４４、およびスイッチ１３
のスイッチングオフ時にコンデンサ４４から出力される
電流ＩS3を通過させるためのダイオード４５が配設され
て構成されている。この場合、コンデンサ４４は、本発
明における第２の容量性素子に相当し、電源装置３１に
おけるコンデンサ３２とほぼ同一の機能を有している。

【００３４】電源装置４１では、スイッチ１３のスイッ
チングオン時には、フォワード電流ＩS1が、同図に示す
ように、トランス４２における二次巻線４２ｂの巻始め
側端子から、コンデンサ２４、チョークコイル２５、お
よびダイオード２２を介して二次巻線４２ｂの巻終わり
側端子に至る電流経路を流れる。一方、スイッチ１３の
スイッチングオフ時には、主として、補助巻線４２ｃの
巻終わり側端子から、ダイオード４３およびコンデンサ
４４を介して補助巻線４２ｃの巻始め側端子に至る電流
経路をフライバック電流ＩS4が流れることにより、コン
デンサ４４が充電電圧ＶC44 まで充電される。この場
合、充電電圧ＶC44 は、コンデンサ２１の充電電圧ＶC2
1 よりも僅かに低電圧になるように規定されている。

【００３５】次いで、スイッチ１３のスイッチングオン
時には、電源装置１と同様にしてコンデンサ２１の蓄積
エネルギーに基づく電圧がフォワードエネルギーに基づ
く電圧に重畳して出力される。次いで、コンデンサ２１
の充電電圧ＶC21 がコンデンサ４４の充電電圧ＶC44 よ
りも低電圧になった時点で、フォワード電流ＩS1は、二
次巻線４２ｂの巻始め側端子から、コンデンサ２４、チ
ョークコイル２５、コンデンサ４４、ダイオード４５、
および二次巻線４２ｂの巻終わり側端子に至る電流経路
を流れる。この結果、フライバック電流ＩS4によって蓄
積されたコンデンサ４４の蓄積エネルギーに基づく電圧
がフォワードエネルギーに基づく電圧に重畳されて出力
される。

【００３６】このように、この電源装置４１では、脈流
電圧ＶR が安定化保証電圧範囲内のとき（正確には、コ
ンデンサ４４の充電電圧ＶC44 とダイオード４５の順方
向電圧との加算電圧がコンデンサ２１の充電電圧ＶC21
よりも低いとき）には、ダイオード４５がカットオフ状
態に自動制御されるため、フォワード電流ＩS1がコンデ
ンサ４４を流れずにコンデンサ２１を流れる。この場
合、コンデンサ２１がコンデンサ４４よりもやや少ない
容量分、低ＥＳＲのため、フォワード電流ＩS1がコンデ
ンサ４４を常時流れることに起因する電力損失の僅かな
発生も防止される結果、装置の変換効率のさらなる向上
を図ることができる。

【００３７】次に、図５を参照して、第４の実施形態に
係る電源装置５１の構成および動作について説明する。
なお、電源装置１，３１，４１と同一の構成要素につい
ては同一の符号を付して重複した説明を省略し、主とし
て電源装置１，３１，４１とは異なる構成および動作に
ついて説明するものとする。

【００３８】この電源装置５１は、一次巻線５２ａ、二
次巻線５２ｂおよび補助巻線５２ｃ，５２ｄを有するト
ランス５２を備えている。また、一次巻線５２ａ側の一
次側回路３ａは、電源装置４１の一次側回路３ａと同一
に構成されている。一方、二次側回路４ｃは、ダイオー
ド４３およびコンデンサ４４を補助巻線５２ｃ側に備
え、制御回路５３を補助巻線５２ｄ側に備えて構成され
ている。この場合、コンデンサ４４は、コンデンサ２１
の充電電圧ＶC21 よりも高電圧の充電電圧ＶC44に充電
されるように規定されている。制御回路５３は、コンデ
ンサ４４の蓄積エネルギーに基づく電流ＩS3の導通／非
導通を制御する。具体的には、制御回路５３は、補助巻
線５２ｄの誘起電圧Ｖａを整流すると共にその整流電圧
を監視することにより、脈流電圧ＶR の電圧値が安定化
保証最低電圧Ｖ1 よりも低下したときに内蔵の電子式ス
イッチ（例えばＦＥＴ）をオン状態に制御して電流ＩS3
を導通させる。

【００３９】この電源装置５１では、脈流電圧ＶR が安
定化保証最低電圧Ｖ1 よりも高電圧のときには、制御回
路５３が内蔵の電子式スイッチをオフ状態に制御するこ
とにより、フォワード電流ＩS1は、電源装置１における
フォワード電流ＩS1と同様の電流経路を流れてコンデン
サ２４または負荷に供給される。一方、脈流電圧ＶRが
安定化保証最低電圧Ｖ1 よりも低電圧のときには、制御
回路５３が、補助巻線５２ｄに誘起するフォワード電圧
を監視し、脈流電圧ＶR の電圧低下が生じたときに、内
蔵の電子式スイッチをオン状態に制御する。この際に
は、コンデンサ４４に蓄積されたエネルギーに基づく電
流ＩS3が、コンデンサ４４のプラス側端子から、制御回
路５３内の電子式スイッチ、ダイオード４５およびコン
デンサ２１を介してコンデンサ４４のマイナス側端子に
至る電流経路を流れる。このため、コンデンサ２１は、
フライバック電流ＩS4によって蓄積されたコンデンサ４
４の蓄積エネルギーに基づく電流ＩS3によって、ほぼ充
電電圧ＶC21 に等しい電圧まで瞬時に充電される。この
結果、脈流電圧ＶR が安定化保証最低電圧Ｖ1 よりも低
電圧のときであっても、スイッチ１３のスイッチングオ
ン時における出力電圧ＶO の低下が防止されている。

【００４０】このように、この電源装置５１によれば、
より高電圧に充電されたコンデンサ４４の充電電圧ＶC4
4 に基づく電流ＩS3でコンデンサ２１を充電させること
により、出力電圧ＶO の低下を招くことなく、装置の変
換効率および力率の向上を図ることができる。

【００４１】なお、本発明は、上記した発明の実施の形
態に限定されず、その構成を適宜変更することができ
る。具体的には、スイッチ１３としてＦＥＴを使用した
例について説明したが、本発明は、これに限定されず、
トランジスタなど種々のスイッチング素子を用いること
ができる。また、電源装置３１では、平滑用のコンデン
サ１２を用いないで構成する例について説明したが、あ
る程度小容量の平滑用のコンデンサ１２を配設した場合
であっても、装置の変換効率および力率の向上を図るこ
とができるのは勿論である。さらに、本発明の実施の形
態では、電気二重層コンデンサをコンデンサ３２，４４
に用いた例について説明したが、これに限らず、大容量
かつ低ＥＳＲのコンデンサであればよく、セラミックコ
ンデンサや電解コンデンサなどを用いることもできる。

【００４２】

【発明の効果】以上のように、請求項１，２記載のスイ
ッチング電源装置によれば、二次巻線から出力されるフ
ライバック電流に基づくエネルギーをスイッチングオフ
時に第１の容量性素子に蓄積させ、かつ、その蓄積エネ
ルギーをフォワード電流に基づくエネルギーに重畳して
出力することにより、装置の変換効率を向上させること
ができる。

【００４３】さらに、請求項３記載のスイッチング電源
装置によれば、平滑用コンデンサを配設することなく一
次側回路を構成したことにより、平滑用コンデンサへの
入力電流のパルス状の流れ込みを防止することができ、
これにより、装置の変換効率の向上および装置の力率の
向上を図ることができる。

【００４４】また、請求項４記載のスイッチング電源装
置によれば、第１の容量性素子よりも大容量を有する第
２の容量性素子を備えたことにより、一次側回路に平滑
用コンデンサを用いることなく、装置に対する入力電圧
の低下時においても、装置の出力電圧を所望電圧に安定
化することができる。

【００４５】また、請求項５記載のスイッチング電源装
置によれば、第１の容量性素子よりも大容量を有し、か
つ、第１の容量性素子の充電電圧よりも高電圧に充電さ
れる第２の容量性素子を備えたことにより、高変換効率
を維持しつつ、装置に対する入力電圧の低下時におい
て、装置の出力電圧を確実に所望電圧に安定化すること
ができる。

【００４６】さらに、請求項６記載のスイッチング電源
装置によれば、第２の容量性素子を低ＥＳＲの容量性素
子で構成したことにより、トランスのフライバック電流
が第２の容量性素子に流れ込む際の電力損失の発生を極
限まで抑えることができる結果、装置の変換効率のさら
なる向上を図ることができる。

【００４７】また、請求項７記載のスイッチング電源装
置によれば、低ＥＳＲの容量性素子を電気二重層コンデ
ンサで構成したことにより、トランスの励磁エネルギー
を蓄積させるための第２の容量性素子を安価に構成する
ことができる。

【００４８】また、請求項８記載のスイッチング電源装
置によれば、第１の容量性素子に並列接続された一方向
性素子を備えたことにより、第１の容量性素子の逆向き
での充電を確実に防止できるため、装置の確実な動作を
保証することができる。

【００４９】また、請求項９または１０記載のスイッチ
ング電源装置によれば、簡易な構成でありながら、スイ
ッチング素子のスイッチングオン時にトランスに励磁エ
ネルギーを確実に蓄積することができるため、スイッチ
ングオフ時において第１の容量性素子または第２の容量
性素子の蓄積エネルギーをフォワード電流に基づくエネ
ルギーに確実に重畳させることができる。

【００５０】さらに、請求項１１記載のスイッチング電
源装置によれば、制御応答特性を数Ｈｚ以下となるよう
に構成したことにより、確実に力率を改善することがで
きる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態に係る電源装置１の回路図
である。

【図２】本発明の第２の実施の形態に係る電源装置３１
の回路図である。

【図３】本発明の第２の実施の形態に係る電源装置３１
の動作を説明するための電圧波形図であって、（ａ）は
脈流電圧ＶR の電圧波形図、（ｂ）は出力電圧ＶO の平
均電圧ＶO1の電圧波形図、（ｃ）はコンデンサ３２の充
電電圧ＶC32 の電圧波形図、（ｄ）は出力電圧ＶO の電
圧波形図である。

【図４】本発明の第３の実施の形態に係る電源装置４１
の回路図である。

【図５】本発明の第４の実施の形態に係る電源装置５１
の回路図である。

【図６】従来の電源装置６１の回路図である。

【図７】従来の電源装置７１の回路図である。

【符号の説明】

１電源装置３，３ａ一次側回路４，４ａ，４ｂ，４ｃ二次側回路１０トランス１０ａ一次巻線１０ｂ二次巻線１２コンデンサ１３スイッチ２１コンデンサ２２ダイオード３１電源装置３２コンデンサ４１電源装置４２トランス４２ａ一次巻線４２ｂ二次巻線４４コンデンサ５１電源装置５２トランス５２ａ一次巻線５２ｂ二次巻線５２ｃ，５２ｄ補助巻線５３制御回路ＩS1 フォワード電流ＩS2，ＩS4 フライバック電流ＶDC 直流電圧ＶR 脈流電圧

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】トランスの一次巻線に入力電圧を入力
し、スイッチングオン時に、前記トランスの二次巻線か
ら出力されるフォワード電流に基づくエネルギーを当該
二次巻線に直列接続された第１の容量性素子を介して出
力するフォワード型のスイッチング電源装置において、前記二次巻線から出力されるフライバック電流に基づく
エネルギーをスイッチングオフ時に前記第１の容量性素
子に蓄積させ、その蓄積エネルギーを前記フォワード電
流に基づくエネルギーに重畳して出力可能に構成したこ
とを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】前記一次巻線側の一次側回路は、平滑用
コンデンサと、当該一次巻線に直列接続されたスイッチ
ング素子とで構成されていることを特徴とする請求項１
記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】前記一次巻線側の一次側回路は、当該一
次巻線に直列接続されたスイッチング素子で構成されて
いることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源
装置。
【請求項４】前記第１の容量性素子よりも大容量を有
し、かつ、前記トランスの補助巻線から出力されるフラ
イバック電流によって前記第１の容量性素子の充電電圧
よりも低電圧に充電されると共に、前記スイッチングオ
フ時における前記第１の容量性素子の充電電圧の低下時
に、当該第１の容量性素子に代えて充電エネルギーを前
記フォワード電流に基づくエネルギーに重畳して出力す
る第２の容量性素子を備えていることを特徴とする請求
項１から３のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】前記第１の容量性素子よりも大容量を有
し、かつ、前記トランスの補助巻線から出力されるフラ
イバック電流によって前記第１の容量性素子の充電電圧
よりも高電圧に充電されると共に、前記入力電圧の低下
時に前記第１の容量性素子を充電する第２の容量性素子
を備えていることを特徴とする請求項１から３のいずれ
かに記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】前記第２の容量性素子は低ＥＳＲの容量
性素子で構成されていることを特徴とする請求項４また
は５記載のスイッチング電源装置。
【請求項７】前記低ＥＳＲの容量性素子は、電気二重
層コンデンサで構成されていることを特徴とする請求項
６記載のスイッチング電源装置。
【請求項８】前記第１の容量性素子に並列接続され前
記フォワード電流の流れる向きで電流を導通可能な一方
向性素子を備えていることを特徴とする請求項１から７
のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項９】前記トランスは、ギャップが形成された
磁気コアで構成されていることを特徴とする請求項１か
ら８のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項１０】前記トランスは、低透磁率コアが用い
られていることを特徴とする請求項１から８のいずれか
に記載のスイッチング電源装置。
【請求項１１】出力電圧に重畳される出力リップル電
圧に対する制御応答特性が０Ｈｚ以上数Ｈｚ以下となる
ように構成されたことを特徴とする請求項１から１０の
いずれかに記載のスイッチング電源装置。