JP2803176B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は産業用や民生用の電子機器に直流安定化電圧
を供給するスイッチング電源装置に関するものである。

従来の技術 近年、スイッチング電源装置は電子機器の低価格化・
小型化・高性能化・省エネルギー化に伴い、より小型で
出力の安定性が高く高効率なものが強く求められてい
る。以下に従来のスイッチング電源装置について説明す
る。

従来、この種のスイッチング電源装置として、自励フ
ライバック型スイッチング電源装置が構成部品も少なく
安価に作ることが可能なため、一般的に広く用いられて
いる。しかし、スイッチング周波数が出力電流により大
きく変化し電子機器に対する干渉や整流平滑回路が大型
化するなどの課題があることが知られている。

このような従来の課題を解決する方法として、すでに
第４図に示すような構成の回生制御型スイッチング電源
装置が考案されている。第４図において、１は入力直流
電源で交流電圧を整流平滑することで、もしくは電池な
どで構成されるものであり、入力端子２−２′に入力電
圧を供給し正電圧を入力端子２に接続し、負電圧を入力
端子２′に接続している。３はトランスであり、１次巻
線3aの一端を入力端子２に接続し他端をスイッチング素
子４を介して入力端子２′に接続し、２次巻線3cの一端
を出力端子10′に接続し他端をダイオード７を介して出
力端子10に接続し、バイアス巻線3bの一端を入力端子
２′に接続し他端を同期発振回路６に接続している。４
はスイッチング素子であり、制御端子に印加される同期
発振回路６のオン・オフ信号によりオン・オフして入力
電圧を前記１次巻線3aに印加したり遮断したりする。６
は同期発振回路であり、スイッチング素子４を決められ
たオン期間でオン動作させ、スイッチング素子４のオフ
期間を前記バイアス巻線3bの誘起電圧の極性が反転する
まで持続するようにオフ動作させ、このオン・オフの繰
返しにより発進を続けるものである。14は２次スイッチ
ング素子であり、スイッチング素子４のオン期間に貯え
られたトランス３のエネルギーが、スイッチング素子４
のオフ期間に前記２次巻線3cを介して整流ダイオード７
又は前記２次スイッチング素子14から平滑なコンデンサ
８に放出された後、今度は逆に平滑コンデンサ８から前
記２次スイッチング素子14を介して前記２次巻線3cに２
次電流を流す逆流期間を、制御回路15より制御される。
７は整流ダイオードであり、アノード側を前記２次巻線
3cの一端に接続しカソード側を出力端子10に接続する。
８は平滑コンデンサであり、出力端子10−10′間に接続
され前記２次巻線3cの誘起電圧を整流ダイオード７を介
して整流し、平滑コンデンサ８により平滑して出力電圧
とする。15は制御回路であり、出力端子10−10′間の出
力電圧を検出し内部基準電圧と比較して、２次スイッチ
ング素子14の前記２次電流を流す逆流期間を変化させ
る。

次に第５図も参照して詳しく動作説明を行う。第５図
において（ａ）はスイッチング素子４の両端電圧波形V
_DSを示しており、（ｂ）は前記１次巻線3aに流れる１次
電流I_Dを示しており、（ｃ）は同期発振回路６の駆動パ
ルス波形V_G1を示しており、（ｄ）は前記２次巻線3cに
流れる２次電流波形I_Oを示しており、（ｅ）は２次スイ
ッチング素子14の駆動パルス波形V_G2を示しており、オ
フ期間中で斜線で示した期間が前記２次巻線3cに２次電
流を流す逆流期間を示している。同期発振回路６により
決められたオン期間で動作するスイッチング素子４のオ
ン期間に前記１次巻線3aを介して流れる１次電流により
トランス３に磁束が発生しエネルギーが蓄積される。こ
の時トランス３の２次巻線3cに誘起電圧が発生するが、
整流ダイオード７を逆バイアスする方向に電圧が印加さ
れるように構成されるとともに２次スイッチング素子14
はオフしているように構成されている。同時発振回路６
のオフ信号でスイッチング素子４がオフすると前記１次
巻線3aにフライバック電圧が発生すると同時に、前記２
次巻線3cにもフライバック電圧が発生し、整流ダイオー
ド７を順バイアスする方向に電圧が印加されるため、ト
ランス３に蓄積されたエネルギーが前記２次巻線3cを介
して２次電流として放出され、平滑コンデンサ８により
平滑されて出力電圧として出力端子10−10′に供給され
る。この時２次スイッチング素子14も制御回路15により
オンされるがどちらを２次電流がながれても特に動作変
化は生じない。トランス３に蓄積されたエネルギーがす
べて放出され２次電圧がゼロになると、すでにオンして
いる２次スイッチング素子14を介して平滑コンデンサ８
の両端電流すなわち出力電圧は前記２次巻線3cに印加さ
れるため、平滑コンデンサ８より逆方向に２次電流が流
れ、トランス３に前記とは逆方向の磁束が発生しエネル
ギーが蓄積される。この状態ではトランス３の各巻線に
発生する誘起電圧の極性は変化しないため、前記バイア
ス巻線3bのフライバック電圧も変化しないため同期発振
回路６はスイッチング素子４のオフ期間を接続させる。
制御回路15により２次スイッチング素子14のオン期間は
制御されており、２次スイッチング素子14がオフすると
トランス３の各巻線に発生する誘起電圧は極性が反転す
るため、前記２次巻線3cに発生する誘起電圧は整流ダイ
オード７を逆バイアスし、２次スイッチング素子14もオ
フしているため２次巻線電流は流れなくなり、前記１次
巻線3aに発生する誘起電圧はスイッチング素子４の接続
端を負電圧に、入力端子２の接続端を正電圧にする方向
に発生するため、ダイオード５を介して入力直流電源１
を充電する方向に１次電流が流れ、オフ期間中に蓄積さ
れたトランス３のエネルギーを入力直流電源１に電力回
生を行う。この時に前記バイアス巻線3bに発生する誘起
電圧の極性も反転するため、同期発振回路６はスイッチ
ング素子４はオンされるが、１次電流がどちらを流れて
も特に動作上変化は生じない。オフ期間にトランス３に
蓄積されたエネルギーがすべて放出され１次電流がゼロ
になると、すでにオンしているスイッチング素子４を介
して入力電源１より前記とは逆方向に放電するように１
次電流が流れてトランス３に磁束が発生しエネルギーが
蓄積される。この状態ではトランス３の各巻線に発生す
る誘起電圧の極性は変化せず、同期発振回路６によりス
イッチング素子４はオンを持続する。同期発振回路６に
より決められたオン期間で動作するスイッチング素４が
オフするとトランス３に蓄積されたエネルギーは前記２
次巻線3cを介して２次電流として放出される。これらの
動作を繰り返すことで、出力電圧は連続的に出力端子10
−10′より供給される。

さらに出力電圧が安定に制御される動作について詳し
く説明する。第５図に各動作波形を示しているが、同期
発振回路６の駆動パルス波形V_G1のオフ期間（t₁〜t₃）
をT_OFFとし、そのうち２次電流I_Oの逆流期（t₂〜t₃）
Ｔ′_OFFとし、一方オン期間（t₃〜t₅）をT_ONとし、その
うち１次電流I_Dの回生期間（t₃〜t₄）をＴ′_ONとする。
この時の出力端子11−11′より出力電流I_OUTは、 で表され、出力電圧V_OUTは で表され、発振周波数ｆは で表わされる。

ここでは、N_Sは前記２次巻線3cの巻線数であり、N_Pは
前記１次巻線3aの巻線数であり、L_Sは前記２次巻線3cの
インダクタンス値であり、V_INは直流電源１より供給さ
れる入力電圧であり、T_ONはスイッチング素子４のオン
期間であり、T_OFFはスイッチング素子４のオフ期間であ
り、Ｔは発振周期である。

前記オン期間T_ONは、同期発振回路６により決められ
た一定値に保たれているため、出力電圧V_OUTが一定であ
れば前記オフ期間T_OFFも一定で発振周波数ｆも一定とな
る。しかし前記逆流期間Ｔ′_OFFは制御回路15により制
御される２次スイッチング素子14で変化でき、出力電流
I_OUTが変化すると前記関係式よりI_OUT＝Ｋ×（T_OFF−2
T′_OFF） で出力電圧V_OUTが一定であれば一定となる。）で表され
るように、前記逆流期間Ｔ′_OFFを変化することで制御
可能となる。さらに前記入力電圧V_INの変化に対して
も、前記関係式 より前記逆流期間Ｔ′_OFFを変化させることで制御可能
となる。以上のことより、出力電圧V_OUTは、制御回路15
により制御される２次スイッチング素子14のオン期間を
制御することで逆流期間Ｔ′_OFFを変化させ、絶えず一
定となるように制御される。

第６図は、出力電流I_OUTが変化しとた時の各動作波形
で、第６図において第５図と同じものは同一の符号を記
し説明は省略する。第６図で実線は出力端子10−10′よ
り出力電流I_OUTが最大に流れている時でいわゆる最大負
荷時を示し、点線は出力電圧I_OUTがゼロの時でいわゆる
無負荷時を示している。入力電圧が一定であればT_ON期
間か一定であることから磁束変化幅ΔＢは絶えず一定と
なる。

発明が解決しようとする課題 このような回生制御型スイッチング電源装置では、ス
イッチング素子４がターンオフする際にトランス３の漏
れインダクタンスに起因するサージ電圧が、最大負荷時
で従来の自励フライバック型スイッチング電源装置と同
程度、また、軽負荷時においてはターンオフ直前の１次
電流のピーク値が大きくなるため、従来の自励フライバ
ック型スイッイング電源装置以上に発生する。回生制御
型スイッチング電源装置の場合、スイッチング素子４の
ターンオン時のエネルギー回生能力により、スイッチン
グ素子４の両端にスナバ用コンデンサを接続してもター
ンオン損失とならず、ターンオン時のサージ電圧を効率
的に抑制できるという効果があるが、このコンデンサと
トランス３の漏れインダクタンスとの共振エネルギーも
大きくなり、スイッチング素子４の両端電圧にオフ期間
を通してリンギング波形が重畳しノイズ源となってしま
う。さらにこのようなスナバ用コンデンサの付加は、そ
のキャパシタンスに大きなものが必要になるほど、電源
の小型化のためのスイッチング周波数の高周波化の妨げ
となる。

本発明は負荷の変動に伴うスイッチング周波数の変化
を抑制するという回生制御型スイッチング電源装置の有
効性を損うことなく、スイッチング素子のターンオフ時
のサージ電圧やオフ期間中のリンギング波形を効率良く
抑制するスイッチング電源装置を提供することを目的と
するものである。

課題を解決するための手段 この目的を達成するために本発明のスイッチング電源
装置は、オン・オフを繰り返す第１のスイッチ手段と、
少なくとも１次巻線と１つ以上の２次巻線を有するトラ
ンスと、前記第１のスイッチ手段がオンのとき入力電圧
を前記トランスの１次巻線に印加して前記トランスにエ
ネルギーを貯え、前記第１のスイッチ手段がオフのとき
前記トランスの２次巻線から放出されるエネルギーより
出力を得る第１の整流平滑手段と、前記第１のスイッチ
手段がオフのとき前記トランスの１次巻線から放出され
るエネルギーより直流電圧を得る第２の整流平滑手段
と、前記第１のスイッチ手段と交互にオン・オフを繰り
返す第２のスイッチ手段を介して前記直流電圧が前記ト
ランスの１次巻線に印加され前記トランスにエネルギー
を貯え、前記第２のスイッチ手段がオフのとき前記トラ
ンスに貯えられたエネルギーを前記トランスの１次巻線
より前記入力電圧へ回生し、前記出力の電圧制御を前記
第２のスイッチ手段のオン期間を変化させることで行う
ように構成するものである。

作用 この構成によって、第１のスイッチ手段がターンオフ
してその電位が上昇しても、第２の整流平滑手段で作ら
れた直流電圧と入力電圧の和の電位でクランプされ、サ
ージ電圧の発生は抑制される。さらに第２のスイッチ手
段がオンしているためトランスの１次巻線にはこの直流
電圧が印加され、リンギングも発生しない。また、出力
電圧の安定化は第１のスイッチ手段のオフ期間の調整、
即ち第２のスイッチ手段のオン期間の調整により可能で
あり、出力電流の変動によるスイッチング周波数の変化
も従来の回生制御型スイッチング電源装置並みに抑える
ことができる。

実施例 以下本発明の一実施例について、図面を参照しながら
説明する。

第１図は本発明の第１の実施例におけるスイッチング
電源装置の構成を示すものである。第１図において、第
５図と同じものは同一の符号を記し説明は省略する。１
は直流電源であり、２−２′は入力端子であり、３はト
ランスで１次巻線3a,2次巻線3c,バイアス巻線3bを有し
ており、４は第１のスイッチ手段としてのスイッチング
素子であり、５はダイオードであり、６は同期発振回路
であり、７は整流ダイオードであり、８は平滑コンデン
サであり、ダイオード７と平滑コンデンサ８とで第１の
整流平滑回路を構成する。９は制御回路であり、10−1
0′は出力端子である。

11は第２のスイッチ手段としてのスイッチング素子で
あり、制御回路９によりオンオフされる。尚、制御回路
９はその内部で出力端子10−10′に接続される部分とス
イッチング素子11を駆動する部分とは絶縁されているも
のとする。12は整流ダイオード、13は平滑コンデンサで
あり、整流ダイオード12と平滑コンデンサ13で第２の整
流平滑回路を構成する。以上のように構成されたスイッ
チング電源装置について、以下にその動作を第２図の各
部動作波形を参照しながら説明する。

第２図において（ａ）はスイッチング素子４の両端電
圧波形V_DSを示しており、（ｂ）は前記スイッチング素
子４またはダイオード５に流れる１次電流I_Dを示してお
り、（ｃ）は同期発振回路６の駆動パルス波形V_G1を示
しており、（ｄ）は前記スイッチング素子11または整流
ダイオード12に流れる１次電流I_Cを示しており、（ｅ）
はスイッチング素子11への駆動パルス波形V_G2を示して
おり、（ｆ）は前記２次巻線3cに流れる２次電流I_Oを示
しており、（ｇ）はトランス３の磁束φの変化を示して
いる。同期発振回路６により決められたオン期間で動作
するスイッチング素子４のオン期間に前記１次巻線3aを
介して流れる１次電流I_Oによりトランス３に磁束が発生
しエネルギーが蓄積される。この時トランス３の２次巻
線3cに誘起電圧が発生するが、整流ダイオード７を逆バ
イアスする方向に電圧が印加されるように構成され、１
次側の整流ダイオード12も逆バイアスされ、スイッチン
グ素子11はオフしているように構成されている。同期発
振回路６のオフ信号でスイッチング素子４がオフすると
前記１次巻線3aにフライバック電圧が発生し、整流ダイ
オード12が順バイアスされると同時に、前記２次巻線3c
にもフライバック電圧が発生し、整流ダイオード７を順
バイアスする方向に電圧が印加されるため、トランス３
に蓄積されたエネルギーが前記１次巻線3aと整流ダイオ
ード12を介して１次電流I_Cとして放出され、平滑コンデ
ンサ13により平滑されて直流電圧V_Cとして供給されると
ともに、前記２次巻線3cを介して２次電流I_Oとして放出
され、平滑コンデンサ８により平滑されて出力電圧V_OUT
として出力端子10−10′に供給される。この時スイッチ
ング素子11は制御回路９によりオンされるが整流ダイオ
ード12とスイッチング素子11のどちらを１次電流I_Cが流
れても特に動作上変化は生じない。寄生容量等のキャパ
シタンス成分を考えなければ、スイッチング素子４がオ
フしてトランス３の各巻線の電圧が反転した際、トラン
ス３に蓄えられたエネルギーは、漏れインダクタンスの
影響でまず１次巻線3aから放出する。即ち、１次電流I_C
は１次電流I_Dの最終値I_Pを初期値として流れだし、２次
電流I_Oはゼロから立上がる。この時、トランス３の磁束
φは１次巻線3aに直流電圧V_Cが印加された状態でその蓄
積エネルギーを放出するので直線的に減少する。１次電
流I_Cも従って単調に減少していき、やがて0Aとなるが、
スイッチング素子11がオンしているため、今度は逆に平
滑コンデンサ13からの放電電流がスイッチング素子11を
介して１次巻線3aへ流れるようになる。１次巻線3aには
直流電圧V_Cが印加されるので、整流ダイオード７は順バ
イアスされており、２次電流I_Oは流れ続ける。スイッチ
ング素子４のオン期間中にトランス３に蓄えられたエネ
ルギーが放出し終わった後も、スイッチング素子11によ
って直流電圧_cVが印加されることによりトラス３は逆励
磁されエネルギーが逆方向に蓄えられる。制御回路９に
よってスイッチング素子11がオフするとトランス３の各
巻線電圧は反転し、整流ダイオード７は逆バイアスさ
れ、２次電流I_Oは流れなくなり、１次巻線3aに発生する
誘起電圧はスイッチング素子４の接続端を負電圧に、入
力端子２の接続端を正電圧にする方向に発生するため、
ダイオード５を介して入力直流電源１を充電する方向に
１次電流I_Dが流れ、オフ期間中に蓄積されたトランス３
のエネルギーを入力直流電源１に電力回生を行う。この
時に前記バイアス巻線3bに発生する誘起電圧の極性も反
転するため、同期発振回路６はスイッチング素子４をオ
ンさせるが、１次電流I_Dがどちらを流れても特に動作上
変化は生じない。オフ期間にトランス３に蓄積されたエ
ネルギーがすべて放出され１次電流がゼロになると、す
でにオンしているスイッチング素子４を介して入力直流
電源１より前記とは逆方向に放電するように１次電流I_D
が流れてトランス３に磁束が発生しエネルギーが蓄積さ
れる。この状態ではトランス３の各巻線に発生する誘起
電圧の極性は変化せず、同期発振回路６によりスイッチ
ング素子４はオンを持続する。同期発振回路６により決
められたオン期間で動作するスイッチング素子４がオフ
すると、トランス３に蓄積されたエネルギーは前記１次
巻線3aを介して平滑コンデンサ13及び、前記２次巻線3c
を介して２次電流I_Oとして出力に放出させる。これらの
動作を繰返すことで、出力電圧は連続的に出力端子10−
10′より供給される。

さらに出力電圧が安定に制御される動作について詳し
く説明する。第２図に各動作波形を示しているが、同期
発振回路６の駆動パルス波形V_G1のオフ期間（t₁〜t₃）
をT_OFFとし、そのうち、トランス３の逆励磁期間（t₂〜
t₃）をＴ′_OFFとし、一方オン期間（t₃〜t₅）をT_ONと
し、そのうち１次電流I_Dの回生期間（t₃〜t₄）をＴ′_ON
とする。本発明によるスイッチング電源装置の安定動作
中では直流電圧V_Cは、平滑コンデンサ13の容量が充分大
きく、ほとんど変動せず、そのリップル電流であるオフ
期間中の１次電流I_ONは充放電電流が等しく、その平均
電流は0Aであるから、２次巻線3cから放出され、出力端
子10−10′から供給されるエネルギーは、オン期間中に
トランス３に蓄えられたエネルギーから、Ｔ′_ON期間中
に入力直流電源１へ回生されるエネルギーの差に等しく
なる。一方直流電圧V_Cは で表されることは、従来例で説明した回生制御型スイッ
チング電源装置の出力電圧の安定化動作で、直流電圧V_C
を無負荷の出力電圧と考えれば自明である。さらに本発
明におけるスイッチング電源装置の出力電圧V_OUTは、２
次巻線3cのフライバック電圧を整流して得られることか
ら であり、直流電圧V_Cを調整することにより、出力電圧V
_OUTも調整できることがわかる。例えば、出力電流I_OUT
が減少し出力電圧V_OUTが上昇した場合、制御回路９によ
り、スイッチング素子11のオン期間（即ち、スイッチン
グ素子４のオフ期間T_OFF）が大きくなり、コンデンサ13
は充電電荷よりも放電電荷の量が大きくなり、直流電圧
V_Cは低下していく。直流電圧V_Cが低下すると出力電圧V
_OUTも低下するとともに、オフ期間中にトランス３の巻
線に発生・印加される電圧V_Cが低下するため、１次電流
I_Cの傾きも緩和され、最終的には出力電圧V_OUTが所定の
電圧となるような直流電圧V_Cに落着く。即ち、出力電圧
V_OUTはスイッチング素子11のオン期間を調整することで
安定化が可能となる。もともと出力電流I_OUTの変動に伴
う出力電圧V_OUTの変動（ロードレギュレーション）を補
正するための直流電圧V_Cの変動分は少なく、従ってオン
期間T_ONが一定ならば、オフ期間T_OFFもほとんど変動せ
ず、スイッチング周波数や磁束変化幅ΔＢもほぼ一定と
なる。この様子は、第２図の破線で表わしておく。

次に本発明の第２の実施例について図面を参照しなが
ら説明する。第３図は本発明の第２の実施例を示すスイ
ッチング電源装置の構成図である。同図において第１図
と同じものは同一の符号を記し説明は省略する。１は直
流電源であり、２−２′は入力端子であり、３はトラン
スであり、４は第１のスイッチング手段としてのスイッ
チング素子であり、５はダイオードであり、６は同期発
振回路であり、７は整流ダイオードであり、８は平滑コ
ンデンサであり、９は制御回路であり、10−10′は出力
端子であり、11は第２のスイッチ手段としてのスイッチ
ング素子であり、12は整流ダイオードであり、13は平滑
コンデンサであり、16,17はスナバ用コンデンサであ
る。第３図のようにスイッチング素子４の両端にスナバ
用コンデンサ16を持続してスイッチング素子４のターン
オフ時の電圧波形の急峻な立上がりを緩和することがで
きる。従来の回生制御型スイッチング電源装置の説明で
も少し触れたが、本発明のスイッチング電源装置にも同
様の回生能力があり、このスナバ用コンデンサ16に貯え
られた電荷はスイッチング素子11のターンオフ時に入力
直流電源１へ電力回生されるため、スイッチング素子４
のターンオン損失にはならない。また、２次巻線3cの両
端に接続されたスナバ用コンデンサ17は、２次電流I_Oが
スイッチング素子11のターンオフ時に急峻に0Aとなるこ
とで整流ダイオード７の両端に発生するサージ電圧を抑
制することができる。これらのような過度時以外の動作
は第１図で説明した実施例と同様であるので省略する。
また、これらのスナバ用コンデンサを付加した場合、過
度時においてトランス３の各巻線の出力インピーダンス
が変化し、特にスイッチング素子４のオフ時の各巻線電
流の電流初期値が変化する。

しかしながら制御動作そのものへの影響は少なく、む
しろ、オフ時１次電流I_Cのピーク値が減少し、全体とし
て損失低下の効果がある。尚、スナバ用コンデンサ16
は、１次巻線3aの両端あるいはスイッチング素子11の両
端に接続しても、その効果は同様であり、スナバ用コン
デンサ17は整流ダイオード７の両端に接続してもその効
果は同様である。

発明の効果 以上のように本発明によれば、従来の回生制御型スイ
ッチング電源装置が２次側整流素子にスイッチ手段を設
けてトランスの１次−２次間でエネルギーの回生を行な
うことで出力を安定化するのに対し、１次巻線のフライ
バック電圧を整流平滑して得られる直流電圧を利用し、
その整流素子にスイッチ手段を設けてエネルギーの回生
を行なうことで出力を安定化するので、スイッチング周
波数や磁束変化幅の負荷による変動がほとんどないとい
う特性を損なうことなく、１次側のスイッチング素子の
オフ期間にかかる電圧は常に入力電圧と前記直流電圧の
和にクランプされ、ターンオフ時の過大なサージ電圧
や、リンギングを抑制することができる。しかもトラン
スの１次−２次間ではなく、１次側でのみ電力回生する
ため、回生電力のトランス変換効率による損失のない効
率的な電力回生が実現できるという効果も得られる。

さらに本発明によれば、その回生能力のためゼロクロ
スターンオンを実現しており、ターンオフ損失や高周波
ノイズ低減のスナバ用コンデンサを付加してもその蓄積
電荷を入力電源へ回生するのでターンオン損失とならな
いだけでなく、前記の通りリンギングも抑制される。特
に、トランスの２次側にスナバ用コンデンサを付加すれ
ば、整流素子の耐圧保護となるのみならず、オフ期間中
の１次巻線電流すなわち１次側の直流電圧の平滑コンデ
ンサの充放電電流のピーク値が下がり、効率及び信頼性
の向上にもなる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例におけるスイッチング電
源装置を示す回路構成図、第２図は本発明の第１図の回
路構成図の動作波形を示す説明図、第３図は本発明の第
２の実施例におけるスイッチング電源装置を示す回路構
成図、第４図は従来のスイッチング電源装置の回路構成
図、第５図、第６図は従来の第４図の回路構成図の動作
波形を示す説明図である。 １……入力直流電源、２−２′……入力端子、３……ト
ランス、４……スイッチング素子、５……ダイオード、
６……同期発振回路、７……整流ダイオード、８……平
滑コンデンサ、９……制御回路、10−10′……出力端
子、11……スイッチング素子、12……整流ダイオード、
13……平滑コンデンサ。

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】オン・オフを繰り返す第１のスイッチ手段
   と、少なくとも１次巻線と１つ以上の２次巻線を有する
   トランスと、前記第１のスイッチ手段がオンのとき入力
   電圧を前記トランスの１次巻線に印加して前記トランス
   にエネルギーを貯え、前記第１のスイッチ手段がオフの
   とき前記トランスの２次巻線から放出されるエネルギー
   より出力を得る第１の整流平滑手段と、前記第１のスイ
   ッチ手段がオフのとき前記トランスの１次巻線から放出
   されるエネルギーより直流電圧を得る第２の整流平滑手
   段と、前記第１のスイッチ手段と交互にオン・オフを繰
   り返す第２のスイッチ手段を介して前記直流電圧が前記
   トランスの１次巻線に印加され前記トランスにエネルギ
   ーを貯え、前記第２のスイッチ手段がオフのとき前記ト
   ランスに貯えられたエネルギーを前記トランスの１次巻
   線より前記入力電圧へ回生し、前記出力の電圧制御を前
   記第２のスイッチ手段のオン期間を変化させることで行
   うように構成したスイッチング電源装置。
2. 【請求項２】第１のスイッチ手段の両端または第２のス
   イッチ手段の両端またはトランスの１次巻線の両端また
   は２次巻線の両端にコンデンサを接続した請求項１記載
   のスイッチング電源装置。