JPH07264851A - スイッチング電源 - Google Patents
スイッチング電源Info
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- JPH07264851A JPH07264851A JP7423194A JP7423194A JPH07264851A JP H07264851 A JPH07264851 A JP H07264851A JP 7423194 A JP7423194 A JP 7423194A JP 7423194 A JP7423194 A JP 7423194A JP H07264851 A JPH07264851 A JP H07264851A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】トランスの一次巻線の両端に等価的に現れる線
間容量が大きい場合においても、スイッチング素子のオ
ン時に現れるピーク電流や振動電流を低減し、効率の向
上、トランスの小型化、価格の低減が達成できるスイッ
チング電源を提供する。 【構成】スイッチング素子３のオン時におけるトランス
２の一次巻線２ａの線間容量に対する充放電電流を低減
するインダクタ９をトランスの一次巻線２ａに直列に設
ける。スイッチング素子３のオン時にインダクタ９に蓄
えられたエネルギーをスイッチング素子３のオフ時に蓄
えるコンデンサ４を設ける。コンデンサ４に蓄えられた
電荷をスイッチング素子３のオン時にトランスの巻線２
ｃを通して放電する。
間容量が大きい場合においても、スイッチング素子のオ
ン時に現れるピーク電流や振動電流を低減し、効率の向
上、トランスの小型化、価格の低減が達成できるスイッ
チング電源を提供する。 【構成】スイッチング素子３のオン時におけるトランス
２の一次巻線２ａの線間容量に対する充放電電流を低減
するインダクタ９をトランスの一次巻線２ａに直列に設
ける。スイッチング素子３のオン時にインダクタ９に蓄
えられたエネルギーをスイッチング素子３のオフ時に蓄
えるコンデンサ４を設ける。コンデンサ４に蓄えられた
電荷をスイッチング素子３のオン時にトランスの巻線２
ｃを通して放電する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、直流電源とトランスの
一次巻線とスイッチング素子とで閉回路を構成し、トラ
ンスの二次側出力を整流し、その直流出力電圧が安定す
るように前記スイッチング素子を制御するスイッチング
電源に係り、特にトランスの構成あるいは二次側出力電
圧が高い昇圧型である等の理由により、一次巻線の両端
間に等価的に現れる線間容量が大きい場合において、線
間容量に対する充放電電流を低減して効率を向上させる
ための構成に関する。
一次巻線とスイッチング素子とで閉回路を構成し、トラ
ンスの二次側出力を整流し、その直流出力電圧が安定す
るように前記スイッチング素子を制御するスイッチング
電源に係り、特にトランスの構成あるいは二次側出力電
圧が高い昇圧型である等の理由により、一次巻線の両端
間に等価的に現れる線間容量が大きい場合において、線
間容量に対する充放電電流を低減して効率を向上させる
ための構成に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のスイッチング電源は、直流電源と
トランスの一次巻線とスイッチング素子とで閉回路を構
成し、トランスの二次巻線出力を整流して直流出力を得
るように構成されているが、スイッチング素子がオフし
た瞬間に、ピーク値が非常に高いスパイク電圧が発生す
る。そこでこのスパイク電圧を吸収するために、トラン
スの一次巻線間に並列に、コンデンサとダイオードとの
直列接続回路を接続し、該コンデンサに並列にコンデン
サの放電用抵抗を接続した回路を設けることが行われて
いた。
トランスの一次巻線とスイッチング素子とで閉回路を構
成し、トランスの二次巻線出力を整流して直流出力を得
るように構成されているが、スイッチング素子がオフし
た瞬間に、ピーク値が非常に高いスパイク電圧が発生す
る。そこでこのスパイク電圧を吸収するために、トラン
スの一次巻線間に並列に、コンデンサとダイオードとの
直列接続回路を接続し、該コンデンサに並列にコンデン
サの放電用抵抗を接続した回路を設けることが行われて
いた。
【０００３】しかしこの従来構成においては、スパイク
電圧をコンデンサにより吸収し、これを抵抗により消費
させるため、必ず損失を生じ、効率が低下するという問
題点がある。そこで本出願人はこの問題点を解決しうる
回路を、特開昭６１−１５７２６４号において開示して
いる。図４はその回路の一例であり、前述のように、直
流電源１とトランス２の一次巻線２ａとパワートランジ
スタまたはＦＥＴからなるスイッチング素子３とで閉回
路を構成し、スパイク電圧吸収用コンデンサ４をダイオ
ード５と直列に接続してこの直列接続回路を一次巻線２
ａに並列接続してなるものであるが、従来回路と異なる
点は、コンデンサ４の放電回路として抵抗を用いず、ト
ランス２にコンデンサ放電用の巻線２ｃを設け、その一
端をスイッチング素子３と直流電源１の一端との接続点
に接続し、該巻線２ｃの他端をダイオード６を介して前
記コンデンサ４と前記ダイオード５との接続点に接続し
たものである。
電圧をコンデンサにより吸収し、これを抵抗により消費
させるため、必ず損失を生じ、効率が低下するという問
題点がある。そこで本出願人はこの問題点を解決しうる
回路を、特開昭６１−１５７２６４号において開示して
いる。図４はその回路の一例であり、前述のように、直
流電源１とトランス２の一次巻線２ａとパワートランジ
スタまたはＦＥＴからなるスイッチング素子３とで閉回
路を構成し、スパイク電圧吸収用コンデンサ４をダイオ
ード５と直列に接続してこの直列接続回路を一次巻線２
ａに並列接続してなるものであるが、従来回路と異なる
点は、コンデンサ４の放電回路として抵抗を用いず、ト
ランス２にコンデンサ放電用の巻線２ｃを設け、その一
端をスイッチング素子３と直流電源１の一端との接続点
に接続し、該巻線２ｃの他端をダイオード６を介して前
記コンデンサ４と前記ダイオード５との接続点に接続し
たものである。
【０００４】７はトランス２の二次巻線２ｂに接続され
た整流平滑化回路であり、スイッチング電源がフォワー
ドコンバータとして構成される場合には、スイッチング
素子３のオン時に二次巻線２ｂから整流平滑化回路７に
電流が流れ、フライバックコンバータとして構成される
場合には、スイッチング素子３のオフ時に二次巻線２ｂ
から整流平滑化回路７に電流が流れるように構成され
る。８は制御回路であり、負荷の大小に関わらず、整流
平滑化回路７の出力電圧が安定化するように、出力電圧
によってスイッチング素子３のオンオフを制御する。
た整流平滑化回路であり、スイッチング電源がフォワー
ドコンバータとして構成される場合には、スイッチング
素子３のオン時に二次巻線２ｂから整流平滑化回路７に
電流が流れ、フライバックコンバータとして構成される
場合には、スイッチング素子３のオフ時に二次巻線２ｂ
から整流平滑化回路７に電流が流れるように構成され
る。８は制御回路であり、負荷の大小に関わらず、整流
平滑化回路７の出力電圧が安定化するように、出力電圧
によってスイッチング素子３のオンオフを制御する。
【０００５】この回路においては、スイッチング素子３
がオフとなった時に一次巻線２ａに生じるエネルギーは
コンデンサ４に蓄えられるから、図５に示すように、ス
イッチング素子３をオフ（Ｔoff）とした瞬間にスイッ
チング素子３の両端間の電圧Ｖsとして現れるスパイク
電圧Ｖpが低減される。また、スイッチング素子３をオ
ン（Ｔon）としたときには、コンデンサ４に蓄えられた
電荷は、スイッチング素子３、巻線２ｃ、ダイオード６
を介して放電され、従って、コンデンサ４に蓄えられた
エネルギーがトランス２を介してその二次側に伝送され
るから、コンデンサ４に蓄えられたエネルギーがトラン
ス出力として利用でき、高効率化が達成できる。
がオフとなった時に一次巻線２ａに生じるエネルギーは
コンデンサ４に蓄えられるから、図５に示すように、ス
イッチング素子３をオフ（Ｔoff）とした瞬間にスイッ
チング素子３の両端間の電圧Ｖsとして現れるスパイク
電圧Ｖpが低減される。また、スイッチング素子３をオ
ン（Ｔon）としたときには、コンデンサ４に蓄えられた
電荷は、スイッチング素子３、巻線２ｃ、ダイオード６
を介して放電され、従って、コンデンサ４に蓄えられた
エネルギーがトランス２を介してその二次側に伝送され
るから、コンデンサ４に蓄えられたエネルギーがトラン
ス出力として利用でき、高効率化が達成できる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかし、この図４の回
路においては、例えばトランス２の構成により、あるい
は出力電圧が高い昇圧型トランスであるために、一次巻
線２ａに等価的に現れる線間容量Ｃtが大きくなる（一
次巻線２ａと二次巻線２ｂとの巻数比をｎとしたとき、
二次巻線２ｂの線間容量または二次巻線２ｂの両端間に
ノイズ除去用コンデンサ（図示せず）が加わった時の二
次側のトータルの線間容量をＣoとすると、この容量は
一次側においてはｎ×Ｃoに変換された大きな値となる
から、巻数比ｎが大きくなるほど一次巻線２ａに等価的
に現れる線間容量Ｃtは大きくなる）と、図５に示すよ
うに、スイッチング素子３がオンとなった瞬間にスイッ
チング素子３に線間容量Ｃtへの充電電流が流れ、ピー
ク電流Ｉpが大きくなるという問題点がある。また充電
電流に続いて、トランス２のリーケージインダクタンス
との作用により、振動電流ａが流れ、この線間容量Ｃt
の充電電流や振動電流は負荷に伝達されないため、効率
が悪くなり、トランス２の形状が大きくなるという問題
点があった。
路においては、例えばトランス２の構成により、あるい
は出力電圧が高い昇圧型トランスであるために、一次巻
線２ａに等価的に現れる線間容量Ｃtが大きくなる（一
次巻線２ａと二次巻線２ｂとの巻数比をｎとしたとき、
二次巻線２ｂの線間容量または二次巻線２ｂの両端間に
ノイズ除去用コンデンサ（図示せず）が加わった時の二
次側のトータルの線間容量をＣoとすると、この容量は
一次側においてはｎ×Ｃoに変換された大きな値となる
から、巻数比ｎが大きくなるほど一次巻線２ａに等価的
に現れる線間容量Ｃtは大きくなる）と、図５に示すよ
うに、スイッチング素子３がオンとなった瞬間にスイッ
チング素子３に線間容量Ｃtへの充電電流が流れ、ピー
ク電流Ｉpが大きくなるという問題点がある。また充電
電流に続いて、トランス２のリーケージインダクタンス
との作用により、振動電流ａが流れ、この線間容量Ｃt
の充電電流や振動電流は負荷に伝達されないため、効率
が悪くなり、トランス２の形状が大きくなるという問題
点があった。
【０００７】本発明は、上述した問題点に鑑み、トラン
スの一次巻線の両端に等価的に現れる線間容量が大きい
場合においても、スイッチング素子のオン時に現れるピ
ーク電流や振動電流を低減し、効率の向上、トランスの
小型化、価格の低減が達成できるスイッチング電源を提
供することを目的とする。
スの一次巻線の両端に等価的に現れる線間容量が大きい
場合においても、スイッチング素子のオン時に現れるピ
ーク電流や振動電流を低減し、効率の向上、トランスの
小型化、価格の低減が達成できるスイッチング電源を提
供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記目的を達
成するため、トランスの一次巻線を通して与えられる直
流電力をスイッチング素子によってオンオフし、トラン
スの出力を二次巻線を通して取り出すスイッチング電源
において、スイッチング素子のオン時におけるトランス
の一次巻線の線間容量に対する充放電電流を低減するイ
ンダクタをトランスの一次巻線に直列に設けると共に、
前記スイッチング素子のオン時に前記インダクタに蓄え
られたエネルギーをスイッチング素子のオフ時に蓄える
コンデンサと、該コンデンサに蓄えられた電荷をスイッ
チング素子のオン時に前記トランスの巻線を通して放電
する回路とを備えたことを特徴とする。本発明におい
て、前記コンデンサに蓄積された電荷を放電する巻線を
補助電源用巻線として用いることがより好ましい。
成するため、トランスの一次巻線を通して与えられる直
流電力をスイッチング素子によってオンオフし、トラン
スの出力を二次巻線を通して取り出すスイッチング電源
において、スイッチング素子のオン時におけるトランス
の一次巻線の線間容量に対する充放電電流を低減するイ
ンダクタをトランスの一次巻線に直列に設けると共に、
前記スイッチング素子のオン時に前記インダクタに蓄え
られたエネルギーをスイッチング素子のオフ時に蓄える
コンデンサと、該コンデンサに蓄えられた電荷をスイッ
チング素子のオン時に前記トランスの巻線を通して放電
する回路とを備えたことを特徴とする。本発明におい
て、前記コンデンサに蓄積された電荷を放電する巻線を
補助電源用巻線として用いることがより好ましい。
【０００９】
【作用】本発明は、上述の構成を有するので、インダク
タにより、スイッチング素子のオン時におけるトランス
の一次巻線の両端間の線間容量に対する充電電流が低減
されると共に、振動電流も低減される。スイッチング素
子のオン時にインダクタに蓄えられたエネルギーは、ス
イッチング素子のオフ時に一たんコンデンサに蓄えら
れ、次のスイッチング素子のオン時にトランスの巻線を
通して放電され、スイッチング電源の出力となる。
タにより、スイッチング素子のオン時におけるトランス
の一次巻線の両端間の線間容量に対する充電電流が低減
されると共に、振動電流も低減される。スイッチング素
子のオン時にインダクタに蓄えられたエネルギーは、ス
イッチング素子のオフ時に一たんコンデンサに蓄えら
れ、次のスイッチング素子のオン時にトランスの巻線を
通して放電され、スイッチング電源の出力となる。
【００１０】
【実施例】図１は本発明によるスイッチング電源の一実
施例を示す回路図である。図１において、９は本発明に
より設けたインダクタであり、トランス２の一次巻線２
ａに等価的に現れる線間容量Ｃtに対する充電電流を低
減すると共に、充放電振動電流を低減するためにトラン
ス２の一次巻線２ａに直列に接続して設けたものであ
る。該インダクタ９は、トランス２の一次巻線２ａ、コ
ンデンサ４、ダイオード５とで閉回路を形成するように
設けられる。該インダクタ９は、スイッチング素子３が
オンとなった時にエネルギーを蓄え、オフとなった時に
そのエネルギーをコンデンサ４に転送してコンデンサ４
にそのエネルギーを蓄える。そしてその後スイッチング
素子３がオンとなった時にコンデンサ４に蓄えられたエ
ネルギーはスイッチング素子３、巻線２ｃ、ダイオード
６を通して放電され、トランス２の二次側に伝送され
る。
施例を示す回路図である。図１において、９は本発明に
より設けたインダクタであり、トランス２の一次巻線２
ａに等価的に現れる線間容量Ｃtに対する充電電流を低
減すると共に、充放電振動電流を低減するためにトラン
ス２の一次巻線２ａに直列に接続して設けたものであ
る。該インダクタ９は、トランス２の一次巻線２ａ、コ
ンデンサ４、ダイオード５とで閉回路を形成するように
設けられる。該インダクタ９は、スイッチング素子３が
オンとなった時にエネルギーを蓄え、オフとなった時に
そのエネルギーをコンデンサ４に転送してコンデンサ４
にそのエネルギーを蓄える。そしてその後スイッチング
素子３がオンとなった時にコンデンサ４に蓄えられたエ
ネルギーはスイッチング素子３、巻線２ｃ、ダイオード
６を通して放電され、トランス２の二次側に伝送され
る。
【００１１】このように、トランス２の一次巻線２ａに
インダクタ９を設けたことにより、スイッチング素子３
をオンとした時にトランス２の一次巻線２ａの線間容量
を充電する電流が低減され、これにより、図２に示すよ
うに、ピーク電流Ｉpが低減されると共に、振動電流が
低減され、また、インダクタ９に蓄えられたエネルギー
は二次側に伝送されるから、効率を向上させることが可
能となる。また、コンデンサ４は、スイッチング素子３
のオフ時に一次巻線２ａに生じる電圧はコンデンサ４に
蓄えられるので、図２に示すように、スイッチング素子
３をオフとした時のスパイク電圧の発生も防止できるこ
とはいうまでもない。
インダクタ９を設けたことにより、スイッチング素子３
をオンとした時にトランス２の一次巻線２ａの線間容量
を充電する電流が低減され、これにより、図２に示すよ
うに、ピーク電流Ｉpが低減されると共に、振動電流が
低減され、また、インダクタ９に蓄えられたエネルギー
は二次側に伝送されるから、効率を向上させることが可
能となる。また、コンデンサ４は、スイッチング素子３
のオフ時に一次巻線２ａに生じる電圧はコンデンサ４に
蓄えられるので、図２に示すように、スイッチング素子
３をオフとした時のスパイク電圧の発生も防止できるこ
とはいうまでもない。
【００１２】なお、インダクタ９に蓄えられるエネルギ
ーをコンデンサ４に蓄えるためには、インダクタ９のイ
ンダクタンスをＬ、コンデンサ４の容量をＣとして、Ｌ
Ｉ2＜ＣＶ2（ただしＩはスイッチング素子３がオンとな
っている間にインダクタ９を流れる電流、Ｖはコンデン
サ４に充電された時のコンデンサ４の電圧）とすること
が好ましい。また、振動電流を有効に低減する上では、
インダクタ９のインダクタンスはトランス２の漏れイン
ダクタンスより大とすることが好ましい。
ーをコンデンサ４に蓄えるためには、インダクタ９のイ
ンダクタンスをＬ、コンデンサ４の容量をＣとして、Ｌ
Ｉ2＜ＣＶ2（ただしＩはスイッチング素子３がオンとな
っている間にインダクタ９を流れる電流、Ｖはコンデン
サ４に充電された時のコンデンサ４の電圧）とすること
が好ましい。また、振動電流を有効に低減する上では、
インダクタ９のインダクタンスはトランス２の漏れイン
ダクタンスより大とすることが好ましい。
【００１３】図３は本発明の他の実施例であり、コンデ
ンサ４の電荷を放電させる巻線２ｃに流れる電流がスパ
イク状になると、ノイズ発生の原因となるため、コンデ
ンサ４の放電回路に、すなわちダイオード６と直列に放
電電流を制限するインダクタ１０を設けたものである。
このように、放電電流を制限するインダクタ（抵抗でも
よいが、エネルギー損失を低減する上ではインダクタと
することが好ましい）を設けることにより、巻線２ｃの
一次巻線２ａに対する巻数比を小さくし、巻線２ｃのイ
ンダクタンスが小さくなっても（インダクタンスは巻数
の２乗に比例するので、巻線２ｃの巻数が少なくなる
と、巻線２ｃのインダクタンスが急激に低下する）、放
電電流が瞬間的に流れることを防止できるから、巻線２
ｃの巻数を任意に設定可能となり、設計の自由度が増
す。
ンサ４の電荷を放電させる巻線２ｃに流れる電流がスパ
イク状になると、ノイズ発生の原因となるため、コンデ
ンサ４の放電回路に、すなわちダイオード６と直列に放
電電流を制限するインダクタ１０を設けたものである。
このように、放電電流を制限するインダクタ（抵抗でも
よいが、エネルギー損失を低減する上ではインダクタと
することが好ましい）を設けることにより、巻線２ｃの
一次巻線２ａに対する巻数比を小さくし、巻線２ｃのイ
ンダクタンスが小さくなっても（インダクタンスは巻数
の２乗に比例するので、巻線２ｃの巻数が少なくなる
と、巻線２ｃのインダクタンスが急激に低下する）、放
電電流が瞬間的に流れることを防止できるから、巻線２
ｃの巻数を任意に設定可能となり、設計の自由度が増
す。
【００１４】図３の実施例において、直流電源１の電圧
を１３０Ｖ、整流平滑化回路７の出力電圧、すなわちス
イッチング電源の定格電圧を５００Ｖ、定格電流を０．
１Ａ、トランス２の一次巻線２ａの巻数：二次巻線２ｂ
の巻数の比を１：１０、トランス２の励磁インダクタン
スを３００μＨ、リーケージインダクタンスを３μＨ、
コンデンサ４の容量を２μＦ、インダクタ９、１０のイ
ンダクタンスを４７μＨ、トランス２の一次巻線２ａの
巻数：巻線２ｃの巻数の比を５：１とした時、インダク
タ９、１０が無い場合に比較し、インダクタ９、１０を
設けた場合には、ピーク電流Ｉp は１２Ａから３Ａに低
減され、効率は７６．４％から７８．３％に約２％向上
した。
を１３０Ｖ、整流平滑化回路７の出力電圧、すなわちス
イッチング電源の定格電圧を５００Ｖ、定格電流を０．
１Ａ、トランス２の一次巻線２ａの巻数：二次巻線２ｂ
の巻数の比を１：１０、トランス２の励磁インダクタン
スを３００μＨ、リーケージインダクタンスを３μＨ、
コンデンサ４の容量を２μＦ、インダクタ９、１０のイ
ンダクタンスを４７μＨ、トランス２の一次巻線２ａの
巻数：巻線２ｃの巻数の比を５：１とした時、インダク
タ９、１０が無い場合に比較し、インダクタ９、１０を
設けた場合には、ピーク電流Ｉp は１２Ａから３Ａに低
減され、効率は７６．４％から７８．３％に約２％向上
した。
【００１５】また、本実施例においては、巻線２ｃを、
制御回路８の電源等に用いられる補助電源の巻線として
用いている。すなわち、巻線２ｃに整流素子１１とコン
デンサ１２と直流出力端１３とからなる補助電源を構成
したものである。ここで、前述のように、コンデンサ４
の放電電流を制限するインダクタ１０等を設けて巻線２
ｃの巻数の自由度を上げれば、補助電源として巻線２ｃ
を用いる場合の補助電源の設計を容易にすることができ
る。また、巻線２ｃが補助電源とコンデンサ４の放電に
兼用されるので、部品点数が低減でき、構成が簡略化で
きる。補助電源の電圧は比較的低電圧となるので、実際
上は図３の実施例はフライバックコンバータに適用する
場合に好適な構成である。フォワードコンバータとして
構成されるスイッチング電源の場合には、一次巻線２ａ
と巻線２ｃとの巻数比は、スイッチング素子３のオフ時
に一次巻線２ａに現れる電圧を制限する上から、ほぼ
１：１程度にすることが好ましい。
制御回路８の電源等に用いられる補助電源の巻線として
用いている。すなわち、巻線２ｃに整流素子１１とコン
デンサ１２と直流出力端１３とからなる補助電源を構成
したものである。ここで、前述のように、コンデンサ４
の放電電流を制限するインダクタ１０等を設けて巻線２
ｃの巻数の自由度を上げれば、補助電源として巻線２ｃ
を用いる場合の補助電源の設計を容易にすることができ
る。また、巻線２ｃが補助電源とコンデンサ４の放電に
兼用されるので、部品点数が低減でき、構成が簡略化で
きる。補助電源の電圧は比較的低電圧となるので、実際
上は図３の実施例はフライバックコンバータに適用する
場合に好適な構成である。フォワードコンバータとして
構成されるスイッチング電源の場合には、一次巻線２ａ
と巻線２ｃとの巻数比は、スイッチング素子３のオフ時
に一次巻線２ａに現れる電圧を制限する上から、ほぼ
１：１程度にすることが好ましい。
【００１６】本発明は上記した実施例に限らず、特開昭
６１−１５７２６４号公報に開示したように、一次巻線
２ａに中間タップを設け、その中間タップにコンデンサ
４を接続した構成や、その一次巻線２ａの中間タップと
巻線２ｃの中間タップとの間にコンデンサ４を設けた構
成等、本発明の要旨を逸脱しない範囲において、種々に
変更しうることはいうまでもない。
６１−１５７２６４号公報に開示したように、一次巻線
２ａに中間タップを設け、その中間タップにコンデンサ
４を接続した構成や、その一次巻線２ａの中間タップと
巻線２ｃの中間タップとの間にコンデンサ４を設けた構
成等、本発明の要旨を逸脱しない範囲において、種々に
変更しうることはいうまでもない。
【００１７】
【発明の効果】請求項１によれば、トランスの一次巻線
に直列に接続したインダクタの作用により、たとえトラ
ンスの一次巻線の両端に等価的に現れる線間容量が大き
い場合においても、線間容量の充電電流によるピーク電
流が低減され、振動電流も低減される。また、トランス
における一次、二次間のエネルギーの伝送に寄与しない
線間容量の充電電流や振動電流が低減されるので、効率
の向上が達成できる。また、効率の向上により、トラン
スの小型化並びに価格の低減が達成できる。
に直列に接続したインダクタの作用により、たとえトラ
ンスの一次巻線の両端に等価的に現れる線間容量が大き
い場合においても、線間容量の充電電流によるピーク電
流が低減され、振動電流も低減される。また、トランス
における一次、二次間のエネルギーの伝送に寄与しない
線間容量の充電電流や振動電流が低減されるので、効率
の向上が達成できる。また、効率の向上により、トラン
スの小型化並びに価格の低減が達成できる。
【００１８】請求項２によれば、請求項１の効果に加
え、コンデンサの放電に用いられる巻線が補助電源にも
兼用されるので、部品点数が減少し、構成が簡略化さ
れ、価格を低減できる。
え、コンデンサの放電に用いられる巻線が補助電源にも
兼用されるので、部品点数が減少し、構成が簡略化さ
れ、価格を低減できる。
【図１】本発明によるスイッチング電源の一実施例を示
す回路図である。
す回路図である。
【図２】本実施例の電圧、電流波形図である。
【図３】本発明によるスイッチング電源の他の実施例を
示す回路図である。
示す回路図である。
【図４】公知のスイッチング電源を示す回路図である。
【図５】図４の回路におけるトランスの一次巻線の線間
容量が大きい場合の電圧、電流波形図である。
容量が大きい場合の電圧、電流波形図である。
１…直流電源 ２…トランス ２ａ…一次巻線 ２ｂ…
二次巻線 ２ｃ…コンデンサ４の放電巻線 ４、１２…
コンデンサ ５、６、１１…ダイオード ７…整流平滑
化回路 ８…制御回路
二次巻線 ２ｃ…コンデンサ４の放電巻線 ４、１２…
コンデンサ ５、６、１１…ダイオード ７…整流平滑
化回路 ８…制御回路
Claims (2)
- 【請求項１】トランスの一次巻線を通して与えられる直
流電力をスイッチング素子によってオンオフし、トラン
スの出力を二次巻線を通して取り出すスイッチング電源
において、スイッチング素子のオン時におけるトランス
の一次巻線の線間容量に対する充放電電流を低減するイ
ンダクタをトランスの一次巻線に直列に設けると共に、
前記スイッチング素子のオン時に前記インダクタに蓄え
られたエネルギーをスイッチング素子のオフ時に蓄える
コンデンサと、該コンデンサに蓄えられた電荷をスイッ
チング素子のオン時に前記トランスの巻線を通して放電
する回路とを備えたことを特徴とするスイッチング電
源。 - 【請求項２】請求項１において、前記コンデンサに蓄積
された電荷を放電する巻線を補助電源の巻線として用い
たことを特徴とするスイッチング電源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP07423194A JP3366103B2 (ja) | 1994-03-18 | 1994-03-18 | スイッチング電源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP07423194A JP3366103B2 (ja) | 1994-03-18 | 1994-03-18 | スイッチング電源 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07264851A true JPH07264851A (ja) | 1995-10-13 |
| JP3366103B2 JP3366103B2 (ja) | 2003-01-14 |
Family
ID=13541199
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP07423194A Expired - Fee Related JP3366103B2 (ja) | 1994-03-18 | 1994-03-18 | スイッチング電源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3366103B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20150081715A (ko) * | 2014-01-06 | 2015-07-15 | 한국과학기술원 | 변압기 결합 재사용 스너버 회로 |
| KR20160087019A (ko) * | 2015-01-12 | 2016-07-21 | 한국과학기술원 | 트랜스포머 결합 재사용 스너버 회로 |
| CN108350851A (zh) * | 2015-11-09 | 2018-07-31 | 德尔福汽车系统卢森堡有限公司 | 用于控制点火系统的方法和装置 |
-
1994
- 1994-03-18 JP JP07423194A patent/JP3366103B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20150081715A (ko) * | 2014-01-06 | 2015-07-15 | 한국과학기술원 | 변압기 결합 재사용 스너버 회로 |
| KR20160087019A (ko) * | 2015-01-12 | 2016-07-21 | 한국과학기술원 | 트랜스포머 결합 재사용 스너버 회로 |
| CN108350851A (zh) * | 2015-11-09 | 2018-07-31 | 德尔福汽车系统卢森堡有限公司 | 用于控制点火系统的方法和装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3366103B2 (ja) | 2003-01-14 |
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