KR20160087019A - 트랜스포머 결합 재사용 스너버 회로 - Google Patents

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Abstract

트랜스포머 결합 재사용 스버너 회로를 개시한다. 스위칭 손실을 줄이며 변압기 누설 인덕턴스 자기에너지를 재사용할 수 있는 스너버 회로에 관한 것이다.

Description

트랜스포머 결합 재사용 스버너 회로{Transformer Coupled Recycle Snubber Circuit}
본 실시예는 트랜스포머 결합 재사용 스버너 회로에 관한 것이다.
이 부분에 기술된 내용은 단순히 본 실시예에 대한 배경 정보를 제공할 뿐 종래기술을 구성하는 것은 아니다.
LED는 높은 조명 효율 및 친환경으로 인해 조명 애플리케이션에서 널리 사용되고 있다. 오프라인 LED 드라이버를 위한 몇 가지 고려 사항은 절연, 역률 및 효율이다.
절연의 관점에서 절연된 드라이버는 안전 문제에 뛰어나지만, 비 절연 구조는 성능과 비용 효과 측면에서 장점을 갖는다. 비 절연 LED 드라이버는 크게 전류 소스(CS: Current Source)타입과 전원 공급 장치(SMPS: Switched-Mode Power Supply) 타입 두 종류로 분류된다.
전류 소스(CS) 타입 LED 드라이버에서, 도 1의 (a)에 도시된 바와 같이, LED 스트링은 라인 전압(vg) 와 접지 사이에 프로그램화 할 수 있는 전류 소스에 직렬로 연결되어 있다. LED 전류는 직접 전류 소스에 의해 정의된다. 따라서, 전류 소스(CS) 타입 LED 드라이버는 간단한 구조와 쉬운 작동 원리를 갖는다.
전류 소스(CS) 타입 LED 드라이버에서 역률을 보정하기 위한 전류 소스의 값은 단계별 라인 전압 vg 변화에 적절한 순방향 전압 강하를 통해 활성 LED의 수를 변경하는 단계와 함께 변경된다. 여기서, VLED는 항상 포화 모드에서 동작하는 전류 소스용 vg 보다 약간 작아야 한다. 그렇지 않으면, LED 드라이버의 전류 소스는 정상적으로 작동하지 않는다. 따라서 각 전류 소스는 vg와 VLED(vg - VLED) 사이의 전압 차이를 견뎌야 한다. vg가 높으면 높을수록 LED 고정 최대의 효율성은 낮아진다. 따라서 LED 드라이버의 이러한 유형은 입력 전원 전압의 넓은 범위에서 사용하는 것은 곤란하다.
전원 공급 장치(SMPS) 타입의 LED 드라이버는 라인 전압 vg가 LED의 순방향 전압 VLED보다 훨씬 높기 때문에 벅 타입 LED 드라이버가 적절하다. 전원 공급 장치(SMPS) 타입의 LED 드라이버는 인덕터를 포함한 여러 별개의 부품을 필요로 하지만, 넓은 입력 전압 범위에서 고효율을 유지한다. 또한, LED 전압은 적절하게 전원 스위치 M1을 제어함으로써 모든 LED가 유효하게 사용된다. LED 드라이버에서 보조 회로가 간단함을 유지하기 위해서는 하드 스위칭에서 전원 스위치가 동작해야 하고, 이러한, 스위칭은 효율이 저하되거나 영구적으로 스위치가 손상될 수 있다. 한편, 소프트 스위칭 동작을 위해 추가 스너버 인덕터(수동형) 또는 제어 블럭과 연결된 추가 전원 스위치를 필요로 하지만, 이는 LED 드라이버의 복잡성을 증가시킨다.
본 실시예는 스위칭 손실을 줄이며 변압기 누설 인덕턴스 자기에너지를 재사용할 수 있는 스너버 회로를 제공하는 데 목적이 있다.
본 실시예의 일 측면에 의하면, 1차권선(N1); 상기 1차권선(N1)에 의해 유도 기전력을 수신하는 2차권선(N2) 및 제1 스너버 다이오드(Dsn1)가 직렬로 연결된 제1 직렬회로; 일단이 상기 1차권선(N1)의 일단에 연결되고, 타단이 상기 제1 직렬회로의 일단에 연결되는 제2 스너버 다이오드(Dsn2); 및 일단은 상기 제1 직렬회로의 일단과 상기 제2 스너버 다이오드(Dsn2)의 타단의 접점에 연결되고, 타단은 상기 제1 직렬회로의 타단과 연결되되, 상기 제1 직렬회로의 타단과의 연결은 전력 스위치(M1)를 경유하여 연결되는 스너버 커패시터(Csn)를 포함하는 것을 특징으로 하는 트랜스포머 결합 재사용 스버너 회로를 제공한다.
이상에서 설명한 바와 같이 본 실시예에 의하면, LED 드라이버의 구축비용을 감소할 수 있고, 소프트 스위칭 동작의 전원 스위치를 갖는 트랜스포머 결합 재사용 스버너 회로를 제공하여 LED 드라이버의 전력 변환 효율을 높일 수 있는 효과가 있다.
도 1은 일반적인 비절연 LED 드라이버를 나타낸 회로도이다.
도 2는 본 실시예에 따른 트랜스포머 결합 재사용 스버너 회로를 이용한 LED 드라이버를 나타낸 회로도이다.
도 3a 내지 도 3e는 본 실시예에 따른 LED 드라이버의 동작 모드를 설명하기 위한 회로도이다.
도 4는 본 실시예에 따른 LED 드라이버의 동작 모드 별 파형을 나타낸 그래프이다.
이하, 본 실시예를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다.
본 실시예에서는 고효율 오프라인 LED 드라이버를 제안한다. 넓은 입력 범위에서 고효율을 달성하기 위해 본 실시예에 따른 LED 드라이버의 벅 컨버터를 사용한다. 또한 신뢰성뿐만 아니라 전력 효율을 더욱 등을 향상시키기 위해 트랜스포머 결합 재활용 스너버 회로(TCR Snubber: Transformer Coupled Recycle Snubber)가 전력 스위치의 소프트 스위칭 동작을 위해 사용된다.
이하, 본 실시예에 따른 LED 드라이버의 회로 설계 및 작동 원리에 대해 설명하도록 한다.
도 2는 본 실시예에 따른 트랜스포머 결합 재사용 스버너 회로를 이용한 LED 드라이버를 나타낸 회로도이다.
도 2에 도시된 바와 같이, 본 실시예에 따른 LED 드라이버(100)는 트랜스포머 결합 재사용 스버너 회로(TCR Snubber: Transformer Coupled Recycle Snubber)를 포함한다. 여기서, 트랜스포머 결합 재사용 스버너 회로는 일반적인 LED 드라이버의 벅 컨버터의 인덕터를 대체한다. 본 실시예에 따른 트랜스포머 결합 재사용 스버너 회로(TCR Snubber)는 두 다이오드(Dsn1 및 Dsn2), 하나의 캐패시터(Csn) 및 주 인덕터의 코어를 공유하는 변압기의 2 차 코일(N2)을 포함한다. 도 2에 도시된 LED 드라이버(100)는 일 실시예에 따른 것으로서, 도 2에 도시된 모든 구성요소가 필수 구성요소는 아니며, 다른 실시예에서 LED 드라이버(100)에 포함된 일부 구성이 추가, 변경 또는 삭제될 수 있다.
본 실시예에 따른 LED 드라이버(100)의 전도 모드(Conduction Mode)의 측면에서 LED 드라이버(100)는 연속 전도 모드(CCM: Continuous Conduction Mode) 또는 불연속 전도 모드(DCM: Discontinuous Conduction Mode)로 구동될 수 있다.
LED 드라이버(100)는 연속 전도 모드(CCM)로 구동되는 경우, 일반적으로 낮은 출력 전류 리플을 갖는 장점이 있다. 하지만, LED 드라이버(100)는 프리 휠링 다이오드(Freewheeling Diode, Do)를 오프(Off)하기 위해 라인 전압(vg)에서 접지까지 큰 역 회복 전류의 흐름이 존재하며, 이러한 전류의 흐름은 전력 효율을 감소시킨다.
반면, LED 드라이버(100)는 불연속 전도 모드(DCM)로 구동되는 경우, 프리 휠링 다이오드(Do)에 남아 있는 전류는 0이다. 즉, LED 드라이버(100)의 역 회복 전류는 거의 없다. 따라서, 본 실시예에 따른 LED 드라이버는 불연속 전도 모드(DCM)에서 동작하도록 설계되는 것이 바람직하다.
LED 드라이버(100)에서 영전류 스위칭(ZCS: Zero-Current Switching)에 의해 전력 스위치(M1)의 스위칭은 불연속 전도 모드(DCM)에서 동작한다. 한편, 전력 스위치(M1)를 끄는 동안, 스위칭은 전원 스위치 효율성을 감소시키고 전력 스위치에 손상을 주기 때문에, 영전압 스위칭(ZVS: Zero-Voltage Switching)을 수행하는 것이 바람직하다. LED 드라이버(100)는 2 권선이 내재된 두 개의 누설 인덕턴스 Llkg1과 Llkg2 및 자화 인덕턴스 Lm을 포함한다.
LED 드라이버(100)에 포함된 트랜스포머 결합 재사용 스버너 회로는 1차권선(N1) 및 2차권선(N2)을 구비한 변압기, 2차권선(N2)의 일단에 애노드가 연결된 제1 스너버 다이오드(Dsn1), 제1 스너버 다이오드(Dsn1)의 캐소드에 애노드가 연결되고, 1차권선(N1)의 일단에 캐소드가 연결된 제2 스너버 다이오드(Dsn2) 및 일단은 제1 스너버 다이오드(Dsn1)의 캐소드 및 제2 스너버 다이오드(Dsn2)의 애노드의 접점에 연결되고, 타단은 2차권선(N2)의 타단과 연결되며, 2차권선(N2)과의 연결은 전력 스위치(M1)를 경유하여 연결되는 스너버 커패시터(Csn)를 포함한다.
LED 드라이버(100)는 제2 스너버 다이오드(Dsn2)가 턴온될 때, 2차권선이 갖는 누설 인덕턴스의 자기 에너지를 전달받는 입력 커패시터(Cin)와 스너버 커패시터(Csn), 입력 커패시터에 병렬로 연결된 전원공급부 및 전력 스위치(M1)가 연결된 접점에 애노드가 연결되고, 1차권선의 일단에 캐소드가 연결된 출력 다이오드(Do)를 포함한다. 또한, LED 드라이버(100)는 스너버 커패시터(Csn) 및 전력 스위치(M1)가 연결된 접점과 1차권선의 타단 사이에 연결된 출력 커패시터(Co) 및 복수의 엘이디(LED: Lighting Emitting Diode)가 직렬로 연결되어 출력 캐패시터의 양단에 병렬로 연결된 엘이디 모듈을 포함한다. 여기서, 입력 커패시터(Cin)는 스너버 커패시터(Csn)를 충전하고 남은 누설 인덕턴스의 자기 에너지를 입력 받는다. 출력 다이오드(Do)는 스너버 커패시터(Csn)에 충전된 전압이 모두 방전될 때 턴온되어 1차권선의 자화 인덕턴스(Lm)의 자기 에너지가 연속적으로 출력하여 방출하도록 한다.
도 3a 내지 도 3e는 본 실시예에 따른 LED 드라이버의 동작 모드를 설명하기 위한 회로도이고, 도 4는 본 실시예에 따른 LED 드라이버의 동작 모드 별 파형을 나타낸 그래프이다.
이하, LED 드라이버(100)의 각 모드 별로 동작 모드에 대해 설명하도록 한다.
- 모드 I(t0-t1) -
LED 드라이버(100)의 모드 I은 전력 스위치 M1이 켜진 상태에서 시작된다. LED 드라이버(100)에서 자화 인덕턴스 Lm 전류가 처음에는 0이며 선형적으로 증가한다. 한편, 스너버 커패시터 Csn은 2 차 코일 N2의 반사 전압에 의해 누설 인덕턴스 Llkg2 및 다이오드 Dsn1을 통해 공명으로 충전된다.
- 모드 II [t1-t2] -
LED 드라이버(100)는 스너버 커패시터(Csn)의 전압 vsn이 라인 전압 vg에 도달하면, 다이오드 Dsn2가 켜지고 누설 인덕턴스 Llkg2의 나머지 에너지는 재활용되도록 입력 커패시터 Cin로 전달된다.
- 모드 III [t2-t3] -
누설 인덕턴스 Llkg2의 에너지가 커패시터 Cin로 완전히 전송된 후 LED 드라이버(100)의 다이오드 Dsn1과 Dsn2는 끊어지고, 스너버 커패시터 Csn의 전압 vsn은 라인 전압 vg의 값을 유지한다. 여기서, LED 드라이버(100)의 자화 인덕턴스 Lm 전류는 연속적으로 선형 증가한다.
- 모드 IV [t3-t4] -
LED 드라이버(100)에서 전력 스위치 M1이 오프되면, 모드 IV가 시작된다. 스너버 커패시터(Csn)의 전압 vsn은 라인 전압 vg와 동일하기 때문에 다이오드 Dsn2로 전달되고 동시에 전류 경로가 즉시 전력 스위치 M1에서 스너버 커패시터 Csn 과 다이오드 Dsn2로 변경된다. 여기서, 전류 경로는 Csn, Dsn2, Llkg1, Lm 및 출력(Co 및 LED)을 경유한다.
이후, LED 드라이버(100)의 스너버 커패시터 Csn은 방전되고, 방전 에너지는 복수의 LED에 공급된다. 전력 스위치 M1의 드레인 전압 vd는 스너버 커패시터 Csn 때문에 천천히 상승한다. 따라서, LED 드라이버(100)는 영전압 스위칭(ZVS)이 수행된다.
- 모드 V [t4-t5] -
LED 드라이버(100)에서 스너버 커패시터 Csn이 완전히 방전될 때, 전력 스위치 M1의 드레인 전압 vd는 라인 전압 vg에 도달한다. 따라서, 출력 다이오드 Do는 켜지고 Lm 에 저장되어 있는 에너지는 연속적으로 출력되어 방출된다. 스너버 네트워크는 이 기간 동안 활성상태가 아니다. 모드 V에서의 동작은 스위치가 꺼져있을 때 기존의 벅 컨버터와 동일하다.
모드 II에서 vsn 최대값은 M1의 완벽한 영전압 스위칭(ZVS) 동작을 위해 vg보다 높아지도록 설계되어 있다. 한편, 스너버 커패시터 Csn가 모드 III의 끝단에서와 같이 라인 전압 vg보다 낮은 전압을 갖으면, 전력 스위치 M1의 드레인 전압은 전력 스위치 M1이 꺼진 직후에 약간 점프한다. 이는 LED 드라이버(100)에서 부분적이고 완벽하지 않은 영전압 스위칭(ZVS)을 수행함을 의미한다.
이하, 본 실시예에 따른 LED 드라이버(100)의 각 모드에 대한 이론적 분석에 대해 설명하도록 한다. 특히, 본 실시예에 따른 LED 드라이버를 설계하기 위한 방정식이 산출된다. 방정식을 간단히 하기 위해, LED 드라이버를 동작하는데 있어서 Llkg1, Llkg2 및 COSS에 대한 기생 효과가 없다고 가정하고, 다이오드들은 아이들(Idle) 상태인 것으로 가정한다. 모든 방정식에서 Lm >> Llkg1 ,2 및 Csn >> COSS인 것으로 가정한다.
- 모드 I(t0-t1) -
전력 스위치 M1이 턴온 될 때, 2차권선 N2의 반사 전압은 음에서 양으로 변경된다. 따라서, 스너버 커패시터 Csn은 2차권선 N2의 반사 전압에 의해 누설 인덕턴스 Llkg2와 스너버 다이오드 Dsn1의 공명으로 충전된다. 이러한 경우, 스너버 커패시터 Csn의 초기 전압은 제로이고, 스너버 커패시터 Csn의 전압 vsn은 수학식 1과 같이 추정된다.
Figure pat00001
[수학식 1]에서 w0 _1은 수학식2와 같다.
Figure pat00002
[수학식 1]로부터 스너버 커패시터 Csn의 전류 iCsn은 [수학식 3]에 의해 산출된다.
Figure pat00003
따라서, 전력 스위치 M1의 전류 iM1은 [수학식 4]와 같이 추정된다.
Figure pat00004
모드 I에서 자화 인덕턴스(Lm)의 전류 iLm는 비교적 작다. 스너버 커패시터 Csn을 충전하기 위한 전류 iLm는 급격하게 증가하며, 전류 피크를 생성한다. 이러한 전류 iLm는 전도 손실을 가중시킨다. 그러나, 스너버 커패시터 Csn을 충전하는 시간 간격이 충분히 짧으면, 추가적인 전도 손실도 작다.
LED 드라이버(100)에서 영전압 스위칭(ZVS)을 위해 전력 스위치 M1이 턴오프되면, 스너버 커패시터 Csn의 전압 vsn의 예상 최대값은 라인 전압 vg 이상이어야 한다.
[수학식 1]을 기초로 전압 vsn의 예상 최대값은 [수학식 5]와 같이 추정된다.
Figure pat00005
- 모드 II [t1-t2] -
LED 드라이버(100)에서 스너버 커패시터 Csn의 전압 vsn이 라인 전압 vg에 도달하면, 스너버 다이오드 Dsn2가 턴온된다. 스너버 다이오드 Dsn2가 턴온되면, 누설 인덕턴스 Llkg2의 나머지 에너지는 재활용되도록 입력 커패시터 Cin로 전달된다. 여기서, 전압 vsn은 상수값이며, 스너버 커패시터 Csn의 전압 vsn이 라인 전압 vg에 도달하는 동작은 [수학식 6]과 같다.
Figure pat00006
모드 II에서 LED 드라이버(100)는 전력 스위치 M1의 전류 iM1를 추정하기 위해서, t1에서 누설 인덕턴스 Llkg2의 스위치 전류를 계산해야 한다. [수학식 6]을 기초로 전압 vsn(t1)이 라인 전압 vg와 같다는 사실에서, [수학식 1]을 기초로 t1은[수학식 7]과 같이 계산된다.
Figure pat00007
LED 드라이버(100)는 iCsn(t1)이 iLlkg2(t1)와 같다는 사실에서, [수학식 7]을 [수학식 3]에 포함시켜, t1에서의 누설 인덕턴스 Llkg2의 전류 iLlkg2(t1)는 [수학식 8]과 같이 산출된다.
Figure pat00008
모드 II에서 누설 인덕턴스 Llkg2의 전류는 라인 전압 vg와 2차권선 N2의 반사 전압의 전압차이에 의해 선형적으로 감소된다. 그러므로, 누설 인덕턴스 Llkg2의 전류는 [수학식 9]로 추정된다.
Figure pat00009
결국, 전력 스위치 M1의 전류는 [수학식 10]에 의해 산출된다.
Figure pat00010
- 모드 III [t2-t3] -
모드 III의 LED 드라이버(100)에서 누설 인덕턴스 Llkg2의 에너지는 커패시터 Cin로 완전히 전송된다. 즉, t2에서 누설 인덕턴스 Llkg2가 0이라는 사실에서, [수학식 8] 및 [수학식 9]로부터 t2는 [수학식 11]과 같이 계산된다.
Figure pat00011
모드 III에서 누설 인덕턴스 Llkg2의 에너지가 커패시터 Cin로 완전히 전송된 후 스너버 다이오드 Dsn1과 Dsn2는 턴오프된다. 따라서, 스너버 커패시터 Csn의 전압 vsn은 [수학식12]와 같이 변경되지 않는다.
Figure pat00012
여기서, 전력 스위치 M1의 전류는 오직 iLm이고, 전력 스위치 M1의 전류는 [수학식 13]과 같다.
Figure pat00013
- 모드 IV [t3-t4] -
모드 IV에서 전력 스위치 M1은 턴오프되고, 스너버 커패시터 Csn에 저장된 에너지는 출력(Co 및 LEDs)과 함께 자화 인덕턴스 Lm으로 전달된다. 여기서, 스너버 커패시터 Csn에 저장된 에너지의 전류 경로는 Csn, Dsn2, Llkg1, Lm 및 출력(Co 및 LED)을 경유한다. 여기서, 스너버 커패시터 Csn의 전압 vsn은 [수학식 14]와 같이 추정된다.
[수학식 14]에서 w0 _ 4은 [수학식15]와 같다.
Figure pat00015
[수학식 16]에서 D는 듀티 비이고, T는 하나의 스위칭 사이클의 주기를 나타낸다. [수학식 14]에 근거하여, 전력 스위치 M1의 드레인 전압 vd는 [수학식 16]에 의해 산출된다.
Figure pat00016
[수학식 16]은 두 개의 삼각 함수에 의해 직관적이지 않으며, [수학식 17]에서 자화 인덕턴스 Lm 및 스너버 커패시터 Csn의 시정수(Time Constant)는 모드 IV의 시간 간격보다 더 큰 것으로 가정한다.
Figure pat00017
따라서, [수학식 16]은 [수학식 18]과 같이 단순 1차 테일러 급수로 표현될 수 있다.
Figure pat00018
예상된 바와 같이, [수학식 18]에 따른 대략적인 결과는 스너버 커패시터 Csn의 커패시터 균등화와 동일하다. 전력 스위치 M1의 드레인 전압 vd는 영전압 스위칭(ZVS)이 수행되어, 스너버 커패시터 Csn 때문에 천천히 상승한다.
- 모드 V [t4-t5] -
LED 드라이버(100)에서 스너버 커패시터 Csn에 저장된 에너지가 완전히 방전될 때, 출력 다이오드 Do는 켜지고, 스너버 네트워크는 다음 스위칭 주기가 되기 전까지 비활성상태를 유지한다. 여기서, 전력 스위치 M1의 드레인 전압 vd는 턴온된 출력 다이오드 Do에 의해 고정되고, 본 실시예에 따른 LED 드라이버(100)에서 전력 스위치 M1의 최대 드레인 전압 vd은 [수학식 19]와 같이, vg와 같다.
Figure pat00019
본 실시예에 따른 LED 드라이버(100)는 간단하고 고효율 오프라인 비 절연 LED 드라이버로 구현하기 위해 벅 컨버터를 기반으로 제안되었으며, 간단하고 저비용 구조를 유지하면서 전력 효율성을 높이고, 전원 스위치의 소프트 스위칭 동작을 위해 트랜스포머 결합 재사용 스버너 회로(TCR Snubber)가 사용된다. 스너버 인덕터는 메인 인덕터의 코어(결합 인덕터)에 병합되어 있기 때문에, 스너버 네트워크는 하나의 추가 커패시터와 두 개 다이오드만을 필요로 한다.
본 실시예에 따른 트랜스포머 결합 재사용 스너버 회로는 복수의 엘이디(LED: Lighting Emitting Diode)가 직렬로 연결된 엘이디 모듈에만 연결되는 것으로 기재하고 있으나 반드시 이에 한정되는 것은 아니다. 예컨대, 트랜스포머 결합 재사용 스너버 회로는 직렬로 연결된 복수 개의 부하를 포함하는 부하 회로와 연결될 수 있다.
이상의 설명은 본 실시예의 기술 사상을 예시적으로 설명한 것에 불과한 것으로서, 본 실시예가 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 본 실시예의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 다양한 수정 및 변형이 가능할 것이다. 따라서, 본 실시예들은 본 실시예의 기술 사상을 한정하기 위한 것이 아니라 설명하기 위한 것이고, 이러한 실시예에 의하여 본 실시예의 기술 사상의 범위가 한정되는 것은 아니다. 본 실시예의 보호 범위는 아래의 청구범위에 의하여 해석되어야 하며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 기술 사상은 본 실시예의 권리범위에 포함되는 것으로 해석되어야 할 것이다.
100: LED 드라이버

Claims (10)

1차권선(N1);
상기 1차권선(N1)에 의해 유도 기전력을 수신하는 2차권선(N2) 및 제1 스너버 다이오드(Dsn1)가 직렬로 연결된 제1 직렬회로;
일단이 상기 1차권선(N1)의 일단에 연결되고, 타단이 상기 제1 직렬회로의 일단에 연결되는 제2 스너버 다이오드(Dsn2); 및
일단은 상기 제1 직렬회로의 일단과 상기 제2 스너버 다이오드(Dsn2)의 타단의 접점에 연결되고, 타단은 상기 제1 직렬회로의 타단과 연결되되, 상기 제1 직렬회로의 타단과의 연결은 전력 스위치(M1)를 경유하여 연결되는 스너버 커패시터(Csn)
를 포함하는 것을 특징으로 하는 트랜스포머 결합 재사용 스버너 회로.
제 1 항에 있어서,
상기 제2 스너버 다이오드가 턴온될 때, 상기 2차권선이 갖는 누설 인덕턴스의 자기 에너지를 전달받는 입력 커패시터(Cin)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 트랜스포머 결합 재사용 스버너 회로.
제 2 항에 있어서,
상기 입력 커패시터(Cin)는,
상기 스너버 커패시터(Csn)를 충전하고 남은 상기 누설 인덕턴스의 자기 에너지를 입력 받는 것을 특징으로 하는 트랜스포머 결합 재사용 스버너 회로.
제 1 항에 있어서,
상기 스너버 커패시터(Csn) 및 전력 스위치(M1)가 연결된 접점에 애노드가 연결되고, 상기 1차권선의 일단에 캐소드가 연결된 출력 다이오드(Do)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 트랜스포머 결합 재사용 스버너 회로.
제 4 항에 있어서,
상기 출력 다이오드(Do)는,
상기 스너버 커패시터(Csn)에 충전된 전압이 모두 방전될 때 턴온되어 상기 1차권선의 자화 인덕턴스(Lm)의 자기 에너지가 연속적으로 출력하여 방출하도록 하는 것을 특징으로 하는 트랜스포머 결합 재사용 스버너 회로.
제 4 항에 있어서,
상기 출력 다이오드(Do)의 양단에 병렬로 연결된 부하 회로를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 트랜스포머 결합 재사용 스버너 회로.
제 1 항에 있어서,
상기 전력 스위치(M1)가 턴오프 시, 영전압 스위칭(Zero-Voltage Switching)을 수행하는 것을 특징으로 하는 트랜스포머 결합 재사용 스버너 회로.
제 1 항에 있어서,
상기 전력 스위치(M1)가 턴온 시, 영전류 스위칭(Zero-Current Switching)을 수행하는 것을 특징으로 하는 트랜스포머 결합 재사용 스버너 회로.
제 1 항에 있어서,
상기 제1 직렬회로는,
상기 2차권선(N2)의 일단에 상기 제1 스너버 다이오드(Dsn1)의 애노드가 직렬로 연결되는 것을 특징으로 하는 트랜스포머 결합 재사용 스버너 회로.
제 1 항에 있어서,
상기 제1 직렬회로는,
상기 2차권선(N2)의 타단에 상기 제1 스너버 다이오드(Dsn1)의 캐소드가 직렬로 연결되는 것을 특징으로 하는 트랜스포머 결합 재사용 스버너 회로.
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