JPH0327773A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は産業用や民生用の電子機器に直流安定化電圧を
供給するスイッチング電源装置に関するものである。

従来の技術 近年、スイッチング電源装置は電子機器の低価格化・小
型化・高性能化・省エネルギー化に伴い、より小型で出
力の安定性が高く高効率なものが強く求められている。

以下に従来のスイッチング電源装置について説明する。

従来、この種のスイッチング電源装置として、自励フラ
イバック型スイッチング電源装置が構成部品も少なく安
価に作ることが可能なため、一般的に広く用いられてい
る。しかし、スイッチング周波数が出力電流により大き
く変化し電子機器に対する干渉や整流平滑回路が大型化
するなどの課題があることが知られている。

このような従来の課題を解決する方法として、すでに第
４図に示すような構成の回生制御型スイッチング電源装
置が考案されている。第４図において、１は入力直流電
源で交流電圧を整流平滑することで、もしくは電池など
で構成されるものであり、入力端子２−２゜に入力電圧
を供給し正電圧を入力端子２に接続し、負電圧を入力端
子２゜に接続している。３はトランスであり、１次巻線
３ａの一端を入力端子２に接続し他端をスイッチング素
子４を介して入力端子２“に接続し、２次巻線３Ｃの一
端を出力端子１０゜に接続し他端をダイオード７を介し
て出力端子１０に接続し、バイアス巻線３ｂの一端を入
力端子２゜に接続し他端を同期発振回路６に接続してい
る。４はスイッチング素子であり、制御端子に印加され
る同期発振回路６のオン・オフ信号によりオン・オフし
て入力電圧を前記１次巻線３ａに印加したり遮断したり
する。６は同期発振回路であり、スイッチング素子４を
決められたオン期間でオン動作させ、スイッチング素子
４のオフ期間を前記バイアス巻線３ｂの誘起電圧の極性
が反転するまで持続するようにオフ動作させ、このオン
・オフの繰返しにより発振を続けるものである。１４は
２次スイッチング素子であり、スイッチング素子４のオ
ン期間に貯えられたトランス３のエネルギーが、スイッ
チング素子４のオフ期間に前記２次巻線３Ｃを介して整
流ダイオード７又は前記２次スイッチング素子１４から
平滑なコンデンサ８に放出された後、今度は逆に平滑コ
ンデンサ８から前記２次スイッチング素子１４を介して
前記２次巻線３Ｃに２次電流を流す逆流期間を、制御回
路１５より制御される。７は整流ダイオードであり、ア
／ード側を前記２次巻線３Ｃの一端に接続しカソード側
を出力端子１０に接続する。８は平滑コンデンサであり
、出力端子１０−１０゜間に接続され前記２次巻線３ｃ
の誘起電圧を整流ダイオード７を介して整流し、平滑コ
ンデンサ８により平滑して出力電圧とする。１５は制御
回路であり、出力端子１０−１０゜間の出力電圧を検出
し内部基準電圧と比較して、２次スイッチング素子１４
の前記２次電流を流す逆流期間を変化させる。

次に第５図も参照して詳しく動作説明を行う。

第５図においてｔａ）はスイッチング素子４の両端電圧
波形ＶＤＳを示しており、ｆｂ）は前記１次巻線３ａに
流れる１次電流Ｉｏを示しており、（Ｃｌは同期発振回
路６の駆動パルス波形Ｖ　ｃ　＋を示しており、（ｄ）
は前記２次巻線３Ｃに流れる２次電流波形１ｏを示して
おり、（ｅ）は２次スイッチング素子１４の駆動パルス
波形ＶＧ２を示しており、オフ期間中で斜線で示した期
間が前記２次巻線３Ｃに２次電流を流す逆流期間を示し
ている。同期発振回路６により決められたオン期間で動
作するスイッチング素子４のオン期間に前記１次巻線３
ａを介して流れるｌ次電流によりトランス３に磁束が発
生しエネルギーが蓄積される。この時トランス３の２次
巻線３Ｃに誘起電圧が発生するが、整流ダイオード７を
逆バイアスする方向に電圧が印加されるように構成され
るとともに２次スイッチング素子１４はオフしているよ
うに構威されている。同時発振回路６のオフ信号でスイ
ッチング素子４がオフすると前記１次巻線３ａにフライ
バック電圧が発生すると同時に、前記２次巻線３ｃにも
フライバック電圧が発生し、整流ダイオード７を順バイ
アスする方向に電圧が印加されるため、トランス３に蓄
積されたエネルギーが前記２次巻線３ｃを介して２次電
流として放出され、平滑コンデンサ８により平滑されて
出力電圧として出力端子１〇一１０゜に供給される。こ
の時２次スイッチング素子１４も制御回路１５によりオ
ンされるがどちらを２次電流がながれでも特に動作変化
は生じない。トランス３に蓄積されたエネルギーがすべ
て放出され２次電圧がゼロになると、すでにオンしてい
る２次スイッチング素子１４を介して平滑コンデンサ８
の両端電流すなわち出力電圧は前記２次巻線３Ｃに印加
されるため、平滑コンデンサ８より逆方向に２次電流が
流れ、トランス３に前記とは逆方向の磁束が発生しエネ
ルギーが蓄積される。この状態ではトランス３の各巻線
に発生する誘起電圧の極性は変化しないため、前記バイ
アス巻線３ｂのフライバック電圧も変化しないため同期
発振回路６はスイッチング素子４のオフ期間を接続させ
る。制御回路１５により２次スイッチング素子１４のオ
ン期間は制御されており、２次スイッチング素子１４が
オフするとトランス３の各巻線に発生する誘起電圧は極
性が反転するため、前記２次巻線３ｃに発生する誘起電
圧は整流ダイオード７を逆バイアスし、２次スイッチン
グ素子１４もオフしているため２次巻線電流は流れなく
なり、前記１次巻線３ａに発生する誘起電圧はスイッチ
ング素子４の接続端を負電圧に、入力端子２の接続端を
正電圧にする方向に発生するため、ダイオード５を介し
て入力直流電源１を充電する方向に１次電流が流れ、オ
フ期間中に蓄積されたトランス３のエネルギーを入力直
流電源１に電力回生を行う。この時に前記バイアス巻線
３ｂに発生する誘起電圧の極性も反転するため、同期発
振回路６はスイッチング素子４はオンさせるが、１次電
流がどちらを流れても特に動作上変化は生じない。オフ
期間にトランス３に蓄積されたエネルギーがすべて放出
され１次電流がゼロになると、すでにオンしているスイ
ッチング素子４を介して入力電源１より前記とは逆方向
に放電するように１次電流が流れてトランス３に磁束が
発生しエネルギーが蓄積される。この状態ではトランス
３の各巻線に発生する誘起電圧の極性は変化せず、同期
発振回路６によりスイッチング素子４はオンを持続する
。同期発振回路６により決められたオン期間で動作する
スイッチング素４がオフするとトランス３に蓄積された
エネルギーは前記２次巻線３Ｃを介して２次電流として
放出される。これらの動作を繰り返すことで、出力電圧
は連続的に出力端子１０−１０’より供給される。

さらに出力電圧が安定に制御される動作について詳しく
説明する。第５図に各動作波形を示しているが、同期発
振回路６の駆動パルス波形ＶＣ＋のオフ期間（．ｔ１〜
ｔ３）をＴＯＦＦとし、そのうち２次電流１ｏの逆流期
（ｔ２〜ｔ３）Ｔ’ＯＦＦとし、一方オン期間（ｔ３〜
ｔｓ）をＴＯＮとし、そのうち１次電流１ｏの回生期間
（ｔ３〜ｔ４）をＴ’ＯＮとする。この時の出力端子１
１−１１’より出力電流ｒｏｕ丁は、 −　２　７　’ＯＦＦ）で表され、出力電圧Ｖ　ＯＵＴ
はあり、ＴＯＮはスイッチング素子４のオン期間であ−
り、ＴＯＦＦはスイッチング素子４のオフ期間であり、
Ｔは発振周期である。

前記オン期間ＴＯＮは、同期発振回路６により決められ
た一定値に保たれているため、出力電圧Ｙｏｕｒが一定
であれば前記オフ期間ＴＯＦＦ　も一定で発振周波数ｆ
も一定となる。しかし前記逆流期間Ｔ　’ＯＦＦは制御
回路１５により制御される２次スイッチング素子１４で
変化でき、出力電流１　０ＵＴが変化すると前記関係式
よりＩ　ｏｕｔ　＝　Ｋ　Ｘ　（　Ｔ　ＯＦＦ２　Ｔ　
’ＯＦＦ） る。

ここでは、Ｎｓは前記２次巻線３ｃの巻線数であり、Ｎ
ｐは前記１次巻線３ａの巻線数であり、Ｌｓは前記２次
巻線３ｃのインダクタンス値であり、ＶＩＮは直流電源
１より供給される入力電圧でＶ　ＯＵＴが一定であれば
一定となる。）で表されるように、前記逆流期間Ｔ′Ｏ
ＦＦを変化することで制御可能となる。さらに前記入力
電圧ＶＩＮの変化に対しても、前記関係式 Ｔ’ＯＦＦを変化させることで制御可能となる。以上の
ことより、出力電圧Ｖ　ＯＩＪＴは、制御回路１５によ
り制御される２次スイッチング素子１４のオン期間を制
御することで逆流期間Ｔ’ＯＦＦを変化させ、絶えず一
定となるように制御される。

第６図は、出力電流１ｏυ丁が変化しとた時の各動作波
形で、第６図において第５図と同じものは同一の符号を
記し説明は省略する。第６図で実線は出力端子１０−１
０’より出力電流ｉｏυ丁が最大に流れている時でいわ
ゆる最大負荷時を示し、点線は出力電流１　０ＵＴがゼ
ロの時でいわゆる無負荷時を示している。入力電圧が一
定であればＴｏＮ期間か一定であることから磁束変化幅
ΔＢは絶えず一定となる。

発明が解決しようとする課題 このような回生制御型スイッチング電源装置では、スイ
ッチング素子４がターンオフする際にトランス３の漏れ
インダクタンスに起因するサージ電圧が、最大負荷時で
従来の自励フライパック型スイッチング電源装置と同程
度、また、軽負荷時においてはターンオフ直前の１次電
流のピーク値が大きくなるため、従来の自励フライパッ
ク型スイッチング電源装置以上に発生する。回生制御型
スイッチング電源装置の場合、スイッチング素子４のタ
ーンオン時のエネルギー回生能力により、スイッチング
素子４の両端にスナバ用コンデンサを接続してもターン
オン損失とならず、ターンオン時のサージ電圧を効率的
に抑制できるという効果があるが、このコンデンサとト
ランス３の漏れインダクタンスとの共振エネルギーも大
きくなり、スイッチング素子４の両端電圧にオフ期間を
通してリンギング波形が重畳しノイズ源となってしまう
。さらにこのようなスナバ用コンデンサの付加ハ、その
キャパシタンスに大きなものが必要になるほど、電源の
小型化のためのスイッチング周波数の高周波化の妨げと
なる。

本発明は負荷の変動に伴うスイッチング周波数の変化を
抑制するという回生制御型スイッチング電源装置の有効
性を損うことなく、スイッチング素子のターンオフ時の
サージ電圧やオフ期間中のリンギング波形を効率良く抑
制するスイッチング電源装置を提供することを目的とす
るものである。

課題を解決するための手段 この目的を達戊するために本発明のスイッチング電源装
置は、オン・オフを繰り返す第１のスイッチ手段と、少
なくとも１次巻線と１つ以上の２次巻線を有するトラン
スと、前記第１のスイッチ手段がオンのとき入力電圧を
前記トランスの１次巻線に印加して前記トランスにエネ
ルギーを貯え、前記第１のスイッチ手段がオフのとき前
記トランスの２次巻線から放出されるエネルギーより出
力を得る第１の整流平滑手段と、前記第１のスイッチ手
段がオフのとき前記トランスの１次巻線から放出される
エネルギーより直流電圧を得る第２の整流平滑手段と、
前記第１のスイッチ手段と交互にオン・オフを繰り返す
第２のスイッチ手段を介して前記直流電圧が前記トラン
スの１次巻線に印加され前記トランスにエネルギーを貯
え、前記第２のスイッチ手段がオフのとき前記トランス
に貯えられたエネルギーを前記トランスの１次巻線より
前記入力電圧へ回生し、前記出力の電圧制御を前記第２
のスイッチ手段のオン期間を変化させることで行うよう
に構成するものである。

作用 この構成によって、第１のスイッチ手段がターンオフし
てその電位が上昇しても、第２の整流平滑手段で作られ
た直流電圧と入力電圧の和の電位でクランプされ、サー
ジ電圧の発生は抑制される。さらに第２のスイッチ手段
がオンしているためトランスの１次巻線にはこの直流電
圧が印加され、リンギングも発生しない。また、出力電
圧の安定化は第１のスイッチ手段のオフ期間の調整、即
ち第２のスイッチ手段のオン期間の調整により可能であ
り、出力電流の変動によるスイッチング周波数の変化も
従来の回生制御型スイッチング電源装置並みに抑えるこ
こができる。

実施例 以下本発明の一実施例について、図面を参照しながら説
明する。

第１図は本発明の第１の実施例におけるスイッチング電
源装置の構戊を示すものである。第１図において、第５
図と同じものは同一の符号を記し説明は省略する。１は
直流電源であり、２−２゜は入力端子であり、３はトラ
ンスで１次巻線３ａ．２次巻線３ｃ，バイアス巻線３ｂ
を有しており、４は第１のスイッチ手段としてのスイッ
チング素子であり、５はダイオードであり、６は同期発
振回路であり、７は整流ダイオードであり、８は平滑コ
ンデンサであり、ダイオード７と平滑コンデンサ８とで
第１の整流平滑回路を構成する。９は制御回路であり、
１０−１０゜は出力端子である。

１１は第２のスイッチ手段としてのスイッチング素子で
あり、制御回路９によりオンオフされる。尚、制御回路
９はその内部で出力端子１０−１０゛に接続される部分
とスイッチング素子１１を駆動する部分とは絶縁されて
いるものとする。

１２は整流ダイオード、１３は平滑コンデンサであり、
整流ダイオード１２と平滑コンデンサ１３で第２の整流
平滑回路を構成する。以上のように構成されたスイッチ
ング電源装置について、以下にその動作を第２図の各部
動作波形を参照しながら説明する。

第２図において（ａ）はスイッチング素子４の両端電圧
波形Ｖｏｓを示しており、（ｂ）は前記スイッチング素
子４またはダイオード５に流れる１次電流Ｉｏを示して
おり、（Ｃ）は同期発振回路６の駆動パルス波形ＶＧＩ
を示しており、（ｄ）は前記スイッチング素子１１また
は整流ダイオード１２に流れる１次電流１ｃを示してお
り、（ｅ）はスイッチング素子ｌ１への駆動パルス波形
Ｖｃ２を示しており、（ｆ）は前記２次巻線３ｃに流れ
る２次電流１ｏを示しており、（励はトランス３の磁束
φの変化を示している。同期発振回路６により決められ
たオン期間で動作するスイッチング素子４のオン期間に
前記１次巻線３ａを介して流れる１次電流Ｉｏによりト
ランス３に磁束が発生しエネルギーが蓄積される。この
時トランス３の２次巻線３Ｃに誘起電圧が発生するが、
整流ダイオード７を逆バイアスする方向に電圧が印加さ
れるように構成され、１次側の整流ダイオード１２も逆
バイアスされ、スイッチング素子１１はオフしているよ
うに構威されている。同期発振回路６のオフ信号でスイ
ッチング素子４がオフすると前記１次巻線３ａにフライ
バック電圧が発生し、整流ダイオード１２が順バイアス
されると同時に、前記２次巻線３Ｃにもフライバック電
圧が発生し、整流ダイオード７を順バイアスする方向に
電圧が印加されるため、トランス３に蓄積されたエネル
ギーが前記１次巻線３ａと整流ダイオード１２を介して
１次電流ＩＣとして放出され、平滑コンデンサ１３によ
り平滑されて直流電圧Ｖｃ　として供給されるとともに
、前記２次巻線３Ｃを介して２次電流１ｏとして放出さ
れ、平滑コンデンサ８により平滑されて出力電圧Ｖ　Ｏ
ＵＴとして出力端子１０−１０’に供給される。この時
スイッチング素子１１は制御回路９によりオンされるが
整流ダイオード１２とスイッチング素子１１のどちらを
１次電流Ｉｃが流れても特に動作上変化は生じない。寄
生容量等のキャバシタンス成分を考えなければ、スイッ
チング素子４がオフしてトランス３の各巻線の電圧が反
転した際、トランス３に蓄えられたエネルギーは、漏れ
インダクタンスの影響でまず１次巻線３ａから放出する
。即ち、１次電流Ｉｃは１次電流Ｉｏの最終値ＩＰを初
期値として流れだし、２次電流１ｏはゼロから立上がる
。この時、トランス３の磁束φは１次巻線３ａに直流電
圧ＶＣが印加された状態でその蓄積エネルギーを放出す
るので直線的に減少する。１次電流１ｃ　も従って単調
に減少していき、やがてＯＡとなるが、スイッチング素
子１１がオンしているため、今度は逆に平滑コンデンサ
１３からの放電電流がスイッチング素子１１を介して１
次巻線３ａへ流れるようになる。１次巻線３ａには直流
電圧Ｖｃが印加されているので、整流ダイオード７は順
バイアスされており、２次電流１ｏは流れ続ける。スイ
ッチング素子４のオン期間中にトランス３に蓄えられた
エネルギーが放出し終わった後も、スイッチング素子１
１によって直流電圧■　が印加されることによりトラス
３は逆励磁されエネルギーが逆方向に蓄えられる。制御
回路９によってスイッチング素子１１がオフするとトラ
ンス３の各巻線電圧は反転し、整流ダイオード７は逆バ
イアスされ、２次電流Ｉｏは流れなくなり、１次巻線３
ａに発生する誘起電圧はスイッチング素子４の接続端を
負電圧に、入力端子２の接続端を正電圧にする方向に発
生するため、ダイオード５を介して入力直流電源１を充
電する方向に１次電流Ｉｏが流れ、オフ期間中に蓄積さ
れたトランス３のエネルギーを入力直流電源１に電力回
生を行う。この時に前記バイアス巻線３ｂに発生する誘
起電圧の極性も反転するため、同期発振回路６はスイッ
チング素子４をオンさせるが、１次電流ｒｏがどちらを
流れても特に動作上変化は生じない。オフ期間にトラン
ス３に蓄積されたエネルギーがすべて放出され１次電流
がゼロになると、すでにオンしているスイッチング素子
４を介して入力直流電源１より前記とは逆方向に放電す
るように１次電流Ｉｏが流れてトランス３に磁束が発生
しエネルギーが蓄積される。

この状態ではトランス３の各巻線に発生する誘起電圧の
極性は変化せず、同期発振回路６によりスイッチング素
子４はオンを持続する。同期発振回路６により決められ
たオン期間で動作するスイッチング素子４がオフすると
、トランス３に蓄積されたエネルギーは前記１次巻線３
ａを介して平滑コンデンサ１３及び、前記２次巻線３Ｃ
を介して２次電流Ｉｏとして出力に放出される。これら
の動作を繰返すことで、出力電圧は連続的に出力端子１
０−１０゜より供給される。

さらに出力電圧が安定に制御される動作について詳しく
説明する。第２図に各動作波形を示しているが、同期発
振回路６の駆動パルス波形ＶＧＩのオフ期間（ｔＩ−ｔ
３）をＴＯＦＦとし、そのうち、トランス３の逆励磁期
間（１２〜ｔ３）をＴ’ＯＦＦとし、一方オン期間（ｔ
３〜ｔｓ）をＴＯＮとし、そのうち１次電流ＩＤの回生
期間（ｔ３〜ｔ４）をＴ’ＯＮとする。本発明によるス
イッチング電源装置の安定動作中では直流電圧Ｖｃは、
平滑コンデンサ１３の容量が充分大きく、ほとんど変動
せず、そのリップル電流であるオフ期間中の１次電流１
０Ｎは充放電電流が等しく、その平均電流はＯＡである
から、２次巻線３Ｃから放出され、出力端子１０−１０
゜から供給されるエネルギーは、オン期間中にトランス
３に蓄えられたエネルギーから、Ｔ’ＯＮ期間中に入力
直流電源１へ回生されるエネルギーの差に等しくなる。

一方直流電圧ＶＣは で表されることは、従来例で説明した回生制御型スイッ
チング電源装置の出力電圧の安定化動作で、直流電圧Ｖ
ｃを無負荷の出力電圧と考えれば自明である。さらに本
発明におけるスイッチング電源装置の出力電圧Ｖ　ＯＵ
Ｔは、２次巻線３Ｃのフライパック電圧を整流して得ら
れることからであり、直流電圧Ｖｃを調整することによ
り、出力電圧Ｖ　ＯＵＴも調整できることがわかる。例
えば、出力電流Ｉ　ＯＵＴが減少し出力電圧ＶＯＵＴが
上昇した場合、制御回路９により、スイッチング素子１
１のオン期間（即ち、スイッチング素子４のオフ期間Ｔ
ＯＦＦ）が大きくなり、コンデンサ１３は充電電荷より
も放電電荷の量が大きくなり、直流電圧Ｖｃは低下して
いく。直流電圧ｖｃが低下すると出力電圧Ｖｏｌｔ↑も
低下するとともに、オフ期間中にトランス３の巻線に発
生・印加される電圧Ｖｃが低下するため、１次電流１ｃ
の傾きも緩和され、最終的には出力電圧Ｖ　ＯＵＴが所
定の電圧となるような直流電圧Ｖｃに落着く。即ち、出
力電圧■０υ丁はスイッチング素子１１のオン期間を調
整することで安定化が可能となる。もともと出力電流Ｉ
　ＯＵＴの変動に伴う出力電圧ＶＯυＴの変動（ロード
レギ一レーシジン）を補正するための直流電圧ＶＣの変
動分は少なく、従ってオン期間ＴＯＮが一定ならば、オ
フ期間ＴＯＰＦもほとんど変動せず、スイッチング周波
数や磁束変化幅ΔＢもほぼ一定となる。この様子は、第
２図の破線で表わしておく。

次に本発明の第２の実施例について図面を参照しながら
説明する。第３図は本発明の第２の実施例を示すスイッ
チング電源装置の構成図である。

同図において第１図と同じものは同一の符号を記し説明
は省略する。１は直流電源であり、２−２゜は入力端子
であり、３はトランスであり、４は第１のスイッチング
手段としてのスイッチング素子であり、５はダイオード
であり、６は同期発振回路であり、７は整流ダイオード
であり、８は平滑コンデンサであり、９は制御回路であ
り、１〇一１０’は出力端子であり、１１は第２のスイ
・ソチ手段としてのスイッチング素子であり、１２は整
流ダイオードであり、１３は平滑コンデンサであり、１
６．１７はスナバ用コンデンサである。第３図のように
スイッチング素子４の両端にスナパ用コンデンサ１６を
持続してスイッチング素子４のターンオフ時の電圧波形
の急峻な立上がりを緩和することができる。従来の回生
制御型スイッチング電源装置の説明でも少し触れたが、
本発明のスイッチング電源装置にも同様の回生能力があ
り、このスナパ用コンデンサ１６に貯えられた電荷はス
イッチング素子１１のターンオフ時に入力直流電源１へ
電力回生されるため、スイッチング素子４のターンオン
損失にはならない。また、２次巻線３Ｃの両端に接続さ
れたスナバ用コンデンサ１７は、２次電流Ｉｏがスイッ
チング素子１１のターンオフ時に急峻にＯＡとなること
で整流ダイオード７の両端に発生するサージ電圧を抑制
することができる。これらのような過渡時以外の動作は
第１図で説明した実施例と同様であるので省略する。ま
た、これらのスナパ用コンデンサを付加した場合、過渡
時においてトランス３の各巻線の出力インピーダンスが
変化し、特にスイッチング素子４のオフ時の各巻線電流
の電流初期値が変化する。

しかしながら制御動作そのものへの影響は少なく、むし
ろ、オフ時１次電流Ｉｃのピーク値が減少し、全体とし
て損失低下の効果がある。尚、スナバ用コンデンサ１６
は、１次巻線３ａの両端あるいはスイッチング素子１１
の両端に接続しても、その効果は同様であり、スナバ用
コンデンサ１７は整流ダイオード７の両端に接続しても
その効果は同様である。

発明の効果 以上のように本発明によれば、従来の回生制御型スイッ
チング電源装置が２次側整流素子にスイッチ手段を設け
てトランスの１次−２次間でエネルギーの回生を行なう
ことで出力を安定化するのに対し、１次巻線のフライバ
ック電圧を整流平滑して得られる直流電圧を利用し、そ
の整流素子にスイッチ手段を設けてエネルギーの回生を
行なうことで出力を安定化するので、スイッチング周波
数や磁束変化幅の負荷による変動がほとんどないという
特性を損なうことなく、１次側のスイッチング素子のオ
フ期間にかかる電圧は常に入力電圧と前記直流電圧の和
にクランプされ、ターンオフ時の過大なサージ電圧や、
リンギングを抑制することができる。しかもトランスの
１次−２次間ではなく、１次側でのみ電力回生するため
、回生電力のトランス変換効率による損失のない効率的
な電力回生が実現できるという効果も得られる。

さらに本発明によれば、その回生能力のためゼロクロス
ターンオンを実現しており、ターンオフ損失や高周波ノ
イズ低減のスナバ用コンデンサを付加してもその蓄積電
荷を入力電源へ回生するのでターンオン損失とならない
だけでなく、前記の通りリンギングも抑制される。特に
、トランスの２次側にスナバ用・コンデンサを付加すれ
ば、整流素子の耐圧保護となるのみならず、オフ期間中
の１次巻線電流すなわち１次側の直流電圧の平滑コンデ
ンサの充放電電流のピーク値が下がり、効率及び信頼性
の向上にもなる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例におけるスイッチング電
源装置を示す回路構戊図、第２図は本発明の第１図の回
路構成図の動作波形を示す説明図、第３図は本発明の第
２の実施例におけるスイッチング電源装置を示す回路構
成図、第４図は従来のスイッチング電源装置の回路構戊
図、第５図　第６図は従来の第４図の回路構成図の動作
波１ 形を示す説明図である。 １・・・・・・入力直流電源、２−２゜・・・・・・入
力端子、３・・・・・・トランス、４・・・・・・スイ
ッチング素子、５・・・・・・ダイオード、６・・・・
・・同期発振回路、７・・・・・・整流ダイオード、８
・・・・・・平滑コンデンサ、９・・・・・・制ｍ回路
、１０−１０゜・・・・・・出力端子、１１・・・・・
・スイッチング素子、１２・・・・・・整流ダイオード
、１３・・・・・・平滑コンデンサ。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）オン・オフを繰り返す第１のスイッチ手段と、少
   なくとも１次巻線と１つ以上の２次巻線を有するトラン
   スと、前記第１のスイッチ手段がオンのとき入力電圧を
   前記トランスの１次巻線に印加して前記トランスにエネ
   ルギーを貯え、前記第１のスイッチ手段がオフのとき前
   記トランスの２次巻線から放出されるエネルギーより出
   力を得る第１の整流平滑手段と、前記第１のスイッチ手
   段がオフのとき前記トランスの１次巻線から放出される
   エネルギーより直流電圧を得る第２の整流平滑手段と、
   前記第１のスイッチ手段と交互にオン・オフを繰り返す
   第２のスイッチ手段を介して前記直流電圧が前記トラン
   スの１次巻線に印加され前記トランスにエネルギーを貯
   え、前記第２のスイッチ手段がオフのとき前記トランス
   に貯えられたエネルギーを前記トランスの１次巻線より
   前記入力電圧へ回生し、前記出力の電圧制御を前記第２
   のスイッチ手段のオン期間を変化させることで行うよう
   に構成したスイッチング電源装置。
2. （２）第１のスイッチ手段の両端または第２のスイッチ
   手段の両端またはトランスの１次巻線の両端または２次
   巻線の両端にコンデンサを接続した請求項１記載のスイ
   ッチング電源装置。