JPH11187664A - スイッチング電源装置 - Google Patents

スイッチング電源装置

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JPH11187664A
JPH11187664A JP9352696A JP35269697A JPH11187664A JP H11187664 A JPH11187664 A JP H11187664A JP 9352696 A JP9352696 A JP 9352696A JP 35269697 A JP35269697 A JP 35269697A JP H11187664 A JPH11187664 A JP H11187664A
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voltage
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    • H02M3/01—Resonant DC/DC converters

Abstract

(57)【要約】 【課題】 リンギングチョークコンバータの欠点を解消
して、高効率、低ノイズ、小型軽量、低コストのスイッ
チング電源回路を提供する。 【解決手段】 第１のスイッチ回路Ｓ１をスイッチ素子
Ｑ１、ダイオードＤ１およびキャパシタＣ１の並列回路
で構成し、第２のスイッチ回路Ｓ２をスイッチ素子Ｑ
２、ダイオードＤ２およびキャパシタＣ２の並列回路で
構成し、第２のスイッチ回路Ｓ２、キャパシタＣ、イン
ダクタＬとからなる直列共振回路を構成し、第１、第２
のスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２を、両スイッチ素子が共にオ
フする期間を挟んで交互にオンオフする制御回路１１、
１２を設け、整流素子ＤｓにキャパシタＣｓを並列に接
続してキャパシタＣｓによる共振期間を設ける。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は直流安定化電源を
供給するスイッチング電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来より、電子機器に組み込まれるスイ
ッチング電源装置は、電子機器の小型化に伴い、小型化
とともに低損失化すなわち高効率化が要求されるように
なっている。
【０００３】少ない部品点数で、比較的低コストに構成
できるスイッチング電源装置としては、従来より実開昭
６３−１００９９３号に示すようなＲＣＣ（リンギング
チョークコンバータ）が用いられている。
【０００４】図２６は従来のＲＣＣ方式のスイッチング
電源装置の例を示す図である。同図においてＴはトラン
スであり、その１次巻線Ｔ１にスイッチ素子Ｑ１と入力
電源Ｅを直列に接続している。トランスＴの２次巻線Ｔ
２には整流ダイオードＤｓと平滑コンデンサＣｏからな
る整流平滑回路を設けている。この整流平滑出力部には
負荷が接続され、検出回路は負荷供給電圧を検出する。
トランスＴのバイアス巻線Ｔ３にはそのバイアス巻線Ｔ
３に生じる電圧に応じてスイッチ素子Ｑ１を制御する制
御回路を設けている。この制御回路はスイッチ素子Ｑ１
を自励発振させるとともに、絶縁回路を介して検出回路
の検出電圧に応じてスイッチ素子Ｑ１のオン時間を制御
することによって出力電圧の安定化を図る。
【０００５】図２７は図２６に示した各部の波形図であ
る。スイッチ素子Ｑ１は、Ｑ１に流れる電流ｉｄ１が高
い状態でオフされるため、スイッチ素子Ｑ１の両端電圧
Ｖｄｓ１には同図に示すような電圧サージが生じ、これ
が整流素子Ｄｓに流れる電流ｉｓにも現れる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】従来のＲＣＣ方式のス
イッチング電源装置においては、一般に次のような問題
が指摘されている。
【０００７】出力電流に応じてスイッチング周波数が
大きく変動するため、電子機器に対する干渉やＥＭＩノ
イズの発生が問題となる。
【０００８】スイッチング損失が大きい。（図２７に
おけるＱ１のターンオン時およびターンオフ時のＶｄｓ
１とｉｄ１との積がスイッチング損失となる。） トランスの漏れインダクタンスの悪影響によるエネル
ギ損失が大きい。
【０００９】図２７に示したように、スイッチ素子の
オフ時に電圧サージが発生するためスイッチ素子の高耐
圧性が要求される。
【００１０】２次側整流ダイオードのオフ時に電圧サ
ージが発生するため、２次側整流ダイオードの高耐圧性
が要求される。
【００１１】２次側整流ダイオードの逆回復損失が生
じる。
【００１２】スイッチ素子および２次側整流ダイオー
ドのスイッチングサージによるＥＭＩノイズが大きい。
【００１３】一方、特に出力電流の変動によるスイッチ
ング周波数の変動を小さくしてＥＭＩノイズの問題を解
消するためには、他励型フライバック方式のスイッチン
グ電源装置が一般に用いられている。他励型フライバッ
ク方式ではスイッチングトランジスタのスイッチング周
波数制御およびパルス幅制御が容易である、という特徴
を備えている。
【００１４】しかし、他励フライバック方式では、スイ
ッチングトランジスタを制御するための他励発振回路が
必要となるため、ＲＣＣ方式のような小型化、低コスト
化は困難である。
【００１５】また、スイッチング周波数の変動および電
圧サージの発生を抑制するものとして、特開平５−１９
１９７２号公報に、回生制御型のスイッチング電源装置
が示されている。この回生制御型のスイッチング電源
は、回路に２つのスイッチ手段を設け、この２つのスイ
ッチ手段のオン／オフ比を変化させることによって、出
力電圧の制御を行うようにし、エネルギの回生動作を行
い、出力電流の変動に伴うスイッチング周波数の変化を
抑制している。しかしながら、このような回生制御型の
スイッチング電源装置は、出力電流の変動に伴うスイッ
チング周波数の変化が抑制されるという長所を有するも
のの、回生動作の結果、トランスの磁束変化幅は出力電
流に関わらずほぼ一定となる。このため、回生制御型の
スイッチング電源装置は、従来のＲＣＣ方式のスイッチ
ング電源と比較して、軽負荷時において、ターンオフ直
前の１次電流のピーク値が大きいためターンオフ時のス
イッチング損失が大きくなり、またトランスの磁束変化
幅が最大のためトランスの損失が大きくなり、さらに回
生電流による導通損失が大きくなるため、軽負荷時の電
力変換効率が低いという問題があった。また、２次側整
流素子に流れる電流ピーク値が大きく、２次側整流素子
の実効電流が大きいために２次側における導通損失も大
きいという問題があった。
【００１６】この発明の目的は、ＲＣＣ方式のスイッチ
ング電源装置、他励フライバック方式のスイッチング電
源装置、回生制御型のスイッチング電源装置の上述した
各問題を解消して、高効率、低ノイズ、小型軽量、低コ
ストのスイッチング電源装置を提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】この発明の請求項１に係
るスイッチング電源装置は、トランスＴの１次巻線とイ
ンダクタＬとの直列回路に、第１のスイッチ回路と入力
電源が直列に接続されるとともに第２のスイッチ回路と
キャパシタＣの直列回路が前記トランスＴの１次巻線と
前記インダクタＬとの直列回路に並列に接続され、前記
トランスＴの２次巻線に整流素子Ｄｓを含む整流平滑回
路が設けられたものにおいて、第１のスイッチ回路を第
１のスイッチ素子Ｑ１、第１のダイオードＤ１、および
第１のキャパシタＣ１の並列接続回路で構成し、第２の
スイッチ回路を第２のスイッチ素子Ｑ２、第２のダイオ
ードＤ２、および第２のキャパシタＣ２の並列接続回路
で構成し、第１・第２のスイッチ素子を両スイッチ素子
が共にオフする期間を挟んで交互にオン／オフするスイ
ッチング制御回路を設けるとともに、前記整流平滑回路
の整流素子ＤｓにキャパシタＣｓを並列に接続する。
【００１８】また請求項２に係るスイッチング電源装置
は、トランスＴの１次巻線とインダクタＬとの直列回路
に、第１のスイッチ回路と入力電源が直列に接続される
とともに第２のスイッチ回路とキャパシタＣの直列回路
が前記トランスの１次巻線とインダクタＬと入力電源に
直列に接続され、前記トランスＴの２次巻線に整流素子
Ｄｓを含む整流平滑回路が設けられたものにおいて、第
１のスイッチ回路を第１のスイッチ素子Ｑ１、第１のダ
イオードＤ１、および第１のキャパシタＣ１の並列接続
回路で構成し、第２のスイッチ回路を第２のスイッチ素
子Ｑ２、第２のダイオードＤ２、および第２のキャパシ
タＣ２の並列接続回路で構成し、第１・第２のスイッチ
素子を両スイッチ素子が共にオフする期間を挟んで交互
にオン／オフするスイッチング制御回路を設けるととも
に、前記整流平滑回路の整流素子ＤｓにキャパシタＣｓ
を並列に接続する。
【００１９】この構成により次のような作用効果を奏す
る。
【００２０】スイッチ素子Ｑ１およびＱ２は零電圧で
ターンオンし、スイッチ素子Ｑ２は零電流付近でターン
オフするため、スイッチング損失が大幅に低減される。
【００２１】２次側の整流素子Ｄｓは零電流でターン
オンし、且つその電流波形は零電流から比較的急峻に立
ち上がり、電流の変化率が零となるピーク点に達した
後、再び零電流となってターンオフする波形となるた
め、整流素子に流れる電流波形が方形波により近い波形
となってピーク電流値が低く抑えられ、実効電流値が低
減されて導通損が低減される。
【００２２】請求項３に係るスイッチング電源装置は、
前記トランスＴに２つのバイアス巻線を設けるととも
に、前記スイッチング制御回路は、前記２つのバイアス
巻線に発生する１次巻線電圧に略比例した電圧をそれぞ
れ入力して前記第１のスイッチ素子Ｑ１および前記第２
のスイッチ素子Ｑ２をそれぞれ制御して自励発振させ
る。
【００２３】このように２つのバイアス巻線を用いるこ
とにより、グランドレベルの異なる２つのスイッチ素子
Ｑ１，Ｑ２を絶縁して駆動することができ、パルストラ
ンスやフォトカプラなどを用いて絶縁する必要がないた
め低コスト化が図れる。また、トランスＴの１次巻線電
圧にほぼ比例した電圧波形を用いることにより、スイッ
チ素子Ｑ２をスイッチ素子Ｑ１に同期して容易に駆動す
ることができる。また両スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２がとも
にオフとなる期間を容易に設けることができ、且つ２つ
のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２の同時オンによる破壊が防止
できる。さらに、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２を他励発振に
よりスイッチング制御するためのＩＣを用いる必要がな
いため、スイッチング制御回路が複雑化せず、全体に低
コスト化が図れる。
【００２４】請求項４に係るスイッチング電源装置は、
前記トランスＴに設けた１つのバイアス巻線に発生する
１次巻線電圧に略比例した電圧を入力して該電圧が正電
圧時と負電圧時に応じて前記第１・第２のスイッチ素子
Ｑ１・Ｑ２を交互にオン／オフ制御して自励発振させ
る。
【００２５】この構成によれば、１つのバイアス巻線を
用いるだけであるため、小型で低コストなトランスを用
いることになり、全体に小型で低コストなスイッチング
電源装置が得られる。
【００２６】請求項５に係るスイッチング電源装置は、
前記整流素子Ｄｓを、制御信号によりスイッチングする
スイッチ素子とする。請求項１〜４に記載の発明によれ
ば電圧サージの発生が抑制されるため、前記整流素子Ｄ
ｓとして低耐圧のスイッチ素子を用いることが可能とな
り、その結果、スイッチ素子のオン抵抗を低くすること
ができ、そのことにより２次側整流回路での導通損失を
低減できる。また、スイッチ素子として電界効果型トラ
ンジスタを用いた場合は、寄生ダイオードをダイオード
Ｄｓ、寄生キャパシタをキャパシタＣｓとして、それぞ
れ用いることができ、部品点数が削減できる。
【００２７】請求項６に係るスイッチング電源装置は、
前記トランスＴの１次巻線を２つ以上に分割し、該１次
巻線の分割出力端と前記１次巻線の一方の端部を前記第
１と第２のスイッチ回路のいずれかにそれぞれ接続す
る。
【００２８】トランスの１次巻線の分割比によってスイ
ッチ素子Ｑ１，Ｑ２に対する印加電圧が決定されるの
で、上記分割比の設定によってスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２
に要求される耐圧などの設計範囲が拡大する。
【００２９】請求項７に係るスイッチング電源装置は、
前記入力電源が直列に接続される前記１次巻線とは別の
１次巻線を前記トランスＴに設け、該別の１次巻線とイ
ンダクタＬとの直列回路に、前記第２のスイッチ回路を
並列に接続する。
【００３０】この構成により、入力電源に直列に接続さ
れる１次巻線と、この１次巻線とは別に設けた１次巻線
との巻数比によって２つのスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２に対
する印加電圧が決定されるので、上記巻数比の設計によ
りＱ１，Ｑ２に要求される耐圧を定めて設計範囲を拡大
することができる。
【００３１】請求項８に係るスイッチング電源装置は、
前記トランスＴを、該トランスＴの１次巻き線と２次巻
き線の全部または一部を兼用したインダクタンス素子と
する。これにより非絶縁型のスイッチング電源装置とな
り、小型のインダクタンス素子を用いることができ、全
体に小型化が図れ、且つ電磁エネルギ変換に伴う変換ロ
スも低減され、全体に高効率化を図ることができる。
【００３２】請求項９に係るスイッチング電源装置は、
前記スイッチ素子を電界効果型トランジスタとする。こ
れにより、電界効果型トランジスタの寄生ダイオードを
ダイオードＤ１またはＤ２として、寄生キャパシタをキ
ャパシタＣ１またはＣ２として用いることができ、部品
点数が削減できる。
【００３３】請求項１０に係るスイッチング電源装置
は、前記トランスＴの漏れインダクタンスにより前記イ
ンダクタＬを構成する。これにより、部品点数が削減さ
れるだけでなく、インダクタＬをエネルギの共振動作に
用いるため、トランスの漏れインダクタンスによるエネ
ルギ損失が低減できる。
【００３４】請求項１１に係るスイッチング電源装置
は、前記整流素子としてダイオードを用い、該ダイオー
ドの寄生容量を前記キャパシタＣｓとする。この構成に
より部品点数が削減され、小型低コスト化が図れる。
【００３５】請求項１２に係るスイッチング電源装置
は、トランスの２次巻線を２つ以上設け、各２次巻線の
出力部にそれぞれ整流平滑回路を設ける。これにより多
出力のスイッチング電源装置が構成される。これらの出
力のうち、直接フィードバックの掛かる出力が安定出力
となり、他の出力が準安定出力となるが、インダクタＬ
に蓄積されるエネルギが回生されるため、準安定出力に
ついても負荷変動による電圧安定化特性が改善される。
【００３６】請求項１３に係るスイッチング電源装置
は、前記トランスＴの１次巻き線間、前記トランスＴの
２次巻き線間、または前記１次巻き線と前記インダクタ
Ｌとの直列回路に対して並列にキャパシタＣ３を接続す
る。これにより、トランスの１次巻線間に接続したキャ
パシタまたは１次巻き線と前記インダクタＬとの直列回
路に対して並列に接続したキャパシタは、第１のスイッ
チ素子Ｑ１に並列接続されたキャパシタＣ１および第２
のスイッチング素子Ｑ２に並列に接続されたキャパシタ
Ｃ２と同様に作用し、トランスの２次巻線間に接続した
キャパシタは整流素子Ｄｓに並列接続されたキャパシタ
Ｃｓと同様に作用する。そのため、トランスの１次側ま
たは２次側における共振条件を定めることができる。
【００３７】請求項１４に係るスイッチング電源装置で
は、前記スイッチング制御回路は、前記キャパシタＣ１
の両端電圧が零電圧または零電圧付近まで低下した後に
第１のスイッチ素子Ｑ１をオンさせる。また請求項１５
に係るスイッチング電源装置では、前記スイッチング制
御回路は、前記キャパシタＣ２の両端電圧が零電圧また
は零電圧付近まで低下した後に第２のスイッチ素子Ｑ２
をオンさせる。
【００３８】この構成によりスイッチ素子Ｑ１またはＱ
２が零電圧ターンオン動作し、ターンオン時のスイッチ
ング損失が低減される。
【００３９】請求項１６に係るスイッチング電源装置で
は、前記スイッチング制御回路は、前記第２のスイッチ
素子Ｑ２に流れる電流が零または零付近でオフするよう
に、第２のスイッチ素子のオン期間を定める。第２のス
イッチ素子Ｑ２に流れる電流は、整流素子Ｄｓに流れる
電流とトランスの等価的な励磁インダクタンスに流れる
励磁電流との和であるため、整流素子Ｄｓに流れる電流
波形が零付近から立ち上がり、電流の変化率が零となる
ピーク点に達した後、再び零電流となってターンオフす
る波形となるように、前記スイッチング制御回路による
第２のスイッチ素子のオン期間を定める。これにより、
スイッチ素子Ｑ２がほぼ零電流ターンオフ動作し、ター
ンオフ時のスイッチング損失が低減される。
【００４０】請求項１７に係るスイッチング電源装置
は、前記整流素子Ｄｓに流れる電流波形が零付近から立
ち上がり、電流の変化率が零となるピーク点に達した
後、再び零電流となってターンオフする波形となるよう
に、インダクタＬとキャパシタＣとの共振条件によって
前記スイッチング制御回路による第２のスイッチ素子の
オン期間を定める。これにより整流素子Ｄｓに流れる電
流が急激な変化をともなわないため、スイッチング損失
および逆回復損失が低減される。また、ピーク電流値が
小さくなることにより、実効電流が低減され、導通損が
低減される。
【００４１】請求項１８に係るスイッチング電源装置で
は、前記キャパシタＣｓは、前記スイッチ素子Ｑ１また
はＱ２のオフ時に前記トランスＴの２次巻き線と共振し
て、前記キャパシタＣｓの両端電圧波形が正弦波形の一
部の波形を形成して、零電圧から立ち上がるように、ま
たは零電圧に向かって立ち下がるように、当該キャパシ
タＣｓの容量値を設定する。これによりキャパシタＣｓ
の両端電圧が急峻な変化を伴わず、整流素子Ｄｓのスイ
ッチング損失および逆回復損失が低減される。
【００４２】請求項１９に係るスイッチング電源装置で
は、前記スイッチング制御回路は、前記第１のスイッチ
素子Ｑ１のオン時間を変化させて前記整流平滑回路の出
力の電圧制御を行うとともに、前記整流平滑回路の出力
に接続される負荷の大きさに応じてトランスの逆方向へ
の励磁量が零または所定の一定量となるように前記第２
のスイッチ素子Ｑ２のオン時間を変化させる。これによ
り、たとえばトランスの逆方向への励磁量を零電圧スイ
ッチングのための必要最小限の量とした場合、第１のダ
イオードＤ１の導通期間をほとんどなくして導通損失を
ほとんど無くし、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２、ダイオード
Ｄ２、トランスＴなどの導通損失を低減することがで
き、軽負荷から重負荷まで高効率に動作させることがで
きる。
【００４３】請求項２０に係るスイッチング電源装置で
は、前記スイッチング制御回路は、前記第１のスイッチ
素子Ｑ１のオン時間および前記トランスＴの順方向への
励磁量に対する逆方向への励磁量の割合を、前記整流平
滑回路の出力に接続される負荷の大きさに応じて変化さ
せることにより前記整流平滑回路の出力の電圧制御を行
う。これにより軽負荷時における第１のスイッチング素
子Ｑ１のオン時間の短縮化が抑制され、スイッチング周
波数の変化幅が相対的に小さくなり、かつ軽負荷から重
負荷まで高効率に動作させることができる。
【００４４】請求項２１に係るスイッチング電源装置で
は、前記スイッチング制御回路は、前記トランスＴの順
方向への励磁量に対する逆方向への励磁量の割合を前記
整流平滑回路の出力に接続される負荷の大きさに応じて
変化させることにより前記整流平滑回路の出力の電圧制
御を行うとともに、前記第２のスイッチ素子Ｑ２のオン
時間をほぼ一定にする。これによりＱ２のオン・オフ周
期がほぼ一定になり、スイッチング周波数をほぼ一定に
保つことができ、スイッチング周波数の変動幅が制約さ
れた電源回路に適用できるようになる。
【００４５】
【発明の実施の形態】図１は第１の実施形態に係るスイ
ッチング電源回路の構成を示す図である。同図において
Ｔはトランスであり、その１次巻線Ｔ１とインダクタＬ
との直列回路に第１のスイッチ回路Ｓ１と入力電源Ｅを
直列に接続するとともに、第２のスイッチ回路Ｓ２とキ
ャパシタＣとの直列回路を１次巻線Ｔ１とインダクタＬ
との直列回路に対して並列に接続している。トランスＴ
の２次巻線Ｔ２には整流ダイオードＤｓと平滑コンデン
サＣｏからなる整流平滑回路を設けている。
【００４６】図１において第１のスイッチ回路Ｓ１は第
１のスイッチ素子Ｑ１，第１のダイオードＤ１、および
第１のキャパシタＣ１の並列接続回路で構成し、第２の
スイッチ回路Ｓ２は第２のスイッチ素子Ｑ２、第２のダ
イオードＤ２、および第２のキャパシタＣ２の並列接続
回路で構成している。トランスＴには２つのバイアス巻
線Ｔ３，Ｔ４を設け、バイアス巻線Ｔ３，Ｔ４にはスイ
ッチ素子Ｑ１，Ｑ２を制御する制御回路１１，１２をそ
れぞれ接続している。また２次側の整流ダイオードＤｓ
には並列にキャパシタＣｓを接続している。検出回路１
４は負荷に供給される出力電圧Ｖｏおよび必要に応じて
出力電流Ｉｏを検出する。制御回路１１はバイアス巻線
Ｔ３の発生電圧を入力して、スイッチ素子Ｑ１に対して
正帰還をかけることによって自励発振させるが、検出回
路１４の検出信号を必要に応じて絶縁回路を介して入力
し、基準電圧との差に応じて第１のスイッチ素子Ｑ１の
オフタイミングを制御することによりＱ１のオン時間を
制御する。制御回路１２はバイアス巻線Ｔ４の発生電圧
を入力して、スイッチ素子Ｑ２のオフタイミングを制御
することによりＱ２のオン時間を制御する。この制御回
路１２は必要に応じて検出回路１４の検出信号を入力
し、第２のスイッチ素子Ｑ２のオン時間を制御する。こ
のＱ１，Ｑ２のオン時間制御については後に詳述する。
【００４７】上記制御回路１１，１２はＱ１とＱ２が共
にオフする期間を挟んで交互にオン／オフされるように
制御する。この構成によれば、例えば他励発振型フライ
バックコンバータのようなスイッチング制御用のＩＣを
用いる必要がないため、制御回路１１，１２は簡単な回
路で構成可能となる。
【００４８】なお、インダクタＬはトランスＴの漏れイ
ンダクタンスを回路上素子として表したものである。但
し、キャパシタＣとのインダクタＬの共振周波数（周
期）を所定値にするために、トランスＴとは別にインダ
クタをトランスの１次巻線に直列接続してもよい。
【００４９】図２２は図１に示した回路各部の波形図で
ある。以下、図１および図２２を参照して回路の動作を
説明する。図２２において、Ｑ１，Ｑ２はスイッチ素子
Ｑ１，Ｑ２のオンオフを表す信号、Ｖｄｓ１，Ｖｄｓ
２，ＶｓはそれぞれキャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃｓの両端
電圧波形信号、ｉｄ１，ｉｄ２，ｉｓはそれぞれスイッ
チ回路Ｓ１，Ｓ２，整流素子Ｄｓの電流波形信号であ
る。
【００５０】本回路の動作は１スイッチング周期Ｔｓに
おいて時間ｔ１〜ｔ6 の５つの動作状態に分けることが
できる。以下に各状態における動作を示す。
【００５１】＜状態１＞ ｔ１〜ｔ２ スイッチ素子Ｑ１はオンしており、トランスＴの１次巻
き線に入力電圧が印加され、トランスＴの１次巻き線電
流が直線的に増加し、トランスＴに励磁エネルギーが蓄
えられる。時間ｔ２でスイッチ素子Ｑ１がターンオフす
ると、状態２に遷移する。
【００５２】＜状態２＞ ｔ２〜ｔ３ スイッチ素子Ｑ１がターンオフすると、トランスＴの１
次巻き線とインダクタＬは、キャパシタＣ１およびＣ２
と共振し、キャパシタＣ１を充電し、キャパシタＣ２を
放電する。また、２次側ではトランスＴの２次巻き線と
キャパシタＣｓが共振し、キャパシタＣｓを放電する。
Ｖｄｓ１の立ち上がり部分の曲線は、Ｃ１とＬおよび１
次巻線Ｔ１のインダクタとの共振による正弦波の一部で
ある。ｉｄ１の立ち下がり部分は、Ｖｄｓ１の９０°位
相進みの波形である。
【００５３】キャパシタＣ２の両端電圧Ｖｄｓ２が下降
し零電圧となると、ダイオードＤ２が導通し、スイッチ
素子Ｑ２がターンオンされる。これにより零電圧スイッ
チング動作し、状態３に遷移する。Ｖｄｓ２の立ち下が
り部分の曲線は、Ｃ２とＬおよび１次巻線Ｔ１のインダ
クタとの共振による正弦波の一部である。ｉｄ２の立ち
下がり部分は、Ｖｄｓ２の９０°位相進みの波形であ
る。このとき、２次側ではキャパシタＣｓの両端電圧Ｖ
ｓが零電圧まで下降し、整流素子Ｄｓが導通し、零電圧
ターンオン動作となる。このＶｓの立ち下がり部分の曲
線は、Ｃｓと２次巻線Ｔ２のインダクタとの共振による
正弦波の一部である。また、ｉｓの破線部分は整流素子
Ｄｓがまだオフ状態のときに、Ｃｓを介して流れる電流
を表している。
【００５４】＜状態３＞ ｔ３〜ｔ４ 状態３では、ダイオードＤ２またはスイッチ素子Ｑ２が
導通し、インダクタＬとキャパシタＣは共振を始める。
このとき、２次側では整流素子Ｄｓは導通し、トランス
Ｔに蓄えられた励磁エネルギーを２次巻き線から放出
し、整流平滑回路を介して出力される。このとき整流素
子Ｄｓに流れる電流ｉｓは、１次側のインダクタＬとキ
ャパシタＣによる共振電流ｉｄ２に対し、直線的に減少
する励磁電流ｉｍを引いた値と相似形となるため、零電
流から立ち上がり、正弦波状の曲線を有する波形とな
る。従って、この電流ｉｓは電流変化率が零となるピー
ク点に達した後、零電流に向かって下降する。時間ｔ４
でトランスの励磁電流ｉｍと電流ｉｄ２の関係がｉｍ=
ｉｄ２となり、２次側電流ｉｓが０になると、整流素子
Ｄｓはターンオフし、整流素子Ｄｓの零電流ターンオフ
動作が実現され、状態３は終了する。
【００５５】＜状態４＞ ｔ４〜ｔ５ 整流素子Ｄｓがオフすると、１次側ではキャパシタＣと
インダクタＬとの共振が終了し、キャパシタＣの放電に
より励磁電流ｉｍのみが流れ、状態１とは逆方向にトラ
ンスＴを励磁する。ｔ４からｔ５にかけての直線的に上
昇する電流ｉｄ２がその励磁電流ｉｍである。
【００５６】＜状態５＞ ｔ５〜ｔ６ ｔ５でスイッチ素子Ｑ２がターンオフすると、トランス
Ｔの１次巻き線とインダクタＬは、キャパシタＣ１およ
びＣ２と共振し、キャパシタＣ１を放電し、キャパシタ
Ｃ２を充電する。また、２次側では、トランスＴの２次
巻き線とキャパシタＣｓとが共振し、キャパシタＣｓが
充電される。
【００５７】キャパシタＣ１の両端電圧Ｖｄｓ１が下降
し、零電圧になると、ダイオードＤ１が導通する。この
ときｔ６でスイッチ素子Ｑ１がターンオンされ零電圧ス
イッチング動作を実現し、状態５が終了する。このと
き、２次側ではキャパシタＣｓの両端電圧Ｖｓが零電圧
から上昇し、２次巻線電圧と出力電圧との和の電圧にク
ランプされる。
【００５８】１スイッチング周期あたり以上のような動
作を行い、次のスイッチング周期も同様の動作を行い、
以降この動作を繰り返す。上述したスイッチング電源回
路によれば、スイッチ素子Ｑ１およびＱ２は零電圧でタ
ーンオンし、スイッチ素子Ｑ２は零電流付近でターンオ
フするため、スイッチング損失が大幅に低減される。ま
た、２次側の整流素子Ｄｓは零電流でターンオンし、且
つその電流波形は零電流から比較的急峻に立ち上がり、
電流の変化率が零となるピーク点に達した後、再び零電
流となってターンオフする波形となるため、整流素子に
流れる電流波形が方形波的となってピーク電流値が低く
抑えられ、実効電流値が低減されて導通損が低減され
る。
【００５９】図２は、第２の実施形態に係るスイッチン
グ電源回路の構成を示す図である。ここでは、第２スイ
ッチ回路Ｓ２とキャパシタＣとの直列回路を、トランス
の１次巻線Ｔ１、インダクタＬ、および入力電源Ｅに対
して直列に接続している。図１に示した回路と比較すれ
ば明らかなように、トランスの１次巻線Ｔ１、インダク
タＬ、第２のスイッチ回路Ｓ２、キャパシタＣの直列回
路に対して入力電源Ｅが更に直列に接続された構成とな
り、第２のスイッチ回路に流れる電流ｉｄ２が入力電源
を介して流れるようになるだけであり、その他の作用効
果は図１に示したものと同様である。
【００６０】図３は、第３の実施形態に係るスイッチン
グ電源回路の構成を示す図である。このスイッチング電
源回路においては、トランスＴのバイアス巻線Ｔ３を共
通に用い、制御回路１１，１２がスイッチ素子Ｑ１，Ｑ
２をそれぞれ制御するように構成している。すなわち、
１次巻線Ｔ１の電圧に略比例した電圧を発生するバイア
ス巻線Ｔ３の電圧を入力して、その電圧が例えば正電圧
の時にＱ１をオンさせ、バイアス巻線Ｔ３の発生電圧が
負電圧の時にＱ２をオンさせる。これにより、自励発振
によりＱ１，Ｑ２が交互にオン／オフして図２２に示し
た動作を行う。この回路によれば、Ｑ１，Ｑ２が共にオ
ンする状態がなく、自動的に交互にオン／オフされるこ
とになり、制御回路１１，１２の構成が簡単となる。し
かも、１つのバイアス巻線を設けたトランスを用いるこ
とができ、小型化・低コスト化が図れる。
【００６１】図４は、第４の実施形態に係るスイッチン
グ電源回路の構成を示す図である。これは、図３に示し
た第２のスイッチ回路Ｓ２とキャパシタＣとの直列回路
を、トランスの１次巻線Ｔ１、インダクタＬ、および入
力電源Ｅに対して直列に接続したものである。従って、
回路動作は図３の場合と同様である。
【００６２】図５は、第５の実施形態に係るスイッチン
グ電源回路の構成を示す図である。この回路はバイアス
巻線Ｔ３、第１のスイッチ回路Ｓ１，第２のスイッチ回
路Ｓ２のそれぞれの一端を共通に接続したものである。
この構成によれば、制御回路１１，１２は上記共通の電
位を基準として制御できるようになり、制御回路１１，
１２の回路構成が簡単となる。
【００６３】図６および図２０は、第６の実施形態に係
るスイッチング電源回路の構成を示す図である。この例
では、２次側の整流素子としてスイッチ素子Ｑ３を用
い、制御回路１５がトランスの２次巻線Ｔ２の発生電圧
に応じてスイッチ素子Ｑ３をオン／オフ制御する。この
回路により同期整流を行う。図６は一般的に表している
が、図６における整流素子Ｑ３として、図２０に示すよ
うに、ＭＯＳ−ＦＥＴを用いれば導通損が小さくなり、
整流回路における損失が低減される。図２０において、
ＤｓはＭＯＳ−ＦＥＴの寄生ダイオード、Ｃｓはその寄
生容量である。
【００６４】図７および図２１は、第７の実施形態に係
るスイッチング電源回路の構成を示す図である。この例
では、制御回路１５が、トランスＴのバイアス巻線Ｔ５
に発生する１次巻線電圧に略比例した電圧を入力してス
イッチ素子Ｑ３を制御するようにしている。なお、この
例では第２のスイッチ回路Ｓ２とキャパシタＣとの直列
回路を、トランスの１次巻線Ｔ１、インダクタＬ、およ
び入力電源Ｅに対して直列に接続している。図７は一般
的に表しているが、図７における整流素子Ｑ３として、
図２１に示すように、ＭＯＳ−ＦＥＴを用いれば導通損
が小さくなり、整流回路における損失が低減される。図
２１において、ＤｓはＭＯＳ−ＦＥＴの寄生ダイオー
ド、Ｃｓはその寄生容量である。
【００６５】図８は、第８の実施形態に係るスイッチン
グ電源回路の構成を示す図である。この回路は、トラン
スＴの１次巻線Ｔ１を巻数Ｎ１，Ｎ２で示す２つの部分
に分割し、その分割出力をスイッチ回路Ｓ２の一方の端
部に接続し、１次巻線Ｔ１の端部をスイッチ回路Ｓ１の
端部に接続している。ここで入力電源Ｅの電圧をＶｉ
ｎ、出力電圧をＶｏ、２次巻線Ｔ２の巻数をＮｓとする
と、スイッチ回路Ｓ１の両端電圧はＶｉｎ＋（Ｖｏ／Ｎ
ｓ）（Ｎ１＋Ｎ２）で表され、スイッチ回路Ｓ２の両端
電圧はＶｏ・Ｎ１／Ｎｓ＋Ｖｉｎ・Ｎ１／（Ｎ１＋Ｎ
２）で表される。
【００６６】従って、上記Ｎ１，Ｎ２の巻数を変えるこ
とによって、スイッチ回路Ｓ１，Ｓ２に印加される電圧
が変化する。従って、例えばＮ１＋Ｎ２が一定である場
合、Ｎ１を小さくするほど、スイッチ素子Ｑ２には低耐
圧のスイッチ素子を用いることができるようになる。
【００６７】図９は、第９の実施形態に係るスイッチン
グ電源回路の構成を示す図である。この回路は、第２の
スイッチ回路Ｓ２とキャパシタＣとの直列回路を１次巻
線とインダクタＬと入力電源Ｅに直列に接続している。
作用効果は図８の場合と同様である。
【００６８】図１０は、第１０の実施形態に係るスイッ
チング電源回路の構成を示す図である。この例では、１
次巻線Ｔ１の分割点を第１のスイッチ回路Ｓ１の一方端
に接続し、１次巻線Ｔ１の端部を第２のスイッチ回路Ｓ
２の端部に接続している。この場合、Ｓ１の両端電圧は
Ｖｉｎ＋Ｖｏ・Ｎ１／Ｎｓとなり、スイッチ回路Ｓ２両
端の電圧はＶｏ（Ｎ１＋Ｎ２）／Ｎｓ＋Ｖｉｎ・（Ｎ１
＋Ｎ２）／Ｎ１となる。従ってＮ１＋Ｎ２を一定とすれ
ばＮ１を小さくする程、第１のスイッチ素子Ｑ１として
低耐圧のものを用いることができるようになる。
【００６９】図１１は、第１１の実施形態に係るスイッ
チング電源回路の構成を示す図である。スイッチ回路Ｓ
２とキャパシタＣとの直列回路をトランスの１次巻線Ｔ
１、インダクタＬ、入力電源Ｅと共に直列に接続される
ようにしている。作用効果は図１０に示したものと同様
である。
【００７０】図１２は、第１２の実施形態に係るスイッ
チング電源回路の構成を示す図である。この回路では、
トランスＴに１次巻線Ｔ１とは別の１次巻線Ｔ１′を設
け、の１次巻線Ｔ１′とインダクタＬに対して第２のス
イッチ回路２とキャパシタＣとを直列に接続している。
１次巻線Ｔ１の巻数をＮ１、他の１次巻線Ｔ１′の巻数
をＮ２、２次巻線Ｔ２の巻数をＮｓとすれば、スイッチ
回路Ｓ１の両端電圧はＶｉｎ＋Ｖｏ・Ｎ１／Ｎｓ＋Ｖｉ
ｎ・Ｎ２／Ｎ１であり、スイッチ回路Ｓ２の両端電圧は
Ｖｏ・Ｎ２／Ｎｓである。従って、１次巻線Ｔ１とＴ
１′の巻数比を設定することによってスイッチ素子Ｑ
１，Ｑ２に対する印加電圧を変えることができる。
【００７１】図１３は、第１３の実施形態に係るスイッ
チング電源回路の構成を示す図である。ここでは、トラ
ンスＴとして巻線Ｔ１部分をインダクタとして用い、１
次側と２次側とを直結している。１次側と２次側とを絶
縁する必要のないスイッチング電源回路の場合、このよ
うに非絶縁型のスイッチング電源回路を構成することに
よって、小型のトランス（インダクタ）を用いることが
でき、また電磁変換効率も高まるため、全体に小型で高
効率のスイッチング電源回路が得られる。
【００７２】図１４は、第１４の実施形態に係るスイッ
チング電源回路の構成を示す図である。この例では、第
２のスイッチ回路Ｓ２とキャパシタＣとの直列回路をＴ
１で示すインダクタとインダクタＬおよび入力電源Ｅに
対し直列に接続される位置に設けている。この回路の作
用効果は図１３の場合と同様である。
【００７３】図１５は、第１５の実施形態に係るスイッ
チング電源回路の構成を示す図である。この例では、ス
イッチ素子Ｑ１，Ｑ２としてそれぞれＭＯＳ−ＦＥＴを
用い、制御回路１１，１２はＱ１，Ｑ２のソース−ゲー
ト間電圧を制御することによってそれらをオン／オフ制
御する。この場合、ダイオードＤ１，Ｄ２はＭＯＳ−Ｆ
ＥＴの寄生ダイオードをそのまま用いることができ、ま
たキャパシタＣ１，Ｃ２もＭＯＳ−ＦＥＴの寄生容量を
利用することができる。また、キャパシタＣ１，Ｃ２の
静電容量を増大させるために、別部品としてのコンデン
サを並列に接続してもよい。２次側の整流ダイオードＤ
ｓに並列接続したキャパシタＣｓについても整流ダイオ
ードＤｓの寄生容量をそのまま用いてもよく、静電容量
を増すために別のコンデンサを並列に接続してもよい。
【００７４】図１６は、第１６の実施形態に係るスイッ
チング電源回路の構成を示す図である。この例では、第
２のスイッチ回路Ｓ２とキャパシタＣとの直列回路をＴ
１で示すインダクタとインダクタＬおよび入力電源Ｅに
対し直列に接続される位置に設けている。この回路の作
用効果は図１５の場合と同様である。
【００７５】図１７は、第１７の実施形態に係るスイッ
チング電源回路の構成を示す図である。この例では、ト
ランスの２次巻線Ｔ２の出力部を２つ設け、それぞれに
整流ダイオードＤｓ，Ｄｓ′と平滑コンデンサＣｏ，Ｃ
ｏ′を設けている。また、整流ダイオードＤｓ，Ｄｓ′
には、並列にキャパシタＣｓ，Ｃｓ′を接続している。
なお、キャパシタＣｓ，Ｃｓ′はそれぞれ単独で用いて
もよく、組み合わせて用いてもよい。そして、この例で
は２−２′の出力電圧を検出して、制御回路１１がスイ
ッチ素子Ｑ１のオン時間を制御するようにしている。従
って、２−２′間に出力電圧Ｖｏとして安定出力電圧が
得られる。また端子２′−２″には準安定出力電圧が得
られる。
【００７６】図１８は、負荷電流Ｉｏ′の変動に対する
出力電圧Ｖｏ′の変動特性の例を示す図である。同図に
おいて、破線は従来の一般的なリンギングチョークコン
バータの特性、実線は図１７に示した電源回路の特性で
ある。このように、図１７に示した回路では、インダク
タＬがキャパシタＣと共振して、回生動作に寄与するこ
とによりエネルギ損失が低く抑えられるため、負荷電流
Ｉｏ′の変動に対する出力電圧Ｖｏ′の変動は、従来の
多出力型リンギングチョークコンバータに比べて小さく
なる。
【００７７】図１９は、第１８の実施形態に係るスイッ
チング電源回路の構成を示す図である。基本構成は図１
に示した回路と同様であるが、この例ではトランスＴの
１次巻線Ｔ１の間、２次巻線Ｔ２の間、１次巻線Ｔ１と
インダクタＬとの直列回路に対して並列にキャパシタＣ
３，Ｃ３″，Ｃ３′を接続している。ここで、Ｃ３，Ｃ
３′はキャパシタＣ１，Ｃ２とインダクタＬおよび１次
巻線Ｔ１による共振条件に影響を与え、またキャパシタ
Ｃ３″は２次巻線Ｔ２とキャパシタＣｓとの共振条件に
影響を与えるため、Ｃ１，Ｃ２およびＣｓを変えること
なく、これらのキャパシタＣ３，Ｃ３′，Ｃ３″の容量
によって上記共振周波数を定めることができる。なお、
これらのキャパシタＣ３，Ｃ３′，Ｃ３″はそれぞれ単
独で用いてもよく、組み合わせてもよい。
【００７８】さて、上記各実施形態に示した回路におい
て、出力電力（出力電圧）の安定化を図る動作について
次に説明する。先ずスイッチ素子Ｑ１の電流ｉｄ１の１
スイッチング周期にわたる動作波形を図２５に示す。図
２５においてトランスＴの順方向への励磁期間（ｔ１〜
ｔ２）をＴｏｎ１、トランスの巻線電圧が反転する第１
の共振期間（ｔ２〜ｔ３）をＴｄ１、蓄えられた励磁エ
ネルギが放出される期間（ｔ３〜ｔ４）をＴｏｆｆ１、
トランスＴの逆方向への励磁期間（ｔ４〜ｔ５）をＴｏ
ｆｆ２、トランスの巻線電圧が反転する第２の共振期間
（ｔ５〜ｔ６）をＴｄ２、トランスＴの逆方向へ励磁さ
れたエネルギが入力電源に回生される回生期間（ｔ６〜
ｔ７）をＴｏｎ２とする。このとき、共振期間Ｔｄ１お
よびＴｄ２はエネルギが遷移するだけでエネルギの増減
はないので、出力電力をＰｏ、トランスＴの順方向への
励磁エネルギをＰ１、トランスＴの逆方向への励磁エネ
ルギをＰ２、入力電源に回生される回生エネルギをＰ３
とすると、トランスＴの逆方向への励磁エネルギＰ２が
入力電源に回生される回生エネルギＰ３となる。したが
って逆方向への励磁エネルギＰ２と回生エネルギＰ３と
は等しく、以下の等式が成り立つ。
【００７９】〔式１〕 Ｐｏ＝Ｐ１−Ｐ２＝Ｐ１−Ｐ３ ここで、入力電圧をＶｉｎ、トランスＴの１次巻線のイ
ンダクタンスをＬｍ、スイッチング周期をＴ、電力変換
効率をηとおくと、エネルギＰ１、Ｐ２、Ｐｏは以下の
関係で表される。
【００８０】 〔式２〕 Ｐ１＝Ｔ（Ｖｉｎ・Ｔｏｎ１）2 ／２Ｌｍ 〔式３〕 Ｐ２＝Ｔ（Ｖｉｎ・Ｔｏｎ２）2 ／２Ｌｍ 〔式４〕 Ｐｏ＝Ｔ・Ｖｉｎ2 ・（Ｔｏｎ１2 −Ｔｏｎ２2 ）η／２Ｌｍ また、出力電圧をＶｏ、トランスＴの１次巻線数をＮ
ｐ、２次巻線数をＮｓ、とおくと、出力電圧をＶｏは以
下で表される。
【００８１】 〔式５〕 Ｖｏ＝（Ｎｓ・Ｔｏｎ１・Ｖｉｎ）／（Ｎｐ・Ｔｏｆｆ１）＝（Ｎｓ ・Ｔｏｎ２・Ｖｉｎ）／（Ｎｐ・Ｔｏｆｆ２） これらの式より、入力電圧Ｖｉｎの変動に対する出力電
圧の制御のためには、スイッチ素子Ｑ１のオン時間を制
御することにより、Ｔｏｎ１、Ｔｏｆｆ１を制御して、
出力の電圧を制御する。また、出力電力（出力電流）の
変動に対しては、式４より、Ｔｏｎ１すなわちスイッチ
素子Ｑ１のオン時間、またはＴｏｎ２すなわちスイッチ
素子Ｑ２のオン時間を制御するか、その双方を制御する
ことによって出力電圧を制御する。ここで、Ｔｏｎ１／
Ｔｏｆｆ１および、Ｔｏｎ２／Ｔｏｆｆ２は、式５によ
り、出力電圧Ｖｏ、入力電圧Ｖｉｎ、およびトランスの
巻線比Ｎｓ／Ｎｐにより決められる。
【００８２】スイッチング周波数ｆは ｆ＝１／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）＝１／（Ｔｏｎ１＋Ｔｏ
ｎ２＋Ｔｏｆｆ１＋Ｔｏｆｆ２＋Ｔｄ１＋Ｔｄ２） と表せるので、この式と式５とから 〔式６〕 ｆ＝１／〔｛１＋（Ｎｓ・Ｖｉｎ）／（Ｎｐ・Ｖｏ）｝（Ｔｏｎ１＋ Ｔｏｎ２）＋Ｔｄ１＋Ｔｄ２〕 と表せる。
【００８３】ここで、スイッチ素子Ｑ２のオン時間を制
御し、トランスＴの逆方向への励磁時間Ｔｏｆｆ２を、
零電圧スイッチング動作を実現するために必要な最小時
間（一定時間）とする場合、Ｔｏｆｆ２およびＴｏｎ２
は、入力電圧ＶｉｎおよびキャパシタＣ１、Ｃ２、トラ
ンスの１次巻線Ｔ１のインダクタンスＬｍにより決まる
ほぼ一定値となり、Ｔｏｎ１が負荷の大きさに応じて制
御される。図２２の（Ａ）はその場合の電流ｉｄ１の変
化の略例を示している。但し図２２においてはＴｄ１，
Ｔｄ２の期間を省略し、励磁電流ｉｍを図２４とは逆方
向を正として破線で表している。このように、トランス
Ｔの逆方向への励磁時間Ｔｏｆｆ２を最小時間（一定時
間）としたまま、負荷が重くなるほどスイッチ素子Ｑ１
のオン時間Ｔｏｎ１が長くなるように制御回路１１がス
イッチ素子Ｑ１のオン時間を制御する。このとき、制御
回路１２は、スイッチ素子Ｑ２をスイッチ素子Ｑ１に同
期して、トランスＴの逆方向への励磁時間Ｔｏｆｆ２が
上記の最小時間となるように制御する。このとき、スイ
ッチング周波数は式６より決まり、Ｔｏｎ２、Ｔｄ１、
Ｔｄ２は、各共振周波数により決まるほぼ一定値となる
ことから、負荷が軽くなるほどＴｏｎ１に略反比例して
スイッチング周波数が高くなることが分かる。しかしな
がら、このスイッチング周波数の変化幅を従来のＲＣＣ
と比較すると、従来のＲＣＣでのスイッチング周波数ｆ
２は、式６と対応させて以下の式で表される。
【００８４】 〔式７〕 ｆ２＝１／｛１＋（Ｎｓ・Ｖｉｎ）／（Ｎｐ・Ｖｏ）｝Ｔｏｎ１ 式６と式７を比較すれば明らかなように、図２２の
（Ａ）に示したスイッチング制御方式では、時間Ｔｏｎ
２、Ｔｄ１、Ｔｄ２を設けたことにより従来方式と比較
し、軽負荷時のスイッチング周波数の増大が抑制され
る。上記時間Ｔｄ１、Ｔｄ２は、整流素子に並列にキャ
パシタＣｓを接続したことにより設けられるものであ
り、Ｔｄ１は２次側から放出されるエネルギによりキャ
パシタＣｓを零電圧まで放電される期間、Ｔｄ２は出力
電圧と２次巻線電圧との和まで充電される期間である。
この期間はエネルギの遷移のみであり、この期間を設け
ることにより、従来のＲＣＣ方式と比較し、軽負荷時の
スイッチング周波数の上昇を抑制している。
【００８５】図２３は上記制御回路１１の作用による出
力電力（電流）とスイッチング周波数との関係を示す図
である。同図において、Ａは図２２の（Ａ）に示した方
式による特性、Ｄは従来のＲＣＣの特性である。このよ
うに、従来のＲＣＣ方式では出力とスイッチング周波数
は略反比例の関係となるが、図２２の（Ａ）に示した制
御方式では、従来のＲＣＣに比べて、スイッチング周波
数の変動が小さく抑えられる。
【００８６】図２２の（Ａ）に示したスイッチング制御
方式によれば、スイッチング周波数は変動するものの、
ダイオードＤ１は、ほとんど導通せず、ダイオードＤ１
の導通損失、逆回復損失は無視できる。また、軽負荷時
にはスイッチＱ１のターンオフ時のピーク電流値は小さ
いため、スイッチ素子Ｑ１およびＱ２の導通損失および
トランスＴの導通損失、磁束変化幅は小さい。このた
め、軽負荷から重負荷まで高効率に動作することが可能
となる。
【００８７】さらに、上述した各実施形態においては、
スイッチング周波数をほぼ一定として出力電力（電流）
を制御することもできる。すなわち、式６より、（Ｔｏ
ｎ１＋Ｔｏｎ２）をほぼ一定とすることにより、スイッ
チング周波数をほぼ一定とし、式５よりＴｏｎ１とＴｏ
ｎ２の比率を変化させることにより出力電圧を制御す
る。図２２の（Ｃ）はその場合の電流ｉｄ１の変化の略
例を示している。このように、負荷が重くなるほどＴｏ
ｎ１のＴｏｎ２に対する割合を大きくする。すなわち、
負荷の大きさに応じて、制御回路１１はスイッチ素子Ｑ
１のオン時間Ｔｏｎ１を制御して出力電圧が一定となる
ようにし、制御回路１２は、スイッチ素子Ｑ１に同期し
てスイッチ素子Ｑ２をオン・オフさせるが、負荷の大き
さに係わらずスイッチ素子Ｑ２のオン時間Ｔｏｆｆを一
定にすることによって、Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆが一定となる
ように制御する。図２３において、Ｃは図２２の（Ｃ）
に示した方式による特性である。このように、図２２
（Ｃ）に示した制御方式では、負荷の大きさに関係なく
スイッチング周波数が一定となる。
【００８８】しかしながら、このスイッチング制御方式
では、負荷が軽い場合においても、スイッチＱ１のター
ンオフ時のピーク電流値等が大きく、スイッチ素子Ｑ
１、Ｑ２のスイッチング損失、導通損失が大きく、且つ
トランスＴの磁束変化幅は絶えず最大となりトランスの
損失が大きい。
【００８９】そこで、上記のＴｏｆｆ２が一定になるよ
うに負荷の大きさに応じてＴｏｆｆを制御する方式と、
負荷の大きさに係わらずＴｏｆｆを一定に制御する方式
とを組み合わせ、負荷が軽い場合には、Ｔｏｎ１とＴｏ
ｎ２の比率を変化させることにより出力電圧を制御し、
且つスイッチング周波数の増大を抑制し、スイッチング
周波数の変動が問題とならない負荷範囲では、Ｔｏｆｆ
２を最小限としたまま、負荷が重くなるほどスイッチ素
子Ｑ１のオン時間Ｔｏｎ１を長くして出力電圧を制御す
る。図２２の（Ｂ）はその場合の電流ｉｄ１の変化の略
例を示している。また、図２３におけるＢは、その場合
の負荷の大きさに対するスイッチング周波数の変動の関
係を示している。このように、図２２（Ｂ）に示した制
御方式では、同図に示したＡとＣの方式の中間的な特性
を示し、スイッチング周波数の変動を抑制しつつ軽負荷
から重負荷までバランスよく高効率に動作させることが
可能となる。
【００９０】なお、図２２の（Ａ）に示した制御方式に
おいて、負荷の大きさに係わらずＴｏｆｆ２を最小限の
時間で一定とする場合には、出力電流に応じてＱ２のオ
ン時間Ｔｏｆｆを制御するが、そのためには、負荷の大
きさを検出する。たとえば図１に示した検出回路１４は
出力電圧Ｖｏ以外に出力電流Ｉｏを検出し、制御回路１
２はその検出信号を受けて、Ｔｏｆｆ２が最小限の時間
となるように、Ｑ２のオフタイミングを制御する。ま
た、図２２の（Ｃ）に示したように、Ｔｏｆｆを一定に
する制御方式の場合には、制御回路１２に時定数回路を
設けて、Ｑ２のターンオンからターンオフまでの時間が
常に一定となるように回路を構成すればよい。
【００９１】
【発明の効果】請求項１，２に係る発明によれば、スイ
ッチ素子Ｑ１およびＱ２は零電圧でターンオンし、スイ
ッチ素子Ｑ２は零電流付近でターンオフするため、スイ
ッチング損失が大幅に低減され、２次側の整流素子Ｄｓ
は零電流でターンオンし、且つその電流波形は零電流か
ら比較的急峻に立ち上がり、電流の変化率が零となるピ
ーク点に達した後、再び零電流となってターンオフする
方形波に近い波形となるため、ピーク電流値が低く抑え
られ、実効電流値が低減されて導通損が低減される。
【００９２】請求項３に係る発明によれば、グランドレ
ベルの異なる２つのスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２を絶縁して
駆動することができ、パルストランスやフォトカプラな
どを用いて絶縁する必要がないため低コスト化が図れ
る。また、トランスＴの１次巻線電圧にほぼ比例した電
圧波形を用いることにより、スイッチ素子Ｑ２をスイッ
チ素子Ｑ１に同期して容易に駆動することができる。ま
た両スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２がともにオフとなる期間を
容易に設けることができ、且つ２つのスイッチ素子Ｑ
１，Ｑ２の同時オンによる破壊が防止できる。さらに、
スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２を他励発振によりスイッチング
制御するためのＩＣを用いる必要がないため、スイッチ
ング制御回路が複雑化せず、全体に低コスト化が図れ
る。
【００９３】請求項４に係る発明によれば、２つのバイ
アス巻線を必要とせず、１つのバイアス巻線を用いるだ
けであるため、小型で低コストなトランスを用いること
になり、全体に小型で低コストなスイッチング電源回路
が得られる。
【００９４】請求項５に係る発明によれば、２次側整流
回路での導通損失を低減することができ、また、スイッ
チ素子として電界効果型トランジスタを用いた場合に
は、その寄生ダイオードと寄生キャパシタを有効に利用
することができ、部品点数を削減できる。
【００９５】請求項６に係る発明によれば、トランスの
１次巻線の分割比によってスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２に対
する印加電圧が決定されるので、上記分割比の設定によ
ってスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２に要求される耐圧などの設
計範囲が拡大する。
【００９６】請求項７に係る発明によれば、入力電源に
直列に接続される１次巻線と、この１次巻線とは別に設
けた１次巻線との巻数比によって２つのスイッチ素子Ｑ
１，Ｑ２に対する印加電圧が決定されるので、上記巻数
比の設計によりＱ１，Ｑ２に要求される耐圧を定めて設
計範囲を拡大することができる。
【００９７】請求項８に係る発明によれば、非絶縁型の
スイッチング電源回路となり、小型のインダクタンス素
子を用いることができ、全体に小型化が図れ、且つ電磁
エネルギ変換に伴う変換ロスも低減され、全体に高効率
化を図ることができる。
【００９８】請求項９に係る発明によれば、電界効果型
トランジスタの寄生ダイオードと寄生キャパシタを有効
に利用することができ、部品点数を削減できる。
【００９９】請求項１０に係る発明によれば、部品点数
が削減されるだけでなく、インダクタＬをエネルギの共
振動作に用いるため、トランスの漏れインダクタンスに
よるエネルギ損失が低減できる。
【０１００】請求項１１に係る発明によれば、部品点数
が削減され、小型低コスト化が図れる。
【０１０１】請求項１２に係る発明によれば、多出力の
スイッチング電源回路が構成され、これらの出力のう
ち、直接フィードバックの掛かる出力が安定出力とな
り、他の出力が準安定出力となるが、インダクタＬに蓄
積されるエネルギが損失とならずに入力電源に回生され
るため、準安定出力についても負荷変動による電圧安定
化特性が改善される。
【０１０２】請求項１３に係る発明によれば、トランス
の１次巻線間に接続したキャパシタまたは１次巻き線と
前記インダクタＬとの直列回路に対して並列に接続した
キャパシタは、第１のスイッチ素子Ｑ１に並列接続され
たキャパシタＣ１および第２のスイッチング素子Ｑ２に
並列に接続されたキャパシタＣ２と同様に作用し、トラ
ンスの２次巻線間に接続したキャパシタは整流素子Ｄｓ
に並列接続されたキャパシタＣｓと同様に作用する。そ
のため、トランスの１次側または２次側における共振条
件を定めることができる。
【０１０３】請求項１４，１５に係る発明によれば、ス
イッチ素子Ｑ１またはＱ２が零電圧ターンオン動作し、
ターンオン時のスイッチング損失が低減される。
【０１０４】請求項１６に係る発明によれば、スイッチ
素子Ｑ２がほぼ零電流ターンオフ動作し、ターンオフ時
のスイッチング損失が低減される。
【０１０５】請求項１７に係る発明によれば、整流素子
Ｄｓに流れる電流が急激な変化をともなわないため、ス
イッチング損失および逆回復損失が低減される。また、
ピーク電流値が小さくなることにより、実効電流が低減
され、導通損が低減される。
【０１０６】請求項１８に係る発明によれば、キャパシ
タＣｓの両端電圧が急峻な変化を伴わず、整流素子Ｄｓ
のスイッチング損失および逆回復損失が低減される。
【０１０７】請求項１９に係る発明によれば、回路に流
れる電流による導通損失およびトランスの損失を低減す
ることができ、軽負荷から重負荷まで高効率に動作させ
ることができる。
【０１０８】請求項２０に係る発明によれば、スイッチ
ング周波数の変化幅を相対的に小さくし、且つ軽負荷か
ら重負荷まで高効率に動作させることができる。
【０１０９】請求項２１に係る発明によれば、スイッチ
ング周波数をほぼ一定に保つことができ、スイッチング
周波数の変動幅が制約された電源回路に適用できるよう
になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施形態に係るスイッチング電源回路の
構成を示す図
【図２】第２の実施形態に係るスイッチング電源回路の
構成を示す図
【図３】第３の実施形態に係るスイッチング電源回路の
構成を示す図
【図４】第４の実施形態に係るスイッチング電源回路の
構成を示す図
【図５】第５の実施形態に係るスイッチング電源回路の
構成を示す図
【図６】第６の実施形態に係るスイッチング電源回路の
構成を示す図
【図７】第７の実施形態に係るスイッチング電源回路の
構成を示す図
【図８】第８の実施形態に係るスイッチング電源回路の
構成を示す図
【図９】第９の実施形態に係るスイッチング電源回路の
構成を示す図
【図１０】第１０の実施形態に係るスイッチング電源回
路の構成を示す図
【図１１】第１１の実施形態に係るスイッチング電源回
路の構成を示す図
【図１２】第１２の実施形態に係るスイッチング電源回
路の構成を示す図
【図１３】第１３の実施形態に係るスイッチング電源回
路の構成を示す図
【図１４】第１４の実施形態に係るスイッチング電源回
路の構成を示す図
【図１５】第１５の実施形態に係るスイッチング電源回
路の構成を示す図
【図１６】第１６の実施形態に係るスイッチング電源回
路の構成を示す図
【図１７】第１７の実施形態に係るスイッチング電源回
路の構成を示す図
【図１８】図１７における出力電流に対する出力電圧の
変化の例を示す図
【図１９】第１８の実施形態に係るスイッチング電源回
路の構成を示す図
【図２０】第６の実施形態に係るスイッチング電源回路
の構成を示す図
【図２１】第７の実施形態に係るスイッチング電源回路
の構成を示す図
【図２２】負荷の大きさに対する電流ｉｄ１の変化の例
を示す図
【図２３】出力電流に対するスイッチング周波数の変化
の例を示す図
【図２４】各実施形態における各部の電圧・電流波形の
例を示す図
【図２５】１スイッチング期間における電流ｉｄ１の波
形の例を示す図
【図２６】従来のリンギングチョークコンバータの構成
例を示す図
【図２７】図２６における各部の波形を示す図
【符号の説明】
Ｑ１−第１のスイッチ素子 Ｑ２−第２のスイッチ素子 Ｓ１−第１のスイッチ回路 Ｓ２−第２のスイッチ回路 Ｄｓ−整流素子 Ｃｓ−キャパシタ Ｃ−キャパシタ

Claims (21)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 トランスＴの１次巻線とインダクタＬと
    の直列回路に、第１のスイッチ回路と入力電源が直列に
    接続されるとともに第２のスイッチ回路とキャパシタＣ
    の直列回路が前記トランスＴの１次巻線と前記インダク
    タＬとの直列回路に並列に接続され、前記トランスＴの
    ２次巻線に整流素子Ｄｓを含む整流平滑回路が設けられ
    たスイッチング電源装置において、 第１のスイッチ回路を第１のスイッチ素子Ｑ１、第１の
    ダイオードＤ１、および第１のキャパシタＣ１の並列接
    続回路で構成し、 第２のスイッチ回路を第２のスイッチ素子Ｑ２、第２の
    ダイオードＤ２、および第２のキャパシタＣ２の並列接
    続回路で構成し、 第１・第２のスイッチ素子を両スイッチ素子が共にオフ
    する期間を挟んで交互にオン／オフするスイッチング制
    御回路を設けるとともに、 前記整流平滑回路の整流素子ＤｓにキャパシタＣｓを並
    列に接続したことを特徴とするスイッチング電源装置。
  2. 【請求項２】 トランスＴの１次巻線とインダクタＬと
    の直列回路に、第１のスイッチ回路と入力電源が直列に
    接続されるとともに第２のスイッチ回路とキャパシタＣ
    の直列回路が前記トランスＴの１次巻線とインダクタＬ
    と入力電源に直列に接続され、前記トランスＴの２次巻
    線に整流素子Ｄｓを含む整流平滑回路が設けられたスイ
    ッチング電源装置において、 第１のスイッチ回路を第１のスイッチ素子Ｑ１、第１の
    ダイオードＤ１、および第１のキャパシタＣ１の並列接
    続回路で構成し、 第２のスイッチ回路を第２のスイッチ素子Ｑ２、第２の
    ダイオードＤ２、および第２のキャパシタＣ２の並列接
    続回路で構成し、 第１・第２のスイッチ素子を両スイッチ素子が共にオフ
    する期間を挟んで交互にオン／オフするスイッチング制
    御回路を設けるとともに、 前記整流平滑回路の整流素子ＤｓにキャパシタＣｓを並
    列に接続したことを特徴とするスイッチング電源装置。
  3. 【請求項３】 前記トランスＴに２つのバイアス巻線を
    設けるとともに、前記スイッチング制御回路は、前記２
    つのバイアス巻線に発生する１次巻線電圧に略比例した
    電圧をそれぞれ入力して前記第１のスイッチ素子Ｑ１お
    よび前記第２のスイッチ素子Ｑ２をそれぞれ制御して自
    励発振させるものである請求項１または２に記載のスイ
    ッチング電源装置。
  4. 【請求項４】 前記スイッチング制御回路は、前記トラ
    ンスＴに設けた１つのバイアス巻線に発生する１次巻線
    電圧に略比例した電圧を入力して該電圧が正電圧時と負
    電圧時に応じて前記第１・第２のスイッチ素子Ｑ１・Ｑ
    ２を交互にオン／オフ制御して自励発振させるものであ
    る請求項１または２に記載のスイッチング電源装置。
  5. 【請求項５】 前記整流素子Ｄｓを、制御信号によりス
    イッチングするスイッチ素子としたことを特徴とする請
    求項１〜４のうちいずれかに記載のスイッチング電源装
    置。
  6. 【請求項６】 前記トランスＴの１次巻線を２つ以上に
    分割し、該１次巻線の分割出力端と前記１次巻線の一方
    の端部を前記第１と第２のスイッチ回路のいずれかにそ
    れぞれ接続したことを特徴とする請求項１〜５のうちい
    ずれかに記載のスイッチング電源装置。
  7. 【請求項７】 前記入力電源が直列に接続される前記１
    次巻線とは別の１次巻線を前記トランスＴに設け、該別
    の１次巻線とインダクタＬとの直列回路に、前記第２の
    スイッチ回路を並列に接続したことを特徴とする請求項
    １〜６のうちいずれかに記載のスイッチング電源装置。
  8. 【請求項８】 前記トランスＴを、該トランスＴの１次
    巻き線と２次巻き線の全部または一部を兼用したインダ
    クタンス素子としたことを特徴とする請求項１〜７のう
    ちいずれかに記載のスイッチング電源装置。
  9. 【請求項９】 前記スイッチ素子を電界効果型トランジ
    スタとしたことを特徴とする請求項１〜８のうちいずれ
    かに記載のスイッチング電源装置。
  10. 【請求項１０】 前記トランスＴの漏れインダクタンス
    により前記インダクタＬを構成したことを特徴とする請
    求項１〜９のうちいずれかに記載のスイッチング電源装
    置。
  11. 【請求項１１】 前記整流素子としてダイオードを用
    い、該ダイオードの寄生容量を前記キャパシタＣｓとし
    たことを特徴とする請求項１〜１０のうちいずれかに記
    載のスイッチング電源装置。
  12. 【請求項１２】 前記トランスＴの２次巻き線の出力部
    を２つ以上設け、各２次巻き線の出力部に整流平滑回路
    を設けたことを特徴とする請求項１〜１１のうちいずれ
    かに記載のスイッチング電源装置。
  13. 【請求項１３】 前記トランスＴの１次巻き線間、前記
    トランスＴの２次巻き線間、または前記１次巻き線と前
    記インダクタＬとの直列回路に対して並列にキャパシタ
    Ｃ３を接続したことを特徴とする請求項１〜１２のうち
    いずれかに記載のスイッチング電源装置。
  14. 【請求項１４】 前記スイッチング制御回路は、前記キ
    ャパシタＣ１の両端電圧が零電圧または零電圧付近まで
    低下した後に第１のスイッチ素子Ｑ１をオンさせる請求
    項１〜１３のうちいずれかに記載のスイッチング電源装
    置。
  15. 【請求項１５】 前記スイッチング制御回路は、前記キ
    ャパシタＣ２の両端電圧が零電圧または零電圧付近まで
    低下した後に第２のスイッチ素子Ｑ２をオンさせる請求
    項１〜１４のうちいずれかに記載のスイッチング電源装
    置。
  16. 【請求項１６】 前記スイッチング制御回路は、前記第
    ２のスイッチ素子Ｑ２に流れる電流が零または零付近で
    オフさせる請求項１〜１５のうちいずれかに記載のスイ
    ッチング電源装置。
  17. 【請求項１７】 前記整流素子Ｄｓに流れる電流波形が
    零付近から立ち上がり、電流の変化率が零となるピーク
    点に達した後、再び零電流となってターンオフする波形
    となるように前記キャパシタＣと前記インダクタＬとの
    値、および前記スイッチング制御回路による第２のスイ
    ッチ素子のオン期間を定めたことを特徴とする請求項１
    〜１６のうちいずれかに記載のスイッチング電源装置。
  18. 【請求項１８】 前記キャパシタＣｓは、前記スイッチ
    素子Ｑ１またはＱ２のオフ時に前記トランスＴの２次巻
    き線と共振して、前記キャパシタＣｓの両端電圧波形が
    正弦波形の一部の波形を形成して、零電圧から立ち上が
    るように、または零電圧に向かって立ち下がるように、
    当該キャパシタＣｓの容量値を設定したことを特徴とす
    る請求項１〜１７のうちいずれかに記載のスイッチング
    電源装置。
  19. 【請求項１９】 前記スイッチング制御回路は、前記第
    １のスイッチ素子Ｑ１のオン時間を変化させて前記整流
    平滑回路の出力の電圧制御を行うとともに、前記整流平
    滑回路の出力に接続される負荷の大きさに応じてトラン
    スの逆方向への励磁量が零または所定の一定量となるよ
    うに前記第２のスイッチ素子Ｑ２のオン時間を変化させ
    るものである請求項１〜１８のうちいずれかに記載のス
    イッチング電源装置。
  20. 【請求項２０】 前記スイッチング制御回路は、前記第
    １のスイッチ素子Ｑ１のオン時間および前記トランスＴ
    の順方向への励磁量に対する逆方向への励磁量の割合
    を、前記整流平滑回路の出力に接続される負荷の大きさ
    に応じて変化させることにより前記整流平滑回路の出力
    の電圧制御を行うものである請求項１〜１８のうちいず
    れかに記載のスイッチング電源装置。
  21. 【請求項２１】 前記スイッチング制御回路は、前記ト
    ランスＴの順方向への励磁量に対する逆方向への励磁量
    の割合を前記整流平滑回路の出力に接続される負荷の大
    きさに応じて変化させることにより前記整流平滑回路の
    出力の電圧制御を行うとともに、前記第２のスイッチ素
    子Ｑ２のオン時間をほぼ一定にするものである請求項１
    〜１８のうちいずれかに記載のスイッチング電源装置。
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