JP4835087B2 - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Description

本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータに関し、特にアクティブクランプ型のＤＣ−ＤＣコンバータに関するものである。

従来のこの種のアクティブクランプ型のＤＣ−ＤＣコンバータは、図７に示すように構成されていた。これは、アクティブクランプ型の一部電流共振、電圧擬似共振のコンバータである。この種のＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成と動作は、一般的によく知られたものであるが（例えば、特許文献１、２参照）、その動作について説明しておく。

図７に示すＤＣ−ＤＣコンバータ２において、ＰＷＭ信号発生回路（ＰＷＭ）４１から、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号が出力される。ひとつは、デッドタイム付加回路（ＤＴ１）５１にてデッドタイム（スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２とを同時にオフする期間、上下同時オン防止用の期間）が付加されて、バッファ回路（Ｂ１）６１を介して、パワーＭＯＳ−ＦＥＴ（ＭＯＳ−ＦＥＴ部と寄生ダイオードとを有するＭＯＳ−ＦＥＴ）であるスイッチ素子Ｑ１の駆動信号となる。もうひとつは、論理反転回路４２にて信号レベルが反転されて、デッドタイム付加回路（ＤＴ２）５２にてデッドタイムが付加されて、レベルシフト回路５３にて電圧レベルが変換されて、バッファ回路（Ｂ２）６２を介して、パワーＭＯＳＦＥＴであるスイッチ素子Ｑ２の駆動信号となる。すなわち、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２は、デッドタイムを有して、交互にオン・オフする。

まず、スイッチ素子Ｑ１がオンすると、「直流電源１０→トランスＴ１の１次側巻き線Ｐ→スイッチ素子Ｑ１→直流電源１０」の経路で電流が流れる。すなわち、直流電源の直流電圧ＥがトランスＴ１の１次側巻き線Ｐに印加される。これにより、トランスＴ１の１次側巻き線Ｐに三角波状の励磁電流が流れ、トランスＴ１に磁気エネルギーが蓄えられる。例えば、図２の各部の動作波形を示す図における「ＩＱ１（スイッチ素子Ｑ１に流れる電流波形）」の時刻ｔ０〜ｔ１に示すような三角波状の励磁電流となる。スイッチ素子Ｑ１のオン時間は、フォトカプラＰＣ１のフィードバック信号により決定される。フォトカプラＰＣ１のフィードバック信号は、２次側の出力電圧Ｖｏを出力電圧検出回路３１にて検出して、基準電圧と比較した誤差信号であり、フォトカプラＰＣ１を介して２次側から１次側に伝達される。これにより、２次側の出力電圧Ｖｏを一定に保つように制御される。なお、フォトカプラＰＣ１は、発行ダイオード部（ＰＣ−Ｄ）と、受光トランジスタ部（ＰＣ−ＴＲ）とで構成されたものである。

スイッチ素子Ｑ１がオフすると、トランスＴ１の１次側巻き線Ｐに流れていた電流は、コンデンサＣ１に流れるようになる。

そして、スイッチ素子Ｑ１の両端の電圧は、コンデンサＣ１と１次側巻き線ＰのインダクタンスＬｐとの電圧擬似共振波形となる。コンデンサＣ１の電圧が「Ｅ（直流電源電圧）＋ＶＣ２（コンデンサＣ２の電圧）」に到達するとコンデンサＣ１に流れていた電流は、スイッチ素子Ｑ２の寄生ダイオードＤＤ２にも流れ、コンデンサＣ２とコンデンサＣ１の両方が充電される。また、この頃、トランスＴ１の２次側巻き線Ｓからは、トランスＴ１に蓄えられていた磁気エネルギーが、出力の整流ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ３を介して、出力側に放出される。

そして、スイッチ素子Ｑ２の寄生ダイオードＤＤ２に電流が流れている期間にデッドタイムが終了し、スイッチ素子Ｑ２がオンするとゼロボルスイッチ（Zero Volt Switching）が可能となる。その後、スイッチ素子Ｑ２の寄生ダイオードＤＤ２の電流はそのまま減少し極性が反転しスイッチ素子Ｑ２のＭＯＳ−ＦＥＴ部に電流が流れる。この電流は１次側巻き線ＰのインダクタンスＬｐとコンデンサＣ１＋Ｃ２との共振電流であるため、正弦波の一部の波形が観測される。その後、スイッチ素子Ｑ２がオフすると、スイッチ素子Ｑ１の両端の電圧は、インダクタンスＬｐとコンデンサＣ１との電圧擬似共振波形となる。この時、容量がコンデンサＣ１＋Ｃ２からコンデンサＣ１だけになるため、共振周波数が上昇する。コンデンサＣ１の電圧がゼロボルトに到達すると、コンデンサＣ１に流れていた共振電流は、スイッチ素子Ｑ１の寄生ダイオードＤＤ１に流れる。この寄生ダイオードＤＤ１に電流が流れている期間にデッドタイムが終了し、スイッチ素子Ｑ１がオンするとゼロボルトスイッチ（Zero Volt Switching）が可能となる。例えば、図２の「ＩＣ２（コンデンサＣ２に流れる電流）」の時刻ｔ２に示すようにスイッチ素子Ｑ１がオンする。以後、この動作の繰り返しとなる。

さて、従来のこの種のコンバータは、電位が大きく異なるスイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２を同期して制御するために、何らかの絶縁手段もしくはレベルシフト手段を有していた。図７に示す例では、レベルシフト手段としてレベルシフト回路５３を設けている。しかし、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２の電位差は、２００Ｖ系の商用電源を考えると６００Ｖを超えるようなレベルシフト回路が必要となる。また、絶縁手段としては、パルストランスが必要となる。これらは、一般に高価でＤＣ−ＤＣコンバータ全体が高価となる欠点があった。
特開２００１−２２４１７０号公報 特開２００３−９５２８号公報

上述したように、図７に示すような、アクティブクランプ型の一部電流共振、電圧擬似共振のコンバータにおいては、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２の電位差は、２００Ｖ系の商用電源を考えると６００Ｖを超えるようなレベルシフト回路が必要となる。また、絶縁手段としては、パルストランスが必要となる。これらは、一般に高価でＤＣ−ＤＣコンバータ全体が高価格となる欠点があった。

本発明はこのような問題を解決するためになされたもので、その目的は、アクティブクランプ型のＤＣ−ＤＣコンバータの低ノイズ化、および、高効率化を図ると共に、レベルシフト回路等を不要とし、ＤＣ−ＤＣコンバータの低価格化を実現することにある。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、少なくとも１次側巻き線と２次側巻き線とを有するトランスの前記１次側巻き線と第１のスイッチ素子との直列回路を、直流電源に並列に接続し、前記１次側巻き線の両端にコンデンサを介して接続された第２のスイッチ素子と、前記２次側巻き線の両端に接続された整流平滑回路を有し、前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子とを交互にオン・オフすると共に、前記第１のスイッチ素子のオン時間を制御することにより、前記整流平滑回路から一定電圧の直流出力を取り出すＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記第１のスイッチ素子のオフ後の、前記コンデンサへの充電開始もしくは充電終了に同期して、前記コンデンサへの充電電流に基づいて前記第２のスイッチ素子をオンさせると共に、予め設定した時間が経過した時に、前記第２のスイッチ素子をオフさせる制御手段を備え、前記制御手段が、前記コンデンサへの充電電流を検出する電流検出手段を備えることを特徴とする。
このような構成により、第１のスイッチ素子がオフすると、トランスの１次側巻き線に流れていた電流は、時間の経過と共に、第２のスイッチ素子に直列に接続されたコンデンサを、第２のスイッチ素子の寄生ダイオード（フライホールダイオードとして機能するダイオード）を通して充電するようになる。制御手段は、このコンデンサに充電電流が流れ始めてから充電電流が終了するまでの期間に同期して、電流検出手段が検出したコンデンサへの充電電流に基づいて第２のスイッチ素子をオンさせ、ゼロボルトスイッチ（Zero Volt Switching）を行う。また、第２のスイッチ素子のオフのタイミングは、第２のスイッチ素子のオンのタイミングから、例えばタイマ等を使用し、所定のタイマ時間経過後に第２のスイッチ素子をオフする。このタイマ時間は、一定期間か、第２のスイッチ素子の寄生ダイオードに電流（コンデンサへの充電電流）が流れている期間に比例した期間か、第２のスイッチ素子の寄生ダイオードの電流（コンデンサへの充電電流）のピーク値に比例した期間の何れかを使用する。
これにより、第２スイッチ素子のゼロボルトスイッチを行うことができ、ＤＣ−ＤＣコンバータ低ノイズ化、および、高効率化を図ることができる。また、第２のスイッチ素子の制御を、メインの第１のスイッチ素子と非結合で行うため、高価なパルストランスやレベルシフト回路を用いることなく構成できる効果がある。

また、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、前記コンデンサへの充電電流のピーク値に比例して、前記予め設定した時間を変化させる手段を備えることを特徴とする。
このような構成により、第２のスイッチ素子のオフのタイミングは、第２のスイッチ素子のオンのタイミングから、例えばタイマ等を使用し、所定のタイマ時間経過後に第２のスイッチ素子をオフする。このタイマ時間は、第２のスイッチ素子の寄生ダイオードの電流（コンデンサへの充電電流）のピーク値に比例した期間とする。
これにより、第２のスイッチ素子のオン期間を回路の動作状態に応じて、自動的に制御できるようになる。また、第２のスイッチ素子の制御を、メインの第１のスイッチ素子と非結合で行うため、高価なパルストランスやレベルシフト回路を用いることなく構成できる。

また、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、前記コンデンサへの充電電流が流れている期間に比例して、前記予め設定した時間を変化させる手段を備えることを特徴とする。
このような構成により、第２のスイッチ素子のオフのタイミングは、第２のスイッチ素子のオンのタイミングから、例えばタイマ等を使用し、所定のタイマ時間経過後に第２のスイッチ素子をオフする。このタイマ時間は、第２のスイッチ素子の寄生ダイオードに電流（コンデンサへの充電電流）が流れている期間に比例した期間とする。
これにより、第２のスイッチ素子のオン期間を回路の動作状態に応じて、自動的に制御できるようになる。また、第２のスイッチ素子の制御を、メインの第１のスイッチ素子と非結合で行うため、高価なパルストランスやレベルシフト回路を用いることなく構成できる。

また、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、前記トランスに補助巻き線を設け、前記第２のスイッチ素子のオフ後に前記補助巻き線に発生する電圧の極性の変化を検出し、該極性の変化に同期して、前記第１のスイッチング素子をオンさせる手段を備えることを特徴とする。
このような構成により、トランスに補助巻き線を設け、この補助巻き線に発生した電圧の極性が反転したことを検出し、第１のスイッチ素子に駆動信号を印加し、ゼロボルトスイッチを行うことができる。

また、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源からトランスの１次側巻き線へのオン・オフ通電を行う第１のスイッチ素子には第１のフライホールダイオードと第１のコンデンサとが並列に接続され、前記１次側巻き線の両端に第２のコンデンサを介して接続される第２のスイッチ素子には、第２のフライホールダイオードが並列に接続され、前記トランスの２次側巻き線の両端には整流平滑回路が接続され、前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子とを交互にオン・オフ制御する共に、前記第１のスイッチ素子のオン時間を制御することにより、前記整流平滑回路から一定電圧の直流出力を取り出すＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記第１のスイッチ素子のオフ後の、前記第２のフライホールダイオードを通した前記第２のコンデンサへの充電開始もしくは充電終了に同期して、前記第２のコンデンサへの充電電流に基づいて前記第２のスイッチ素子をオンさせると共に、予め設定した時間が経過した時に、前記第２のスイッチ素子をオフさせる制御手段と、前記トランスに補助巻き線を設け、前記第２のスイッチ素子のオフ後に前記補助巻き線に発生する電圧の極性の変化を検出し、該極性の変化に同期して、前記第１のスイッチング素子をオンさせる手段を備え、前記制御手段が、前記前記第２のフライホールダイオードを通した前記第２のコンデンサへの充電電流を検出する電流検出手段を備えることを特徴とする。
このような構成により、第１のスイッチ素子がオフすると、トランスの１次側巻き線に流れていた電流は、最初に第１のコンデンサを充電するようになり、時間の経過と共に、第２のスイッチ素子のフライホールダイオード（寄生ダイオード）を通して第２のコンデンサも充電するようになる。制御手段は、この第２のコンデンサに充電電流が流れると同時、もしくは、充電電流が終了したことに同期して、電流検出手段が検出した第２のコンデンサへの充電電流に基づいて第２のスイッチ素子をオンさせ、ゼロボルトスイッチ（Zero Volt Switching）を行う。また、第２のスイッチ素子のオフのタイミングは、第２のスイッチ素子のオンのタイミングから、例えばタイマ等を使用し、所定のタイマ時間経過後に第２のスイッチ素子をオフする。このタイマ時間は、一定期間か、第２のスイッチ素子のフライホールダイオードに電流（コンデンサへの充電電流）が流れている期間に比例した期間か、または、この電流のピーク値に比例した期間とする。また、トランスに補助巻き線を設け、この補助巻き線に発生した電圧の極性が反転したことを検出し、この検出に同期して第１のスイッチ素子をオンにする。
これにより、第１のスイッチ素子および第２スイッチ素子のゼロボルトスイッチを行うことができ、ＤＣ−ＤＣコンバータ低ノイズ化、および、高効率化を図ることができる。
また、第１のスイッチ素子の制御を、メインの第１のスイッチ素子と非結合で行うことができ、高価なパルストランスやレベルシフト回路を用いることなくＤＣ−ＤＣコンバータを構成できる。

また、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、前記第２のコンデンサへの充電電流のピーク値に比例して、前記予め設定した時間を変化させる手段を備えることを特徴とする。
このような構成により、第２のスイッチ素子のオフのタイミングは、第２のスイッチ素子のオンのタイミングから、例えばタイマ等を使用し、所定のタイマ時間経過後に第２のスイッチ素子をオフする。このタイマ時間は、第２のスイッチ素子の寄生ダイオードの電流（第２のコンデンサへの充電電流）のピーク値に比例した期間とする。
これにより、第２のスイッチ素子のオン期間を回路の動作状態に応じて、自動的に制御できるようになる。また、第２のスイッチ素子の制御を、メインの第１のスイッチ素子と非結合で行うため、高価なパルストランスやレベルシフト回路を用いることなく構成できる。
また、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、前記第２のコンデンサへの充電電流が流れている期間に比例して、前記予め設定した時間を変化させる手段を備えることを特徴とする。
このような構成により、第２のスイッチ素子のオフのタイミングは、第２のスイッチ素子のオンのタイミングから、例えばタイマ等を使用し、所定のタイマ時間経過後に第２のスイッチ素子をオフする。このタイマ時間は、第２のスイッチ素子の寄生ダイオードに電流（第２のコンデンサへの充電電流）が流れている期間に比例した期間とする。
これにより、第２のスイッチ素子のオン期間を回路の動作状態に応じて、自動的に制御できるようになる。また、第２のスイッチ素子の制御を、メインの第１のスイッチ素子と非結合で行うため、高価なパルストランスやレベルシフト回路を用いることなく構成できる。

また、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、少なくとも１次側巻き線と２次側巻き線とを有するトランスの前記１次側巻き線と第１のスイッチ素子との直列回路を、直流電源に並列に接続し、コンデンサを介して接続された第２のスイッチ素子と、前記２次側巻き線の両端に接続された整流平滑回路を有し、前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子とを交互にオン・オフすると共に、前記第１のスイッチ素子のオン時間を制御することにより、前記整流平滑回路から一定電圧の直流出力を取り出すＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記第１のスイッチ素子のオフ後の、前記コンデンサへの充電開始から充電終了の間に同期して、前記コンデンサへの充電電流に基づいて前記第２のスイッチ素子をオンさせると共に、予め設定した時間が経過した時に、前記第２のスイッチ素子をオフさせる手段を備え、前記制御手段が、前記コンデンサへの充電電流を検出する電流検出手段を備え、前記第２のスイッチ素子は、前記２次側巻き線の両端に前記コンデンサを介して接続されることを特徴とする。
このような構成により、第１のスイッチ素子がオフすると、トランスの１次側巻き線に流れていた電流は、トランスの２次側巻き線に流れる電流を変化させる。２次側巻き線に流れる電流は、時間の経過と共に、第２のスイッチ素子に直列に接続されたコンデンサを、第２のスイッチ素子の寄生ダイオード（フライホールダイオードとして機能するダイオード）を通して充電するようになる。制御手段は、このコンデンサに充電電流が流れ始めてから充電電流が終了するまでの期間に同期して、電流検出手段が検出したコンデンサへの充電電流に基づいて第２のスイッチ素子をオンさせ、ゼロボルトスイッチ（Zero Volt Switching）を行う。また、第２のスイッチ素子のオフのタイミングは、第２のスイッチ素子のオンのタイミングから、例えばタイマ等を使用し、所定のタイマ時間経過後に第２のスイッチ素子をオフする。このタイマ時間は、一定期間か、第２のスイッチ素子の寄生ダイオードに電流（コンデンサへの充電電流）が流れている期間に比例した期間か、第２のスイッチ素子の寄生ダイオードの電流（コンデンサへの充電電流）のピーク値に比例した期間の何れかを使用する。
これにより、第２スイッチ素子のゼロボルトスイッチを行うことができ、ＤＣ−ＤＣコンバータ低ノイズ化、および、高効率化を図ることができる。また、第２のスイッチ素子の制御を、メインの第１のスイッチ素子と非結合で行うため、高価なパルストランスやレベルシフト回路を用いることなく構成できる効果がある。
また、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、少なくとも１次側巻き線と２次側巻き線とを有するトランスの前記１次側巻き線と第１のスイッチ素子との直列回路を、直流電源に並列に接続し、コンデンサを介して接続された第２のスイッチ素子と、前記２次側巻き線の両端に接続された整流平滑回路を有し、前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子とを交互にオン・オフすると共に、前記第１のスイッチ素子のオン時間を制御することにより、前記整流平滑回路から一定電圧の直流出力を取り出すＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記第１のスイッチ素子のオフ後の、前記コンデンサへの充電開始から充電終了の間に同期して、前記コンデンサへの充電電流に基づいて前記第２のスイッチ素子をオンさせると共に、予め設定した時間が経過した時に、前記第２のスイッチ素子をオフさせる制御手段を備え、前記制御手段が、前記コンデンサへの充電電流を検出する電流検出手段を備え、前記第２のスイッチ素子は、前記２次側巻き線の両端に前記コンデンサを介して接続されることを特徴とする。
このような構成により、第１のスイッチ素子がオフすると、トランスの１次側巻き線に流れていた電流は、時間の経過と共に、第２のスイッチ素子に直列に接続されたコンデンサを、第２のスイッチ素子の寄生ダイオード（フライホールダイオードとして機能するダイオード）を通して充電するようになる。制御手段は、このコンデンサに充電電流が流れ始めてから充電電流が終了するまでの期間に同期して、電流検出手段が検出したコンデンサへの充電電流に基づいて第２のスイッチ素子をオンさせ、ゼロボルトスイッチ（Zero Volt Switching）を行う。また、第２のスイッチ素子のオフのタイミングは、第２のスイッチ素子のオンのタイミングから、例えばタイマ等を使用し、所定のタイマ時間経過後に第２のスイッチ素子をオフする。このタイマ時間は、一定期間か、第２のスイッチ素子の寄生ダイオードに電流（コンデンサへの充電電流）が流れている期間に比例した期間か、第２のスイッチ素子の寄生ダイオードの電流（コンデンサへの充電電流）のピーク値に比例した期間の何れかを使用する。
これにより、第２スイッチ素子のゼロボルトスイッチを行うことができ、ＤＣ−ＤＣコンバータ低ノイズ化、および、高効率化を図ることができる。また、第２のスイッチ素子の制御を、メインの第１のスイッチ素子と非結合で行うため、高価なパルストランスやレベルシフト回路を用いることなく構成できる効果がある。

本発明によれば、スイッチ素子のゼロボルトスイッチを行うことによりサージ電圧やノイズを少なくし、アクティブクランプ型のＤＣ−ＤＣコンバータの低ノイズ化、および、高効率化を図ることができる。また、アクティブクランプ型の電圧擬似共振型コンバータのアクティブクランプ用のスイッチ素子（図１のＱ２）の制御を、メインのスイッチ素子（図１のＱ１）と非結合で行うため、高価なパルストランスやレベルシフト回路を用いることなく構成できる効果がある。

次に本発明を実施するための最良の形態について図面を参照して説明する。

［第１の実施の形態］
図１は、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの第１の実施の形態を示す図である。図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａは、ローサイド側（スイッチ素子Ｑ１側）の制御回路を一般の擬似共振型フライバックコンバータの擬似共振用の制御回路で構成している。

以下、図１を参照し、その動作について説明する。
電源が投入されると、まずウオッチドグタイマ１１により、フリップフロップ（ＦＦ１）１２がセットされる。フリップフロップ（ＦＦ１）１２がセットされると、フリップフロップ（ＦＦ１）１２の出力はＨ（Ｈｉｇｈ）レベルとなり、タイマ回路（ＴＩＭ１）１３が作動すると同時に、ドライブ回路（ＤＲＶ１）１４にてＨレベル信号が増幅されて、スイッチ素子Ｑ１の駆動信号となる。

これによりスイッチ素子Ｑ１がオンすると、「直流電源１０→トランスＴ１の１次側巻き線Ｐ→スイッチ素子Ｑ１→直流電源１０」の経路で電流が流れる。すなわち、直流電圧ＥがトランスＴ１の１次側巻き線Ｐに印加される。これにより、トランスＴ１の１次側巻き線Ｐに三角波状の励磁電流が流れ、トランスＴ１に磁気エネルギーが蓄えられる。

スイッチ素子Ｑ１のオン時間は、従来のＤＣ−ＤＣコンバータ（図７参照）と同様にフォトカプラＰＣ１のフィードバック信号により決定されるタイマ回路１３のタイマ時間となる。フォトカプラＰＣ１のフィードバック信号は、２次側の出力電圧Ｖｏを出力電圧検出回路３１にて検出して、基準電圧と比較した誤差信号であり、フォトカプラＰＣ１を介して２次側から１次側に伝達される。これにより、スイッチ素子Ｑ１のオン時間を制御し、２次側の出力電圧Ｖｏを一定に保つように制御する。なお、フォトカプラＰＣ１は、発行ダイオード部（ＰＣ−Ｄ）と、受光トランジスタ部（ＰＣ−ＴＲ）とで構成されたものである。

タイマ回路１３は、タイマ時間が経過するとＨレベルの信号をフリップフロップ（ＦＦ１）１２に出力し、フリップフロップ（ＦＦ１）１２をリセットする。これにより、フリップフロップ（ＦＦ１）１２の出力はＬ（Ｌｏｗ）レベルとなり、ドライブ回路（ＤＲＶ１）１４の出力もＬレベルとなりスイッチ素子Ｑ１をオフする。

スイッチ素子Ｑ１がオフすると、トランスＴ１の１次側巻き線Ｐに流れていた電流は、コンデンサＣ１に流れ、スイッチ素子Ｑ１の両端の電圧は、コンデンサＣ１と１次側巻き線ＰのインダクタンスＬｐとの電圧擬似共振波形となる。コンデンサＣ１の電圧が「Ｅ（直流電源電圧）＋ＶＣ２（コンデンサＣ２の電圧）」に到達するとコンデンサＣ１に流れていた電流は、スイッチ素子Ｑ２の寄生ダイオードＤＤ２（フライホールダイオードとして機能するダイオード）にも流れコンデンサＣ２とコンデンサＣ１の両方が充電される。また、この頃、トランスＴ１の２次側巻き線Ｓからは、トランスＴ１に蓄えられていた磁気エネルギーが、出力の整流ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ３を介して、出力に放出される。

本発明では、スイッチ素子Ｑ２の寄生ダイオードＤＤ２に電流が流れたことを電流検出回路（ＣＤ）２１にて検出している。この電流検出から、電流の極性が反転（スイッチ素子Ｑ２の寄生ダイオードに流れる電流が終了）するまでの期間に同期して、フリップフロップ（ＦＦ２）２２をセットし、ドライブ回路（ＤＲＶ２）２４を介してスイッチ素子Ｑ２をオンさせることにより、ゼロボルトスイッチ（Zero Volt Switching）を可能としている。

スイッチ素子Ｑ２をオンすると、スイッチ素子Ｑ２の寄生ダイオードに電流が流れていれば、その電流はそのまま減少し、極性が反転してから、スイッチ素子Ｑ２のＭＯＳ−ＦＥＴ部に電流が流れる。また、スイッチ素子Ｑ２の寄生ダイオードＤＤ２の電流がゼロであれば、スイッチ素子Ｑ２の寄生ダイオードＤＤ２に流れていた電流に対して極性が反転した電流がスイッチ素子Ｑ２のＭＯＳ−ＦＥＴ部に流れる。

この電流は１次側巻き線ＰのインダクタンスＬｐとコンデンサ（Ｃ１＋Ｃ２）の共振電流であるため、正弦波の一部の波形が観測される。スイッチ素子Ｑ２のオフのタイミングは、スイッチ素子Ｑ２のオンのタイミングからタイマ回路（ＴＩＭ２）２３がスタートし、目標のタイマ時間経過後にタイマ回路（ＴＩＭ２）２３からフリップフロップ（ＦＦ２）２２へリセット信号が送出されてドライブ回路（ＤＲＶ２）２４を介してスイッチ素子Ｑ２をオフする。この目標とするタイマ時間は、一定期間か、スイッチ素子Ｑ２の寄生ダイオードに電流が流れている期間に比例した期間か、スイッチ素子Ｑ２の寄生ダイオードの電流のピーク値に比例した期間の何れかが好ましい。

その後、スイッチ素子Ｑ２がオフすると、スイッチ素子Ｑ１の両端の電圧は、１次側巻き線ＰのインダクタンスＬｐとコンデンサＣ１との電圧擬似共振波形となる。この時、容量がコンデンサ（Ｃ１＋Ｃ２）からコンデンサＣ１だけになるため、共振周波数が上昇する。コンデンサＣ１の電圧がゼロボルトに到達するとコンデンサＣ１に流れていた共振電流は、スイッチ素子Ｑ１の寄生ダイオードＤＤ１に流れる。

スイッチ素子Ｑ１のオンのタイミングは、トランスＴ１の第３の巻き線Ｎｃに発生する電圧をゼロ検出回路１５にて検出して行う。すなわち、巻き線Ｎｃに発生した電圧の極性が反転したことをゼロ検出回路１５にて検出し、フリップフロップ（ＦＦ１）１２をセットして、ドライブ回路（ＤＲＶ１）１４を介してスイッチ素子Ｑ１に駆動信号を印加する。

ゼロ検出回路１５は、巻き線Ｎｃの電圧がゼロになったことを検知して、いくらかの時間遅れを含みフリップフロップ（ＦＦ１）１２をセットする。これにより、スイッチ素子Ｑ１の両端の電圧がゼロになってから、スイッチ素子Ｑ１の寄生ダイオードＤＤ１に電流が流れている期間に、スイッチ素子Ｑ１をオンすることとなり、ゼロボルトスイッチ（Zero Volt Switching）が可能となる。また、以後、これらの動作の繰り返しとなる。なお、各部の波形は、図２と同様である。

このような構成となっているため、特別なパルストランスやレベルシフト回路などを必要としないで、図２に示すような、電流共振および電圧擬似共振波形が得られ、ノイズが少なく効率の良い共振型コンバータを安価に構成することが可能である。

［本発明の第２の実施の形態］
次に、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、図３示すような変形が可能である。図１に示す例では、コンデンサＣ２と第２のスイッチ素子Ｑ２との直列回路を、トランスＴ１の１次側巻き線Ｐに並列に接続したが、図３に示すＤＣ−ＤＣコンバータ１Ｂでは、コンデンサＣ２と第２のスイッチ素子Ｑ２との直列回路を、直流電源１０と１次側巻き線Ｐの直列回路に対し、並列に接続したものである。この場合も、図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータと同様の効果が得られる。

［本発明の第３の実施の形態］
また、次に、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、図４示すような変形が可能である。図４に示すＤＣ−ＤＣコンバータ１Ｃでは、トランスＴ１の２次側巻き線Ｓに並列に、第２のスイッチ素子Ｑ２とコンデンサＣ２の直列回路を接続したものである。この場合も、図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータと同様の効果が得られる。

［本発明の第４の実施の形態］
さらに、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、図５に示すような変形が可能である。図１に示す例では、フライバックコンバータを例にとって示したが、図５に示すようにフォワードコンバータにも適応することができる。

図５に示すＤＣ−ＤＣコンバータ１Ｄは、図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａの回路のトランスＴ１の２次側巻き線Ｓの極性を反転し、フライホイールダイオードＤ２と平滑用インダクタンスＬを付加しフォワード型整流回路としたものである。また、トランスＴ１の２次側巻き線Ｓに直列に可飽和リアクトルＳＬを付加し、１次側での電圧擬似共振を発生しやすくし、スイッチ素子Ｑ１のゼロボルトスイッチを可能とするものである。これの動作は、出力整流回路がフライバック型からフォワード型に変わったところを除けば図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータとほぼ同様の動作となる。

［本発明の第５の実施の形態］
さらに、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、図６に示すような変形が可能である。図３に示す例では、フライバックコンバータを例にとって示したが、図６に示すようにフォワードコンバータにも適応することができる。

図６に示すＤＣ−ＤＣコンバータ１Ｅは、図３に示すＤＣ−ＤＣコンバータ１Ｂの回路のトランスＴ１の２次側巻き線Ｓの極性を反転し、フライホイールダイオードＤ２と平滑用インダクタンスＬを付加しフォワード型整流回路としたものである。また、図５に示す可飽和リアクトルＳＬに代わり、トランスＴ１の１次側巻き線Ｐに直列にリーケージインダクタンスＬｒを付加したものである。これは、可飽和リアクトルＳＬと同様に１次側での電圧擬似共振を発生しやすくし、スイッチ素子Ｑ１のゼロボルトスイッチを可能とするものである。これの動作は、出力整流回路がフライバック型からフォワード型に変わったところを除けば図３に示すＤＣ−ＤＣコンバータとほぼ同様の動作となる。

以上、本発明の実施の形態として、スイッチ素子Ｑ１の制御回路として、電圧モード制御を例にとって説明したが、電流モード制御で行っても良い。また、図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａの電圧擬似共振用コンデンサＣ１は、Ｑ１の両端に接続していたが、トランスＴ１の何れかの巻き線に並列に接続しても良い。また、図１の電圧擬似共振用コンデンサＣ１は、Ｑ１の両端に接続していたが、スイッチ素子Ｑ２の両端に接続しても良い。

さらに、図１の電圧擬似共振用コンデンサＣ１は、Ｑ１の両端に接続していたが、Ｄ１、もしくは、Ｄ１とＤ２の両端に接続しても良い。またさらに、図６のリーケージインダクタンスＬrは、外付けのインダクタンスを用いても良い。

このように、本発明によれば、スイッチ素子のゼロボルトスイッチを行うことによりサージ電圧やノイズを低減し、ＤＣ−ＤＣコンバータ低ノイズ化、および、高効率化を図ることができる。また、アクティブクランプ型の電圧擬似共振型コンバータのアクティブクランプ用のスイッチ素子Ｑ２の制御を、メインのスイッチ素子Ｑ１と非結合で行うため、高価なパルストランスやレベルシフト回路を用いることなく構成できる効果がある。また、メインのスイッチ素子の制御を従来からの安価な電圧擬似共振型制御回路を用いることができる。

以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、上述の図示例にのみ限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変更を加え得ることは勿論である。

サージ電圧やノイズが少なく効率の良いＤＣ−ＤＣコンバータをきわめて安価に構成することが可能となり、本発明はＤＣ−ＤＣコンバータを電源装置として使用する電子機器等に有用である。

本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの第１の実施の形態を示す図である。 本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの各部の動作波形を示す図である。 本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの第２の実施の形態を示す図である。 本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの第３の実施の形態を示す図である。 本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの第４の実施の形態を示す図である。 本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの第５の実施の形態を示す図である。 従来のＤＣ−ＤＣコンバータの例を示す図である。

符号の説明

１Ａ、１Ｂ、１Ｃ、１Ｄ、１Ｅ、２…ＤＣ−ＤＣコンバータ
１０…直流電源
１１…ウオッチドグタイマ
１２、２２…フリップフロップ
１３、２３…タイマ回路
１４、２４…ドライブ回路
１５…ゼロ検出回路
３１…出力電圧検出回路
４１…ＰＷＭ信号発生回路
４２…論理反転回路
５１、５２…デッドタイム付加回路
５３…レベルシフト回路
Ｃ、Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３…コンデンサ
Ｄ１…整流ダイオード
Ｄ２…フライホイールダイオード
ＤＤ１、ＤＤ２…寄生ダイオード（フライホールダイオード）
Ｌ…平滑用インダクタンス
Ｌr リーケージインダクタンス
ＰＣ１…フォトカプラ
Ｑ１、Ｑ２…スイッチ素子
ＳＬ…可飽和リアクトル
Ｔ１ トランス
Ｐ…１次側巻き線
Ｓ…２次側巻き線
Ｎｃ…補助巻き線

Claims (9)

1. 少なくとも１次側巻き線と２次側巻き線とを有するトランスの前記１次側巻き線と第１のスイッチ素子との直列回路を、直流電源に並列に接続し、前記１次側巻き線の両端にコンデンサを介して接続された第２のスイッチ素子と、前記２次側巻き線の両端に接続された整流平滑回路を有し、前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子とを交互にオン・オフすると共に、前記第１のスイッチ素子のオン時間を制御することにより、前記整流平滑回路から一定電圧の直流出力を取り出すＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記第１のスイッチ素子のオフ後の、前記コンデンサへの充電開始から充電終了の間に同期して、前記コンデンサへの充電電流に基づいて前記第２のスイッチ素子をオンさせると共に、予め設定した時間が経過した時に、前記第２のスイッチ素子をオフさせる制御手段
   を備え、
   前記制御手段が、
   前記コンデンサへの充電電流を検出する電流検出手段
   を備えることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 前記コンデンサへの充電電流のピーク値に比例して、前記予め設定した時間を変化させる手段を
   備えることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 前記コンデンサへの充電電流が流れている期間に比例して、前記予め設定した時間を変化させる手段を
   備えることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
4. 前記トランスに補助巻き線を設け、前記第２のスイッチ素子のオフ後に前記補助巻き線に発生する電圧の極性の変化を検出し、該極性の変化に同期して、前記第１のスイッチング素子をオンさせる手段を
   備えることを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
5. 直流電源からトランスの１次側巻き線へのオン・オフ通電を行う第１のスイッチ素子には第１のフライホールダイオードと第１のコンデンサとが並列に接続され、前記１次側巻き線の両端に第２のコンデンサを介して接続される第２のスイッチ素子には、第２のフライホールダイオードが並列に接続され、前記トランスの２次側巻き線の両端には整流平滑回路が接続され、前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子とを交互にオン・オフ制御する共に、前記第１のスイッチ素子のオン時間を制御することにより、前記整流平滑回路から一定電圧の直流出力を取り出すＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記第１のスイッチ素子のオフ後の、前記第２のフライホールダイオードを通した前記第２のコンデンサへの充電開始から充電終了の間に同期して、前記第２のコンデンサへの充電電流に基づいて前記第２スイッチ素子をオンさせると共に、予め設定した時間が経過した時に、前記第２のスイッチ素子をオフさせる制御手段と、
   前記トランスに補助巻き線を設け、前記第２のスイッチ素子のオフ後に前記補助巻き線に発生する電圧の極性の変化を検出し、該極性の変化に同期して、前記第１のスイッチング素子をオンさせる手段
   を備え、
   前記制御手段が、
   前記前記第２のフライホールダイオードを通した前記第２のコンデンサへの充電電流を検出する電流検出手段
   を備えることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
6. 前記第２のコンデンサへの充電電流のピーク値に比例して、前記予め設定した時間を変化させる手段を
   備えることを特徴とする請求項５に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
7. 前記第２のコンデンサへの充電電流が流れている期間に比例して、前記予め設定した時間を変化させる手段を
   備えることを特徴とする請求項５に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
8. 少なくとも１次側巻き線と２次側巻き線とを有するトランスの前記１次側巻き線と第１のスイッチ素子との直列回路を、直流電源に並列に接続し、コンデンサを介して接続された第２のスイッチ素子と、前記２次側巻き線の両端に接続された整流平滑回路を有し、前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子とを交互にオン・オフすると共に、前記第１のスイッチ素子のオン時間を制御することにより、前記整流平滑回路から一定電圧の直流出力を取り出すＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記第１のスイッチ素子のオフ後の、前記コンデンサへの充電開始から充電終了の間に同期して、前記コンデンサへの充電電流に基づいて前記第２のスイッチ素子をオンさせると共に、予め設定した時間が経過した時に、前記第２のスイッチ素子をオフさせる制御手段
   を備え、
   前記制御手段が、
   前記コンデンサへの充電電流を検出する電流検出手段
   を備え、
   前記第２のスイッチ素子は、
   前記２次側巻き線の両端に前記コンデンサを介して接続される
   ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
9. 少なくとも１次側巻き線と２次側巻き線とを有するトランスの前記１次側巻き線と第１のスイッチ素子との直列回路を、直流電源に並列に接続し、コンデンサを介して接続された第２のスイッチ素子と、前記２次側巻き線の両端に接続された整流平滑回路を有し、前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子とを交互にオン・オフすると共に、前記第１のスイッチ素子のオン時間を制御することにより、前記整流平滑回路から一定電圧の直流出力を取り出すＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記第１のスイッチ素子のオフ後の、前記コンデンサへの充電開始から充電終了の間に同期して、前記コンデンサへの充電電流に基づいて前記第２のスイッチ素子をオンさせると共に、予め設定した時間が経過した時に、前記第２のスイッチ素子をオフさせる制御手段
   を備え、
   前記制御手段が、
   前記コンデンサへの充電電流を検出する電流検出手段
   を備え、
   前記第２のスイッチ素子は、
   前記直流電源と前記１次側巻き線の直列回路と並列に前記コンデンサを介して接続される
   ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。

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