TWI422128B - 功率調節器及用於控制功率調節器輸出的系統和方法 - Google Patents

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Description

功率調節器及用於控制功率調節器輸出的系統和方法
本發明涉及功率轉換器，尤其涉及功率轉換器中的暫態處理。
諸如微處理器和圖形處理器的商用積體電路的快速發展和增加的功率消耗，在到這些IC的功率傳遞和從這些IC消除廢熱中產生了新的且顯著的問題。電源必須能够傳遞很快的電流暫態。到達這些負載的電子路徑還必須具有低阻抗和電感(1.5V電源在60Amps處將在25mΩ阻抗上完全降落)。傳統上，DC電源被設計成將AC線電壓轉換成一個或多個DC輸出，其被發送到遍及系統的負載點(POL)。然而，在整個系統發送高電流信號可能是不實際的。為了克服這個困難，並减少在系統中四處分配高電流信號的負面作用，在適度電壓和電流等級分配功率的一種可替換的方法已經被採用。勝於在一個中心位置將AC電源電壓等級轉換成各種負載所需的DC電壓等級，AC電源電壓通常被轉換成“合理的”DC電壓並發送到“負載點”(POL)，在那裏它被在本地轉換為所需的低電壓。這種技術被稱為“分布功率結構”，或DPA。
在許多功率分配系統中，通常僅將整個系統的功率分配給各種POL是不够的。複雜的電子系統通常被監視並控制以確保最大的可靠性和性能。通常在DPA系統中實施的功能(電源特徵)包括電源排序、熱交換能力、斜波控制、電壓編程、負載監視、追蹤、溫度監視、風扇速度控制、相位控制、電流共享、開關頻率可編程序性、和開關時脈同步，僅舉幾個例子。功率系統可能需要的其它功能。例如，溫度測量的單點、門的開/閉狀態和振動可能是感興趣的。
為了適應更多功率和更密集的系統，以及生成之新的分配問題的需求，許多當前的功率分配方案開始在一個封包中提供每種解决方案、或功能。通常這些功能中的每一者需要系統中的一個單獨配置。也就是說，每種功能可能需要它自己的互連網絡，其將POL轉換器繫在一起。互連網絡可實現連結(glue)-邏輯，其可能是POL轉換器的控制所需的，為了使特定功能在系統運行期間被成功地執行。這些功能中的許多包含模擬信號控制，其需要相應的模擬信號線，並且POL轉換器以點對點結構互連。這些信號的發送通常是困難的，因為在各種POL轉換器之間和/或在POL轉換器與任何其它系統組件之間沒有真正的通信被建立。在系統層面將這些功能中的所有或大部分聯繫在一起的成果中，一種途徑是在負責控制各個POL轉換器的控制IC中實施這些功能。某些功能性還可能被編程在微控制器中，微控制器可通過I2C(IC間通信)匯流排與所附連的POL轉換器通信，以協調系統中所有POL轉換器的控制。
DC-DC變換通常通過開關功率調節器來執行，或者通過降壓調節器，將較高電壓(如12V)變換為一個或多個負載設備所需的較低電壓。一種常用結構的特徵在於將較高的電壓分配給多個功率調節器，每個產生到一個或更多個負載的不同的(或者可能是相同的)電壓。開關功率調節器通常使用兩個或更多個功率電晶體以將一個電壓的能量變換到另一個電壓。這種功率調節器100的一個常用實例，通常被稱作“降壓調節器”被表示在圖1中。降壓調節器100通常開關一對功率電晶體(108和110)以在電晶體的共同節點SW處產生方波。該產生的方波可使用LC電路來加以平滑以產生所需的的電壓Vout ，其中LC電路包括電感器112和電容器114。由誤差放大器116、比例-積分-微分(PID)濾波器102、脈衝寬度調變器(PWM)104、和輸出控制電路106組成的控制迴路可被配置以控制輸出方波的工作週期，並從而控制Vout 的最終值。
功率調節器，如圖1中所示的功率調節器100，例如，通常包括用於從暫態的輸出電壓偏移恢復的裝置。這些短期電壓偏移可由多種控制迴路擾動而導致，如目標參考電壓變化、輸入匯流排電壓階躍、和負載電流暫態。通常，功率轉換器的控制迴路中的信號處理電路處理這些電壓偏移。然而，由控制迴路實施的恢復過程通常相對較慢。整體而言，在可靠的功率調節器的設計中最經常考慮的因素包括暫態反應、在寬範圍上的輸出穩定性、使用的便捷性、和成本。
在比較這種習知技術與此處描述的本發明之後，習知技術的許多其它問題和缺陷對本領域技術人員來說將是顯而易見的。
公開各種實施例，通過調整固定頻率PWM(脈衝寬度調變)為仿真電流模式滯後控制，用來獲得具有固定頻率的滯後性能。在穩定狀態，電流波形可加以推斷，不需要實際上測量該電流。在電流模式控制中，電流可和誤差電壓成比例地調節。負載電流的變化可能與工作週期的變化相關，工作週期的變化可能與誤差電壓相關，通過將工作週期的變化表示為誤差電壓的函數來建立電流模式控制。該電流模式控制可被用來仿真電流模式滯後，如果代替工作週期，相同的工作週期或電流偏移會被相位的變化影響。漣波電流的一小部分(縮寫為“Forc”)可被指定為峰對峰漣波電流的特定部分，在Forc和漣波電流之間建立線性關係。
對於給定的電感器和電容器組合，漣波電流可能是已知的，在給定的輸入電壓、輸出電壓、開關頻率、和在穩定狀態的較輕程度的損耗下。在傳統的PWM中，其通常被配置成具有固定的工作週期，工作週期中的變化(如，在週期的開始並對每個後續的脈衝)通常導致電感器電流中的較慢變化(即，跨越幾個週期)，從而緩慢地調節輸出電壓。每個週期電流可上升或降低直到獲得穩定狀態。因此與誤差電壓成比例的工作週期可指示與誤差電壓的積分成比例的電流，並且工作週期的值可能不是用於目標(參考)電壓的修正值。因此，在某些點，工作週期可能需要被調節為修正值。因此，通過提供相位的瞬間變化，同時在相位變化後保持同樣的工作週期，相位變化期間的電流變化可加以獲得。在緊接的週期中電流可增加或减少。對於與誤差電壓成比例的相位偏移，電流可與誤差電壓成比例，並且跟隨相位偏移，工作週期可具有用於目標電壓的修正值。
由於本發明允許各種修改和可替換的形式，因此特定的實施例以實例的形式表示在附圖中，並將在此處詳細描述。然而，應當理解，附圖及其詳細描述不是意圖將本發明限制於公開的特定形式，相反地，旨在涵蓋落於由所附申請專利範圍限定的本發明的精神和範圍內的所有修改、等效形式和替換形式。注意，標題只是用於組織的目的，不意味著被用來限制或解釋說明書或申請專利範圍。而且，注意詞語“可能”以允許的意義(即，有可能，能够)被用在整個申請中，而不是强制的意義(即，必須)。術語“包括”及其衍生詞意味著“包括，但不限於”。術語“耦接”意味著“直接或間接連接”。
滯後控制
滯後控制，有時稱作漣波調節器控制，時常被用作控制功率調節器、或電壓調節器(例如，諸如圖1中所示的降壓調節器100)輸出控制的方法。在滯後控制期間，轉換器輸出電壓通常被維持在以參考電壓為中心的滯後帶內。由於它的便宜、簡單和易於使用的結構，滯後控制調節器被廣泛使用。滯後控制的一些益處包括快速負載暫態響應，和消除對反饋迴路補償的需要。滯後控制的一個另外特徵是改變操作頻率。換句話說，滯後控制允許不需要外部補償的簡單系統設計，用寬範圍元件的穩定操作，和很快速的暫態響應。滯後控制還可提供高效率的操作，即使在輕載情况。
傳統的滯後控制實質上依賴於測量的漣波，其可能是電壓漣波或電流漣波，如圖2所示。如在圖2的三個圖中所示的，誤差電壓206中的階躍變化可導致(或對應於)電流中的階躍變化(從202a到202b)，其還可導致(或對應於)相位中的階躍變化。整體而言，由於誤差電壓中的偏移的平均電流中的偏移可被觀察到(從204a到204b)。也就是說，在時間參考點210處的誤差電壓206中的階躍變化可導致電感器電流202a中的階躍變化，其可能被上移，如電感器電流202b所示。因此，在平均電流中可能有一個偏移，其可能從由204a表示的值上升到由204b表示的值。由於信號相對於漣波雜訊比的變化，滯後控制可具有某些優勢。與滯後控制相關的一些問題包括依賴於雜訊的可變性能，週期之間的頻率起伏，和在多相操作中執行控制的困難，其中在多相操作中電壓漣波被消除。然而，滯後性能可不依賴於漣波測量來獲得，而是使用固定頻率，通過利用從系統的已建立且理解的穩定狀態行為獲得的波形知識。
在一組實施例中，可通過採用對電流模式滯後控制的固定頻率PWM(脈衝寬度調變)來達成具有固定或準固定頻率的滯後性能。在一方面，在穩定狀態，電流波形可加以推斷，不需要測量電流，由於穩定狀態行為可基於系統的各種設計和操作特性來建立。因此，電流模式滯後控制可被仿真，不需要通常與電流模式滯後控制相關的測量。因此，在電流模式控制中，電流可和誤差電壓成比例地調節。圖3提供了電流漣波波形302的一個實例，其顯示電流漣波-谷、電流漣波-峰、和工作週期。在上升斜波期間(即，從Iripple-valley1 至Iripple-peak )，電感器電流中的變化(ΔIinductor -如圖1的調節器100的電感器112中)可由關係式表示：
其中Vin 表示輸入電壓，Vout 表示調節的輸出電壓(例如，如圖1的調節器100中所示)，ΔD表示工作週期中的變化，L表示負載電感，並且f表示操作頻率。在下降斜波期間(即，從Iripple-peak 至Iripple-valley2 )，電感器電流中的變化可由關係式表示：
因此，負載電流中的變化可與工作週期中的變化有關，被表示為：
因此，工作週期中的變化可與誤差電壓有關，並且ΔD可被表示為誤差電壓的函數：
(4)ΔD =f (V error )
以建立電流模式控制。這種電流模式控制可適用於執行電流模式滯後，如果代替工作週期，相同的工作週期或電流偏移會被相位中的變化影響。漣波電流的一小部分(Forc)可被定義並表示為：
其中峰對峰漣波電流(Iripplepk-pk )可被定義為10Forc(或漣波電流的10小部分)，如圖3中所示。因此，可在漣波電流和Forc之間建立線性關係。在穩定狀態，在高側場效電晶體(FET)(如，圖1中的FET 108)的導通期間，電流可在D*f秒時間段內以恒定斜率從低谷值到峰值(它們都可用Amps表示)。類似地，Forc可在D*f秒時間段內以恒定斜率從0Forcs至10Forcs。
下面的段落描述如何使用“Forc”控制器執行校正的一個實施例。如果目標是對於誤差電壓中的每個指定電壓階躍(如1mV)，使滯後控制器中的電流變化為指定的電流值(如1Amp)，那麽對於10Amps的漣波電流(峰對峰漣波電流Iripplepk-pk )，對於誤差電壓的每1mV，電流可變化漣波電流的十分之一。例如，在指定量或時間段，如10μs，漣波電流可從最大值到最小值。對於1mV誤差，視窗比較器可被偏移從而使得中心距穩定狀態值1Amp，如圖4的電流間隔圖中所示的。如所示的，高側FET控制信號406(如，在圖1的調節器100中從輸出控制方塊106到高側FET 108的HS控制信號)可從它的原始位置偏移。圖4還說明了由電流函數402表示的漣波電流(間隔)，與由函數404表示的Forc值(間隔)之間的關係。由於在使用的實例中，漣波電流402可以1Amp/μs的速率降低，1Amp向上偏移可有效地使相位提早1μs偏移。換句話說，漣波電流402降低的速率還可指示相位可被(提早)偏移的時間段，由於漣波電流402以與漣波電流402降低的速率相同的速率向上偏移。此外，如果目標是對於每1mV誤差，使“Forc”控制器中的電流變化為1Amp，那麽對於等於10Forcs的漣波電流，1Forc的偏移將對應於漣波電流的十分之一偏移。然而，在這種實施中，可能不需要偏移視窗比較器。由於漣波電流402可以指定速率降低，如1Forc/μs的速率，1Forc向上偏移可有效地使相位提早1μs偏移。因此相位可被偏移1μs，如由圖4中的高側FET控制信號406說明的。
圖5顯示了實施“Forc”控制器的一個控制路徑的方塊圖，作為對於圖1中所示的控制路徑的一種可能的替換形式。功率級512輸出可和參考電壓Vref 比較(在502處)，結果電壓誤差信號可用在電壓誤差對工作週期方塊504中以確定工作週期，然後其可被用在數位脈衝寬度調變(DPWM)方塊506中以控制DPWM信號，其可為到達相位偏移器508的輸入。相位偏移器508的輸出可被用來產生滯定時間(deadtime)延遲方塊510中的滯定時間延遲信號以控制功率級512，並產生期望的輸出電壓Vout 。來自加法方塊502的電壓誤差還可讓電壓誤差對相位偏移方塊514使用以確定相位偏移，並提供控制信號給相位偏移器508，其可被相位偏移器508使用以偏移提供給滯定時間延遲方塊510的DPWM控制信號，從而產生用於功率級512的最終控制信號。整體而言，PWM控制迴路(從功率級輸出512至加法方塊502的輸出)可被認為是主迴路，其被配置成控制功率級的輸出電壓，以及一個第二迴路(“Forc迴路”)，從節點502的輸出至相位偏移器，用來控制功率級的輸出的暫態行為(即，用來限定功率調節器的動態行為)。換句話說，主迴路可操作以設置穩定狀態工作週期，而第二迴路(或Forc迴路)可操作以限定功率調節器的動態行為。還應注意，在至少一組實施例中，功率級512可包括高側FET 108和低側FET 110，如降壓調節器100中所示的，並且還可包括電感器112和電容器114。
圖6顯示圖5的DPWM(數位脈衝寬度調變)方塊506的一個實施例。在一組實施例中，當產生高解析度(resolution)DPWM信號時，補償器604可指定數量(N)位的解析度。在圖6所示的實施例中，N=10。由這N(10)位形成的“字”可被轉譯成與產生的PWM信號對應的脈衝寬度。在一個實施例中，最低有效位元(LSB)可被6位計數器606處理，6位計數器606運行在對應於時脈602的輸出(相0)的給定時脈頻率。換句話說，包括N位的K個最少有效位的指定數量(K)的位可被計數器606處理，計數器606可在具有指定頻率的時脈上計數，其對應於具有指定頻率的時脈的相0的輸出。因此，計數器606可確定脈衝寬度的近似解析度。可藉由從時脈602選擇相位偏移量來處理最高有效位元(MSB)，其中MSBs的數量是N-K。PLL 602的輸出可能已包括指定數量(L)的線(所示的實例中是16線)，每條線對應於時脈602的某個相位偏移量。補償器604的MSBs可通過多工器608選擇特定的相。因此，時脈計數器606的一個計數週期可被分為L個時間段，並可允許PWM字的MSB部分b變為LSB計數值的1/L小部分。因此，脈衝寬度的精密解析度可由PLL 602的對應輸出的MSB選擇來設置。
對於給定的電感器和電容器組合，例如已知的圖1的功率調節器100中的電感器112和電容器114的組合，漣波電流可以是已知的，在給定的輸入電壓Vin，輸出電壓Vout ，頻率，和穩定狀態中的較輕程度的損耗。對於小信號行為，損耗部分可被忽略。這通常可用於滯後控制和傳統PWM控制的情况。在傳統的配置為具有固定工作週期的PWM控制(如圖1的降壓調節器100中解釋的)中，當工作週期變化時(如，在週期的開始和對每個隨後的脈衝)，電感器電流可緩慢變化(即在幾個週期上)，並且輸出電壓從而可被緩慢調節。每個週期電流可增加或减少直到穩定狀態發生。如果工作週期與誤差電壓成比例，電流可與誤差電壓的積分成比例。工作週期可能不具有用於目標(參考)電壓的修正值，因此在一些點可能必須被調節回修正值。相位的瞬時變化(同時在相位變化後保持相同的工作週期)可導致電流在相位變化期間變化。在緊接的週期中電流可增加或减少。如果相位偏移與誤差電壓成比例，電流可與誤差電壓成比例，並且在相位偏移之後，工作週期可具有用於目標電壓的修正值。
在一組實施例中，輸入電壓可被指定為12V，輸出電壓可被指定為1.5V，操作週期(對應於操作頻率)可被分為64段。計數器，如向上/向下計數器可被用來判斷/控制高側FET，或更具體地，控制高側FET(例如，對應於圖1的FET 108的FET)的導通/關斷時間段。誤差偏移可被計數直到獲得偏移目標。這可用一個增益參數來獲得，其中向上/向下偏移率可與向上/向下斜率成比例。在一個實施例中主要元件的實例值可包括0.45μH的電感器(例如，對應於圖1的電感器112的電感器)，234μF的負載電容器(例如，對應於圖1的電容器114的電容器)，400KHz的操作頻率，支持16A的全負載電流，以及25%和50%的暫態。這些值被提供作為一個實施例的實例，替換實施例可使用由給定系統規格和期望的性能的需要確定的其它值。
圖7顯示了根據一個實施例擷取誤差偏移計數的操作的流程圖。目標計數值可被設置為工作週期、所需的相位偏移、和淨相位偏移(702)的總和，並且計數器的電流計數可被增加指定的值，其中在所示的實施例中指定值為“1”(704)。接下來目標計數值被與計數器(706)的電流計數值比較，如果電流計數值不大於目標計數值，那麽電流計數值再次被增加指定值(704)。這可被執行直到電流計數大於目標計數。當電流計數大於目標計數時，計數器可從上往下或從下往上來回切換，取決於電流設置(708)。接下來淨相位偏移可藉由從所需的相位偏移值减去目標計數和電流計數之間的差來加以計算(710)。然後電流計數可被重置為它的原始值，其可能是“0”(712)，目標計數可被重新計算(702)，計數器可再次開始增加(704)。
圖8是根據一個實施例的信號圖，其顯示負載電流802、電感器電流804、和輸出電壓806的負載增大暫態。圖8中說明的行為對應於電感器斜波(由波形804說明的電感器電流的)在電流增加(由波形802說明的負載電流的)的時刻理想地開始，沒有等效串聯電阻(ESR)，沒有等效串聯電感(ESL)，並且沒有DCR。輸出電壓中的變化ΔVout (如圖8中的輸出電壓對應圖中的“谷”)可被表示為：
其中VL 是電感器電壓。
圖9顯示了根據一個實施例的用於無負載功率調節器輸出的原始的、開迴路響應(對於固定工作週期)的電流圖。負載電流被表示為波形904(為0，因為無負載)，電感器電流被表示為波形902。圖10顯示了根據一個實施例的用於有負載功率調節器輸出的原始的、開迴路響應(對於固定工作週期)的電流/電壓圖，其中負載可承受0-24Amp電流。負載電流被表示為波形910，電感器電流被表示為波形906，輸出電壓被表示為波形908，最大偏移被表示為波形912，最小偏移被表示為波形914。圖11顯示了說明如前所述當使用Forc控制器時功率調節器輸出的暫態響應的電流/電壓圖。上面的圖被呈現為與圖10中的圖相同比例，而下面的圖被呈現為放大的比例，以顯示細節。如圖10，負載電流被表示為波形910，電感器電流被表示為波形906，輸出電壓被表示為波形908，最大偏移被表示為波形912，最小偏移被表示為波形914。
最小偏移(波形914)和輸出電壓(波形908)之間的負載線電壓偏移量，如圖11中的ΔV所示，可被表示為：
如圖12中所示，按照計數相對於經過時間表示在上面的圖中的相位偏移量，可調節負載電流910的電流階躍，如在下面的圖中所示的，其再次說明了當使用Forc控制器時，功率調節器輸出的暫態響應，再次，負載電流被表示為波形910，電感器電流被表示為波形906，輸出電壓被表示為波形908，最大偏移被表示為波形912，最小偏移被表示為波形914。
圖13顯示了根據一個實施例的波特圖(Bode plot)，其說明了相對於頻率圖示的增益。如在圖13的圖中所示的，隨著頻率增加增益减小。根據一個實施例，增益敏感度被圖14中的圖說明，顯示的相對於增益的以百分比形式的偏移(950)。平線952表示理論的理想情况，對於說明的實施例。在一組實施例中，當操作Forc控制器時，要被調整的唯一參數可能是增益。如圖14中所示的，對於超過5000的增益，暫態響應被顯示是相對不敏感的。如上面提及的，圖中的直線952表示理論的理想暫態響應，而曲線950表示實際偏移。
雖然上面的實施例已經被相當詳細地描述，但是一旦上述公開被完全理解，許多變化和修改對本領域技術人員將是顯而易見的。下面的申請專利範圍旨在解釋包括所有這種變化和修改。
100．．．功率調節器
102．．．比例-積分-微分(PID)濾波器
104．．．脈衝寬度調變器(PWM)
106．．．輸出控制電路
108、110．．．電晶體
112．．．電感器
114．．．電容器
116．．．誤差放大器
202a、202b．．．電感器電流
204a、204b．．．平均電流值
206．．．誤差電壓
210．．．時間參考點
302．．．電流漣波波形
402、404．．．漣波電流
406．．．高側FET控制信號
502．．．加法方塊
504．．．電壓誤差對工作週期方塊
506．．．數位脈衝寬度調變(DPWM)方塊
508．．．相位偏移器
510．．．滯定時間延遲方塊
512．．．功率級
514．．．電壓誤差對相位偏移方塊
602．．．時脈
604．．．補償器
606．．．時脈計數器
608．．．多工器
702~712．．．擷取誤差偏移計數的操作的流程圖中之每個步驟
802．．．負載電流
804．．．電感器電流
806．．．輸出電壓
902、904、906、908、910、912、914‧‧‧波形
950‧‧‧曲線
952‧‧‧直線
圖1顯示了一個習知技術的功率調節器；
圖2顯示了根據一個實施例的電感器漣波電流和誤差電壓的電流/電壓圖；
圖3顯示了具有電流漣波-谷、電流漣波-峰、和工作週期的電流漣波波形的一個實例；
圖4顯示了根據一個實施例的用於電流間隔、Forc間隔、和高側FET控制信號的波形；
圖5顯示了實施“Forc”控制器的一個控制路徑的方塊圖；
圖6顯示了圖5的DPWM方塊的一個實施例；
圖7顯示了說明根據一個實施例的誤差偏移量的操作流程的流程圖；
圖8顯示了根據一個實施例的用於負載電流、電感器電流、和輸出電壓的階躍負載暫態的信號圖；
圖9顯示了根據一個實施例的用於無負載的功率調節器輸出的原始的、開迴路響應(對於固定工作週期)的電流圖；
圖10顯示了根據一個實施例的用於有負載的功率調節器輸出的原始的、開迴路響應(對於固定工作週期)的電流/電壓圖；
圖11顯示了根據一個實施例的說明當使用Forc控制器時功率調節器輸出的暫態響應的電流/電壓圖；
圖12顯示了根據一個實施例的相對於時間圖示的相位偏移量、和功率調節器輸出的暫態反應的圖，用來說明相位是如何調節電流階躍的；
圖13顯示了根據一個實施例的波特圖(Bode plot)，其說明了相對於頻率圖示的功率調節器的增益；
圖14顯示了根據一個實施例的繪出以百分比形式的輸出電壓偏移相對於功率調節器的增益的圖。
502．．．加法方塊
504．．．電壓誤差對工作週期方塊
506．．．數位脈衝寬度調變(DPWM)方塊
508．．．相位偏移器
510．．．滯定時間延遲方塊
512．．．功率級
514．．．電壓誤差對相位偏移方塊

Claims (20)

  1. 一種用於控制功率調節器的輸出的系統，該系統包括：主控制迴路，其被配置成基於下列來產生誤差信號：該功率調節器的輸出；以及參考信號；其中該主控制迴路進一步被配置以：基於該誤差信號產生第一控制信號；以及至少根據該第一控制信號來控制該功率調節器的該輸出的穩定狀態行為；以及第二控制迴路，包括在該主控制迴路中，其被配置以：基於該誤差信號產生第二控制信號；以及至少根據該第二控制信號來控制該功率調節器的該輸出的暫態響應。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的系統，其中在產生該第二控制信號中，該第二控制迴路被配置成根據該穩定狀態行為來仿真該功率調節器的該輸出的電流模式滯後控制。
  3. 如申請專利範圍第1項所述的系統，其中該第一控制信號被配置成控制數位脈衝寬度調變(PWM)信號的產生，該數位脈衝寬度調變(PWM)信號被配置來為該功率調節器的輸出級供電，其中該功率調節器的該輸出級被配置以提供該功率調節器的該輸出。
  4. 如申請專利範圍第3項所述的系統，其中該第一控 制信號被配置以控制該PWM信號的工作週期。
  5. 如申請專利範圍第3項所述的系統，其中該第二控制信號被配置成使該PWM信號偏移。
  6. 如申請專利範圍第5項所述的系統，其中該功率調節器的該輸出被配置成耦接電感器；其中該第二控制信號被配置成使該PWM信號以該電感器中產生的漣波電流的一小部分對應的量來加以偏移。
  7. 一種用於控制功率調節器的輸出的方法，該方法包括：基於該功率調節器的該輸出和參考電壓來產生誤差信號；基於該誤差信號來產生第一控制信號；用該第一控制信號來控制該功率調節器的該輸出的穩定狀態行為；基於該誤差信號來產生第二控制信號；以及用該第二控制信號來控制該功率調節器的該輸出的暫態響應。
  8. 如申請專利範圍第7項所述的方法，其中所述控制該功率調節器的該輸出的該穩定狀態行為包括調整被配置成控制該功率調節器的輸出級的第一功率信號；以及其中所述控制該功率調節器的該輸出的該暫態響應包括調整該第一功率信號的相位。
  9. 如申請專利範圍第8項所述的方法，其中所述調整 該第一功率信號的該相位是瞬間執行的。
  10. 如申請專利範圍第8項所述的方法，其中該第一功率信號是脈衝寬度調變(PWM)信號；其中所述調整該第一功率信號包括調整該PWM信號的工作週期；以及其中所述調整該第一功率信號的該相位包括使該PWM信號偏移。
  11. 如申請專利範圍第8項所述的方法，其中所述調整該第一功率信號的該相位包括：基於該第一功率信號所需的相位偏移和該第一功率信號的淨相位偏移來計算目標計數值；計數該第一功率信號的頻率的週期區段；以及當所述計數的電流計數值大於或等於目標計數值時，來回切換該第一功率信號。
  12. 如申請專利範圍第11項所述的方法，進一步包括：在所述來回切換該第一功率信號的每個時刻之後，執行：基於該所需的相位偏移、該電流計數值和該目標計數值重新計算該淨相位偏移；從原始值重新開始所述計數；以及當所述計數的電流計數值大於或等於目標計數值時，來回切換該第一功率信號。
  13. 一種用於對功率調節器的輸出執行滯後控制的方法，該方法包括： 推斷對應於電感器電流的電流波形，該電感器電流是響應於在該功率調節器的輸出端的輸出電壓而產生的，不需要測量該電感器電流，其中所述推斷是至少基於已建立的該功率調節器的輸出的穩定狀態行為來進行的；基於該功率調節器的該輸出電壓和參考電壓來獲取誤差電壓；以及根據所推斷的電流波形來調整與該誤差電壓成比例的該電感器電流。
  14. 如申請專利範圍第13項所述的方法，其中所述調整該電感器電流包括控制該輸出電壓。
  15. 如申請專利範圍第14項所述的方法，其中所述控制該輸出電壓包括：從該誤差電壓產生第一控制信號，該第一控制信號具有固定的頻率；以及使用該第一控制信號來控制該輸出電壓。
  16. 如申請專利範圍第14項所述的方法，其中所述調整該電感器電流進一步包括根據所推斷的電流波形來使該第一控制信號偏移。
  17. 如申請專利範圍第16項所述的方法，其中所述使該第一控制信號偏移包括：根據所推斷的電流波形來從該誤差電壓產生第二控制信號；以及使用該第二控制信號來使該第一控制信號偏移。
  18. 如申請專利範圍第16項所述的方法，其中所述使 該第一控制信號偏移包括使該第一控制信號偏移指定量，該指定量對應於該誤差電壓的值並從所推斷的電流波形的斜率來確定。
  19. 一種功率調節器，包括：功率級，其被配置成提供調節的輸出電壓；控制級，其被配置成產生脈衝寬度調變(PWM)信號，以控制所調節的輸出電壓，其中控制級被配置成單獨地控制所調節的輸出電壓的穩定狀態行為和所調節的輸出電壓的暫態行為，以根據該穩定狀態行為來仿真所調節的輸出電壓的電流模式滯後控制。
  20. 如申請專利範圍第19項所述的功率調節器，其中該控制級包括：加法方塊，其被配置成基於參考電壓和所調節的輸出電壓來產生誤差電壓；穩定狀態控制方塊，其被配置成基於該誤差電壓來控制該PWM信號的工作週期；以及暫態控制方塊，其被配置成基於該誤差電壓和電感器電流的推斷斜率來使該PWM信號的相位偏移，該電感器電流是回應於所調節的輸出電壓而產生的，不需要測量該電感器電流。
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