JP3748262B2 - スイッチング型直流−直流コンバータ - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、過電流保護機能付きで定電圧制御された出力電圧を発生するスイッチング型直流−直流コンバータ（以下、ＤＣ−ＤＣコンバータ）に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来から、直流入力電圧を変換して一定の直流定電圧を発生するとともに、所定の電流値で出力を制限する過電流保護機能付きの直流電源装置が多く用いられている。
【０００３】
この過電流保護機能としては、所定の電流値において出力電圧−出力電流特性を立ち下げる垂下型特性のものがある。この垂下型特性の過電流保護は可能であるが、所定の電流が流れ続ける場合には、制御用のパワートランジスタが発熱によって破壊する場合がある。
【０００４】
この垂下型特性の不都合な点を避ける回路として、フの字特性の過電流保護回路が知られている。フの字型の過電流保護特性は、電流が所定の値に達して出力電圧が下がり始めると出力電流も同時に下がり、出力電圧が下がりきるときの電流が下がり始めの電流よりも小さい電流になる特性である。このフの字型の過電流保護特性の採用によって、電流が流れ続けたとしても小さい電流に制限されているから、パワートランジスタが破壊することは避けられる（特許文献１、２）。
【０００５】
【特許文献１】
特開２００２−３０４２２５
【特許文献２】
特開２０００−２０９８５０
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
フの字特性の過電流保護回路を設けた直流定電圧電源装置は、特許文献１のようにその多くはシリーズ型の電源装置として構成されている。したがって、フの字特性の過電流保護回路が構成できても本質的に電圧制御に伴う損失が大きくなるから、高い電力効率を要求される用途には適合しない。また、入出力間に変圧器を介在させたスイッチング電源装置も特許文献２のように提案されているが、変圧器を用いるため小型軽量化、ＬＳＩ化が要求される用途には不向きである。
【０００７】
そこで、本発明は、直流入力電圧をパワートランジスタのオン・オフスイッチング制御によって、所定の直流定電圧を出力するスイッチング型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、簡易な構成でフの字特性の過電流保護回路を実現し、短絡故障時などの電流を絞り込み、パワートランジスタ等をより安全に保護することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
請求項１のスイッチング型ＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチングトランジスタ回路と、
このスイッチングトランジスタ回路の出力端に接続され、平滑された出力電圧を出力する平滑回路と、
前記出力電圧に応じた電圧と基準電圧とを比較し、その差に応じた誤差信号を出力する誤差増幅器手段、所定周期の比較信号及び周期信号を出力する発振回路手段、前記誤差信号と前記比較信号とを比較し、前記スイッチングトランジスタ回路へ供給されるためのスイッチング制御信号を発生するパルス幅変調制御手段を持ち、前記出力電圧を定電圧に制御するための定電圧制御回路と、
前記スイッチングトランジスタ回路の出力端に接続される電流検出用トランジスタを前記スイッチングトランジスタ回路と同じ制御信号で同時に駆動し、前記電流検出用トランジスタの出力端をその電流検出用トランジスタのオフ時に所定電圧に設定して、前記スイッチングトランジスタ回路に流れる電流に応じた電流検出値を発生する電流検出手段、過電流制限設定電圧と前記出力電圧に応じた検出電圧との加算値を前記所定電圧から差し引いて、保護すべき基準電流値が前記出力電圧が低くなるに連れて小さくなるように設定される基準電流設定手段、前記電流検出信号が前記基準電流値を越えるときに過電流検出信号を出力する比較手段、この過電流検出信号を受けて前記スイッチングトランジスタ回路への前記スイッチング制御信号の供給を阻止し、且つ前記周期信号を受けて前記スイッチング制御信号の供給阻止を解除するためのスイッチング制御信号阻止手段を持ち、前記スイッチングトランジスタ回路に流れる電流を制限するための電流制限回路と、を有することを特徴とする。
【０００９】
請求項２のスイッチング型ＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１に記載のスイッチング型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記発振回路手段は、前記出力電圧に応じた電圧が入力され、その入力された電圧が第２所定電圧よりも高いときに前記所定周期の比較信号及び周期信号を出力し、その入力された電圧が前記第２所定電圧よりも低いときに前記所定周期よりも長い周期の比較信号及び周期信号を出力することを特徴とする。
【００１０】
請求項３のスイッチング型ＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチングトランジスタ回路と、
このスイッチングトランジスタ回路の出力端に接続され、平滑された出力電圧を出力する平滑回路と、
前記出力電圧に応じた電圧と基準電圧とを比較し、その差に応じた誤差信号を出力する誤差増幅器手段、前記出力電圧に応じた電圧が入力され、その入力された電圧が第３所定電圧よりも高いときに所定周期の比較信号及び周期信号を出力し、その入力された電圧が前記第３所定電圧よりも低いときに前記所定周期よりも長い周期の比較信号及び周期信号を出力する発振回路手段、前記誤差信号と前記比較信号とを比較し、前記スイッチングトランジスタ回路へ供給されるためのスイッチング制御信号を発生するパルス幅変調制御手段を持ち、前記出力電圧を定電圧に制御するための定電圧制御回路と、
前記スイッチングトランジスタ回路の出力端に接続される電流検出用トランジスタを前記スイッチングトランジスタ回路と同じ制御信号で同時に駆動し、前記電流検出用トランジスタの出力端をその電流検出用トランジスタのオフ時に第４所定電圧に設定して、前記スイッチングトランジスタ回路に流れる電流に応じた電流検出値を発生する電流検出手段、過電流制限設定電圧と前記出力電圧に応じた検出電圧との加算値を前記第４所定電圧から差し引いて、保護すべき基準電流値が設定される基準電流設定手段、前記電流検出信号が前記基準電流値を越えるときに過電流検出信号を出力する比較手段、この過電流検出信号を受けて前記スイッチングトランジスタ回路への前記スイッチング制御信号の供給を阻止し、且つ前記周期信号を受けて前記スイッチング制御信号の供給阻止を解除するためのスイッチング制御信号阻止手段を持ち、前記スイッチングトランジスタ回路に流れる電流を制限するための電流制限回路と、を有することを特徴とする。
【００１１】
請求項４のスイッチング型ＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１乃至３記載のスイッチング型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記スイッチング制御信号阻止手段は、前記周期信号によりセットされ前記過電流検出信号ＯＣＰによりリセットされる出力信号Ｑを出力するフリップフロップ回路手段１７と、このフリップフロップ回路手段の出力信号Ｑによって、前記スイッチング制御信号を通過させるか阻止させるかを決める論理回路手段１４とを含んで構成されていることを特徴とする。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明のスイッチング型ＤＣ−ＤＣコンバータの実施の形態について、図を参照して説明する。図１は、本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング型ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す図である。図２は、基準電流設定回路の具体的回路構成例を示す図であり、また、図３は、発振回路の具体的回路構成例を示す図である。図４は、本発明の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【００１５】
図１において、ＤＣ−ＤＣ用コンバータＩＣ１０に、直流入力電圧である電源電圧Ｖｃｃが、第１端子Ｐ１を介して入力される。直流入力電圧Ｖｃｃは、スイッチングトランジスタＱ１でゲート制御信号Ｖｇに応じてオン・オフされ、第２端子Ｐ２から出力される。スイッチングトランジスタＱ１は、スイッチングトランジスタ回路を構成するＰ型ＭＯＳトランジスタである。なお、本発明において、電圧は、特に断らない限り、グランド電位に対する電圧である。
【００１６】
第２端子Ｐ２の出力は、平滑用コイルＬｏ、平滑用コンデンサＣｏ、ショットキ−ダイオードＤｏにより平滑され、出力電圧Ｖｏ及び出力電流Ｉｏを図示しない外部の負荷に供給する。出力電圧Ｖｏは、分圧抵抗Ｒｏ１、Ｒｏ２で分圧され、検出電圧Ｖｏ１を第３端子Ｐ３を介してＤＣ−ＤＣ用コンバータＩＣ１０に供給する。
【００１７】
ＤＣ−ＤＣ用コンバータＩＣ１０は、スイッチングトランジスタＱ１以外に、大別して、誤差増幅器１１、発振回路１２、パルス幅変調回路１３を含む定電圧制御回路系の回路と、基準電流設定回路１５、比較器１６、Ｄ型フリップフロップ回路１７、電流検出用スイッチＱ２を含む電流制限回路系の回路とを有している。
【００１８】
誤差増幅器１１は出力基準電圧Ｖｒｅｆ１と検出電圧Ｖｏ１が入力され、その２入力の差に応じた誤差信号ＦＢを出力する。発振回路１２は、所定周期の比較信号である三角波信号ＣＴと、同じ所定周期の周期信号であるクロック信号ＣＬＫを出力する。この発振回路１２はまた発振周期変更用基準電圧（以下、所定電圧）Ｖｒｅｆ２と検出電圧Ｖｏ１とが入力され、検出電圧Ｖｏ１が所定電圧Ｖｒｅｆ２より低いときに、三角波信号ＣＴとクロック信号ＣＬＫの周期を所定周期からより長い周期に変更する。
【００１９】
パルス幅変調回路１３は、誤差信号ＦＢと三角波信号ＣＴとが入力され、それらの大小の比較結果に基づいて、スイッチング制御信号ＰＷＭを出力する。このスイッチング制御信号ＰＷＭは、ナンド回路１４を介してゲート制御信号Ｖｇとなり、スイッチングトランジスタＱ１のゲートに印加される。
【００２０】
基準電流設定回路１５は、過電流保護を行うための保護すべき電流値を設定するものである。この基準電流設定回路１５の基準電流設定値Ｉｒｅｆは、過電流制限設定電圧Ｖａと検出電圧Ｖｏ１とを加算し、電源電圧Ｖｃｃから差し引いた電圧である｛Ｖｃｃ−（Ｖａ＋Ｖｏ１）｝。この基準電流設定値Ｉｒｅｆは、定電圧制御が行われている間は、検出電圧Ｖｏ１が大きいから、より低い値になっている。一方、過電流保護動作時には、検出電圧Ｖｏ１が低下するから、検出電圧Ｖｏ１の低下にしたがって、大きい値になる。
【００２１】
電流検出用スイッチＱ２は、Ｐ型ＭＯＳトランジスタであり、スイッチングトランジスタＱ１のドレイン、即ち第２端子Ｐ２と比較器１６の−入力端子間に接続されている。そのゲートには、ゲート制御信号Ｖｇが印加されるから、スイッチングトランジスタＱ１と同時にオン・オフする。抵抗Ｒ３はプルアップ抵抗であり、電流検出用スイッチＱ２がオフの時に比較器１６の−入力端子を電源電圧Ｖｃｃにプルアップする。
【００２２】
スイッチングトランジスタＱ１のドレイン電圧は、電源電圧ＶｃｃからスイッチングトランジスタＱ１のオン抵抗Ｒｏｎとそれに流れる電流Ｉとの積だけ低下した電圧（Ｖｃｃ−Ｒｏｎ×Ｉ）になり、この電圧が電流検出信号Ｉｄｅｔとなる。オン抵抗Ｒｏｎは一定値と見なせるから、スイッチングトランジスタＱ１のドレイン電圧はそこに流れる電流を表すことになる。このような電流検出方法を採用することにより、電流検出用抵抗を無くせるから、電力損失を小さくできる。この電流検出用スイッチＱ２とプルアップ抵抗Ｒ３とで、電流検出手段を構成している。
【００２３】
比較器１６は、＋入力端子に基準電流設定値Ｉｒｅｆが入力され、−入力端子に電流検出信号Ｉｄｅｔが入力される。通常運転時には、電流検出信号Ｉｄｅｔは基準電流設定値Ｉｒｅｆより大きいから、比較器１６は過電流検出信号ＯＣＰを発生しない。過電流状態になり、電流検出信号Ｉｄｅｔが基準電流設定値Ｉｒｅｆをより小さくなると、比較器１６は過電流検出信号ＯＣＰを発生する。
【００２４】
Ｄ型フリップフロップ回路（以下、Ｄ−ＦＦ）１７は、ナンド回路１４とともにスイッチング制御信号阻止手段を構成する。Ｄ−ＦＦ１７は、クロック端子ＣＫに入力されるクロック信号ＣＬＫの立ち上がりで、データ端子Ｄの入力である電源電圧Ｖｃｃを読み込み、出力端子Ｑに出力信号Ｑｏｕｔを発生する。リセット端子Ｒには比較器１６の出力端子が接続され、過電流検出信号ＯＣＰが発生されると、Ｄ−ＦＦ１７はリセットされ、出力信号Ｑｏｕｔは消滅する。
【００２５】
したがって、出力信号Ｑｏｕｔは、通常動作時には継続して出力されており、過電流状態時には過電流検出信号ＯＣＰで消滅され、クロック信号ＣＬＫの立ち上がりで発生する。なお、Ｄ−ＦＦ１７に代えて、セット−リセット型フリップフロップ（Ｒ−Ｓ型ＦＦ）など他の型式のフリップフロップを使用しても良い。
【００２６】
図２は、基準電流設定回路１５の具体的回路構成例を示す図である。図２において、電源電圧Ｖｃｃとグランド間に定電流源Ｉ２１とＰＮＰ型バイポーラトランジスタ（以下、ＰＮＰトランジスタ）Ｑ２１が直列接続され、ＰＮＰトランジスタＱ２１のベースに検出電圧Ｖｏ１が印加される。また、電源電圧Ｖｃｃとグランド間に定電流源Ｉ２２とＰＮＰトランジスタＱ２２が直列接続され、ＰＮＰトランジスタＱ２２のベースに、過電流制限設定電圧Ｖａが印加される。過電流制限設定電圧Ｖａは、電源電圧Ｖｃｃを分圧抵抗Ｒ２１、Ｒ２２で分圧したものであり、その大きさを可変できる。
【００２７】
ＮＰＮ型バイポーラトランジスタ（以下、ＮＰＮトランジスタ）Ｑ２３と抵抗Ｒ２３との直列回路と、ＮＰＮトランジスタＱ２４と抵抗Ｒ２４との直列回路とが並列に接続される。この並列回路に直列に抵抗Ｒ２５が接続され、電源電圧Ｖｃｃとグランド間に接続される。ＮＰＮトランジスタＱ２３のベースはＰＮＰトランジスタＱ２１のエミッタに接続され、ＮＰＮトランジスタＱ２４のベースはＰＮＰトランジスタＱ２２のエミッタに接続される。
【００２８】
各トランジスタＱ２１〜Ｑ２４のベースとエミッタ間の電圧Ｖｂｅを等しいと見なすと、抵抗Ｒ２３には電圧降下Ｖｏ１が発生し、抵抗Ｒ２４には電圧降下Ｖａが発生する。抵抗Ｒ２３、Ｒ２４、Ｒ２５の抵抗値を等しくすると、抵抗Ｒ２５の電圧降下は「Ｖａ＋Ｖｏ１」になる。したがって、ＮＰＮトランジスタＱ２３のコレクタからは、基準電流設定値Ｉｒｅｆ（＝Ｖｃｃ−（Ｖａ＋Ｖｏ１））が出力される。
【００２９】
図３は、発振回路１２の具体的回路構成例を示す図である。図３において、電源電圧Ｖｃｃとグランド間に定電流源Ｉ３１（電流値ｉ１）と、ＮＰＮトランジスタＱ３７を含んでいるスイッチ回路Ｓ３１が直列接続され、ＮＰＮトランジスタＱ３７のベースに比較器ＣＰ３４の比較出力が供給される。比較器ＣＰ３４は、＋入力端子に検出電圧Ｖｏ１が入力され、−入力端子に所定電圧Ｖｒｅｆ２が入力される。この所定電圧Ｖｒｅｆ２は、基準電圧Ｖｒｅｆ１より低い電圧（例えば、Ｖｒｅｆ１の６０％程度）に設定されることがよい。
【００３０】
したがって、通常動作時にはスイッチ回路Ｓ３１はオンしており電流ｉ１が流れている。過電流状態になり検出電圧Ｖｏ１が低下するとスイッチ回路Ｓ３１はオフする。このスイッチ回路Ｓ３１は、その状態が切り替わるときに、そこに流れる電流値が、電流ｉ１から零に、また零から電流ｉ１に、時間を掛けてゆっくりと変化するように構成される。これにより、切替時の電流の急激な変化を避ける。
【００３１】
電源電圧Ｖｃｃとグランド間に、ベースとコレクタが接続されたＰＮＰトランジスタＱ３１とダイオードＤ３２と定電流源Ｉ３２（電流値ｉ２）が直列に接続される。電流値ｉ２は、電流値ｉ１より大きい値に設定されている（ｉ２＞ｉ１）。定電流源Ｉ３１とスイッチ回路Ｓ３１との接続点と、ダイオードＤ３２と定電流源Ｉ３２との接続点との間に、定電流源Ｉ３２へ向けて電流が流せる方向の極性にダイオードＤ３１を接続する。
【００３２】
ＰＮＰトランジスタＱ３１とカレントミラー回路を構成するようにＰＮＰトランジスタＱ３２、Ｑ３３が設けられる。なお、カレントミラー比は、任意の値に設定できるが、以後特に断らないときには、ミラー比１として説明する。ＰＮＰトランジスタＱ３２と直列に、コレクタとベースが接続されたＮＰＮトランジスタＱ３４が設けられる。ＰＮＰトランジスタＱ３３と直列にＮＰＮトランジスタＱ３５が設けられる。このＮＰＮトランジスタＱ３５は、ＮＰＮトランジスタＱ３４とカレントミラー比２のカレントミラー回路を構成するように設定される。そして、両トランジスタＱ３４，Ｑ３５のベースとエミッタが相互に接続される。ＰＮＰトランジスタＱ３３の電流を１とすると、ＮＰＮトランジスタＱ３５の電流は２に設定されている。即ち、１対２である。また、ＮＰＮトランジスタＱ３４のベースとエミッタ間にＮ型ＭＯＳトランジスタ（Ｎ型トランジスタ）Ｑ３６が接続され、そのゲートに切替信号が供給される。したがって、ＮＰＮトランジスタＱ３５には、切替信号に応じて、ＰＮＰトランジスタＱ３３の２倍の電流が流れるか、或いは電流が零となる。
【００３３】
ＰＮＰトランジスタＱ３３とＮＰＮトランジスタＱ３５との直列接続点には、充放電用コンデンサＣ３１が接続されている。コンデンサＣ３１の充電電圧が、比較器ＣＰ３１の＋入力端子と、比較器ＣＰ３２の−入力端子に供給される。比較器ＣＰ３１の−入力端子には、充電電圧の上限側電圧Ｖ２が供給され、比較器ＣＰ３２の＋入力端子には、充電電圧の下限側電圧Ｖ１が供給される。
【００３４】
Ｒ−Ｓ型フリップフロップ回路ＦＦ３１のセット入力端子Ｓには比較器ＣＰ３１の出力が入力され、リセット入力端子Ｒには比較器ＣＰ３２の出力が入力される。Ｒ−Ｓ型フリップフロップ回路ＦＦ３１の出力端子の出力はＮ型トランジスタＱ３６のゲートへの切替信号になる。
【００３５】
コンデンサＣ３１の充電電圧が三角波信号ＣＴとして出力される。また、コンデンサＣ３１の充電電圧が、比較器ＣＰ３３で波形成形されて、三角波信号ＣＴと同期したクロック信号ＣＬＫとして出力される。
【００３６】
この図３の発振回路１２において、通常動作時にはスイッチ回路Ｓ３１はオンしており、電流ｉ１はスイッチ回路Ｓ３１を流れている。したがって、定電流源Ｉ３２の電流ｉ２は、全てＰＮＰトランジスタＱ３１に流れている。よって、トランジスタＱ３２〜Ｑ３６とコンデンサＣ３１とで形成されている充放電回路は、電流ｉ２に基づいて充放電が行われる。
【００３７】
図３において、ＮＰＮトランジスタＱ３５がオフしているときには、コンデンサＣ３１が電流ｉ２で充電される。コンデンサＣ３１の充電電圧が電圧Ｖ２に達すると、ＮＰＮトランジスタＱ３５はオンする。これにより、コンデンサＣ３１の充電電荷は電流ｉ２で放電され、その充電電圧が電圧Ｖ１に達すると、ＮＰＮトランジスタＱ３５がまたオフする。このような電流ｉ２による充放電を繰り返して、所定周期の三角波信号ＣＴ及びクロック信号ＣＬＫが発生される。
【００３８】
一方、過電流状態になり検出電圧Ｖｏ１が所定電圧Ｖｒｅｆ２より低下すると、スイッチ回路Ｓ３１はオフする。これにより、定電流源Ｉ３１の電流ｉ１は、定電流源Ｉ３２の電流ｉ２の一部の電流として流れ込む。この結果、ＰＮＰトランジスタＱ３１の電流は「ｉ２−ｉ１」へと小さくなる。したがってコンデンサＣ３１の充放電は、小さくなった電流「ｉ２−ｉ１」によって行われるから、その周期は、所定周期よりも長い周期に変更される。過電流時の周期は、通常動作時の所定周期の例えば４倍程度とすることができる。周波数で表現すると、例えば通常動作時が１００ｋＨｚとすると、過電流時は２５ｋＨｚとなる。
【００３９】
この発振回路１２の周期の切替は、通常動作時と過電流保護動作時との２種類の切替の例を示したが、所定電圧Ｖｒｅｆ２を２段階、或いは３段階に設定する。そして、出力電圧Ｖｏがそれぞれの所定電圧Ｖｒｅｆ３，Ｖｒｅｆ４・・・に達したときに、発振回路１２の周期を順次長くするように切替えるように構成することもできる。
【００４０】
このように構成される図１の第１実施の形態に係るスイッチング型ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を、図４のタイミングチャートを参照して説明する。
【００４１】
通常動作時には、過電流検出信号ＯＣＰは発生されていないから、出力信号Ｑｏｕｔは継続して出力されている（Ｈレベル）。誤差信号ＦＢと三角波信号ＣＴとの比較結果に基づくスイッチング制御信号ＰＷＭはナンド回路１４を通過してゲート制御信号Ｖｇとなり、スイッチングトランジスタＱ１をオン・オフスイッチングする。出力電圧Ｖｏに応じた検出電圧Ｖｏ１が帰還されて、出力電圧Ｖｏが所定電圧になるように制御される。この場合、基準電流設定回路１５からの基準電流設定値Ｉｒｅｆは、「Ｖｃｃ−（Ｖａ＋Ｖｏ１）」の低い電圧になっている。また、発振回路１２からの三角波信号ＣＴ等の周期は通常動作時の所定周期（例、１００ｋＨｚ）になっている。
【００４２】
なお、本発明において、起動時には、出力電圧Ｖｏは零であるから基準電流設定値Ｉｒｅｆも低い値になっている。したがって、起動時の突入電流も過電流保護動作によって自動的に制限される、効果もある。この起動時には、短絡故障などの事故状態は発生していないので、突入電流を制限しつつ、出力電圧Ｖｏが徐々に上昇していく。そして、通常動作状態に入ることになる。この起動時の状況は、発振回路１２の動作においても同様に行われる。
【００４３】
さて、電流検出信号Ｉｄｅｔが基準電流設定値Ｉｒｅｆより低くなると、過電流保護動作状態に入る。過電流保護動作時には、最初に、基準電流設定値Ｉｒｅｆの大きさが出力電圧Ｖｏの低下に連れて徐々に大きくなって来る。この状態を保護レベル変更中とする。次に、さらに出力電圧Ｖｏが低下し、所定電圧Ｖｒｅｆ２に達すると、発振回路１２の発振周波数（即ち、ＣＴ、ＣＬＫ）が通常動作時の周波数から、より低い周波数に変更される。
【００４４】
まず、過電流保護動作時の最初の状態では、基準電流設定値Ｉｒｅｆより電流検出信号Ｉｄｅｔが低くなると、過電流検出信号ＯＣＰが発生する。これにより、Ｄ−ＦＦ１７がリセットされて出力信号Ｑｏｕｔが出力されなくなり（Ｌレベル）、スイッチング制御信号ＰＷＭはナンド回路１４で通過を阻止されて、ゲート制御信号ＶｇはＨレベルになる（ナンド回路１４で論理が反転されていることに注意されたい）。したがって、スイッチングトランジスタＱ１はオフして出力電流Ｉｏの供給は中止される。
【００４５】
同時に、電流検出用スイッチＱ２もオフし、電流検出信号ＩｄｅｔはプルアップされてＨレベルになるから、過電流検出信号ＯＣＰは発生されなくなる。この過電流検出信号ＯＣＰの発生期間は、過電流保護回路の過電流保護ループの応答時間によって定まる。
【００４６】
Ｄ−ＦＦ１７は、過電流検出信号ＯＣＰは発生されなくなっても直ちにセットされることはなく、クロック信号ＣＬＫの立ち上がり時にセットされる。Ｄ−ＦＦ１７がセットされるとスイッチング制御信号ＰＷＭによってスイッチングトランジスタＱ１は再びオンされるから、過電流状態が継続している間は、過電流検出信号ＯＣＰが発生し、スイッチングトランジスタＱ１はオフして出力電流Ｉｏの供給は中止される。
【００４７】
このような過電流保護動作の間に、スイッチングトランジスタＱ１を通して供給されるエネルギーは少ないから、出力電圧Ｖｏは徐々に低下していく。したがって、基準電流設定値Ｉｒｅｆは徐々に上昇し、保護されるべき電流レベルは低くなっていく。よって、出力電圧Ｖｏ−出力電流Ｉｏの特性で見ると、フの字特性が実現されることになる。
【００４８】
次に、保護レベル変更中の過電流保護動作により、出力電圧Ｖｏが徐々に低下して所定電圧Ｖｒｅｆ２に達すると、発振回路１２の発振周期は、通常動作時の所定周期（１００ｋＨｚ）から、より長い発振周期（２５ｋＨｚ）に切り替わる。この切り替わりは、発振周期の急激な変動を避けるように、時間を掛けて緩やかに行われる。
【００４９】
発振回路１２の発振周期が、より長い周期に変更されると、過電流状態が継続中のスイッチングトランジスタＱ１がオンする周期、即ち過電流検出信号ＯＣＰの発生周期も、長くなる。過電流状態が継続中において、スイッチングトランジスタＱ１がオンされている期間は、前述のように、過電流保護ループの応答時間によって定まるから、その応答時間より短くすることは出来ない。この応答時間が、十分に短くない場合には、出力電圧Ｖｏが低い電圧まで下がったとしても、そのときの出力電流Ｉｏを十分に小さい値に絞り込むことが難しいこともある。
【００５０】
しかし、この実施の形態のように、発振回路１２の発振周期を、出力電圧Ｖｏの低下に応じてより長い周期に変更することにより、保護レベルの変更だけでは出力電流Ｉｏを十分に小さい値に絞れない場合にも、十分に出力電流Ｉｏを小さくすることができる。したがって、このような場合にも、フの字特性を実現することができる。
【００５１】
図５は、本発明の第２実施の形態に係るスイッチング型ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す図である。
【００５２】
図５では、基準電流設定回路１５Ａが、出力電圧Ｖｏの値によらずに、一定の基準電流設定値Ｉｒｅｆを発生させるようにしたものである。その他の構成は図１の第１の実施の形態と同様である。
【００５３】
この場合にも、過電流保護動作時に出力電圧Ｖｏが所定電圧Ｖｒｅｆ２まで下がると、発振回路１２の発振周波数が低くなる方向に変更されるから、出力電流出力電流Ｉｏを絞り込むことができる。したがって、過電流保護動作時のフの字特性は、発振回路１２の発振周波数の変更によって行われることになる。
【００５４】
【発明の効果】
本発明のスイッチング型ＤＣ−ＤＣコンバータによれば、保護すべき基準電流値を、出力電圧が低くなるに連れて小さくなるように設定し、電流検出値が基準電流値を越えるときにスイッチングトランジスタ回路へのスイッチング制御信号の供給を阻止する。また、出力電圧が短絡故障などによって低下したときに、スイッチングトランジスタ回路のスイッチング周期を長くする。このように、保護すべき基準電流値の引き下げやスイッチング周期の引き延ばしによって、フの字保護特性が達成され、短絡故障時などの電流が抑制される。
【００５５】
また、過電流検出信号ＯＣＰによりスイッチング制御信号の供給を阻止し、周期信号によりその供給阻止を解除するから、電流の抑制とともに、故障状態からの復帰は自動的に行われる。
【００５６】
また、電流検出は、スイッチングトランジスタ回路の出力端の電圧によって行うから、電流検出による損失はなく、効率の向上に寄与する。電流検出をスイッチングトランジスタ回路の駆動と同期して行うから、電流を正確に検出することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング型ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す図
【図２】基準電流設定回路の具体的回路構成例を示す図
【図３】発振回路の具体的回路構成例を示す図
【図４】本発明の動作を説明するためのタイミングチャート
【図５】本発明の第２の実施の形態に係るスイッチング型ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す図
【符号の説明】
１０ ＤＣ−ＤＣ用コンバータＩＣ
Ｖｃｃ 電源電圧
Ｐ１ 第１端子
Ｐ２ 第２端子
Ｐ３ 第３端子
Ｌｏ 平滑用コイル
Ｃｏ 平滑用コンデンサ
Ｄｏ ダイオード
Ｖｏ 出力電圧
Ｉｏ 出力電流
Ｑ１ スイッチングトランジスタ
Ｑ２ 電流検出用スイッチ
１１ 誤差増幅器
１２ 発振回路
１３ パルス幅変調回路
１４ ナンド回路
１５、１５Ａ 基準電流設定回路
１６ 比較器
１７ Ｄ−ＦＦ
Ｖｒｅｆ１ 出力基準電圧
Ｖｒｅｆ２ 発振周期変更用基準電圧（所定電圧）
Ｖｏ１ 検出電圧
ＦＢ 誤差信号
ＣＴ 三角波信号
ＣＬＫ クロック信号
ＰＷＭ スイッチング制御信号
Ｑｏｕｔ 出力信号
Ｖｇ ゲート制御信号
Ｉｒｅｆ 基準電流設定値
Ｉｄｅｔ 電流検出信号
ＯＣＰ 過電流検出信号
【発明の属する技術分野】
本発明は、過電流保護機能付きで定電圧制御された出力電圧を発生するスイッチング型直流−直流コンバータ（以下、ＤＣ−ＤＣコンバータ）に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来から、直流入力電圧を変換して一定の直流定電圧を発生するとともに、所定の電流値で出力を制限する過電流保護機能付きの直流電源装置が多く用いられている。
【０００３】
この過電流保護機能としては、所定の電流値において出力電圧−出力電流特性を立ち下げる垂下型特性のものがある。この垂下型特性の過電流保護は可能であるが、所定の電流が流れ続ける場合には、制御用のパワートランジスタが発熱によって破壊する場合がある。
【０００４】
この垂下型特性の不都合な点を避ける回路として、フの字特性の過電流保護回路が知られている。フの字型の過電流保護特性は、電流が所定の値に達して出力電圧が下がり始めると出力電流も同時に下がり、出力電圧が下がりきるときの電流が下がり始めの電流よりも小さい電流になる特性である。このフの字型の過電流保護特性の採用によって、電流が流れ続けたとしても小さい電流に制限されているから、パワートランジスタが破壊することは避けられる（特許文献１、２）。
【０００５】
【特許文献１】
特開２００２−３０４２２５
【特許文献２】
特開２０００−２０９８５０
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
フの字特性の過電流保護回路を設けた直流定電圧電源装置は、特許文献１のようにその多くはシリーズ型の電源装置として構成されている。したがって、フの字特性の過電流保護回路が構成できても本質的に電圧制御に伴う損失が大きくなるから、高い電力効率を要求される用途には適合しない。また、入出力間に変圧器を介在させたスイッチング電源装置も特許文献２のように提案されているが、変圧器を用いるため小型軽量化、ＬＳＩ化が要求される用途には不向きである。
【０００７】
そこで、本発明は、直流入力電圧をパワートランジスタのオン・オフスイッチング制御によって、所定の直流定電圧を出力するスイッチング型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、簡易な構成でフの字特性の過電流保護回路を実現し、短絡故障時などの電流を絞り込み、パワートランジスタ等をより安全に保護することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
請求項１のスイッチング型ＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチングトランジスタ回路と、
このスイッチングトランジスタ回路の出力端に接続され、平滑された出力電圧を出力する平滑回路と、
前記出力電圧に応じた電圧と基準電圧とを比較し、その差に応じた誤差信号を出力する誤差増幅器手段、所定周期の比較信号及び周期信号を出力する発振回路手段、前記誤差信号と前記比較信号とを比較し、前記スイッチングトランジスタ回路へ供給されるためのスイッチング制御信号を発生するパルス幅変調制御手段を持ち、前記出力電圧を定電圧に制御するための定電圧制御回路と、
前記スイッチングトランジスタ回路の出力端に接続される電流検出用トランジスタを前記スイッチングトランジスタ回路と同じ制御信号で同時に駆動し、前記電流検出用トランジスタの出力端をその電流検出用トランジスタのオフ時に所定電圧に設定して、前記スイッチングトランジスタ回路に流れる電流に応じた電流検出値を発生する電流検出手段、過電流制限設定電圧と前記出力電圧に応じた検出電圧との加算値を前記所定電圧から差し引いて、保護すべき基準電流値が前記出力電圧が低くなるに連れて小さくなるように設定される基準電流設定手段、前記電流検出信号が前記基準電流値を越えるときに過電流検出信号を出力する比較手段、この過電流検出信号を受けて前記スイッチングトランジスタ回路への前記スイッチング制御信号の供給を阻止し、且つ前記周期信号を受けて前記スイッチング制御信号の供給阻止を解除するためのスイッチング制御信号阻止手段を持ち、前記スイッチングトランジスタ回路に流れる電流を制限するための電流制限回路と、を有することを特徴とする。
【０００９】
請求項２のスイッチング型ＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１に記載のスイッチング型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記発振回路手段は、前記出力電圧に応じた電圧が入力され、その入力された電圧が第２所定電圧よりも高いときに前記所定周期の比較信号及び周期信号を出力し、その入力された電圧が前記第２所定電圧よりも低いときに前記所定周期よりも長い周期の比較信号及び周期信号を出力することを特徴とする。
【００１０】
請求項３のスイッチング型ＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチングトランジスタ回路と、
このスイッチングトランジスタ回路の出力端に接続され、平滑された出力電圧を出力する平滑回路と、
前記出力電圧に応じた電圧と基準電圧とを比較し、その差に応じた誤差信号を出力する誤差増幅器手段、前記出力電圧に応じた電圧が入力され、その入力された電圧が第３所定電圧よりも高いときに所定周期の比較信号及び周期信号を出力し、その入力された電圧が前記第３所定電圧よりも低いときに前記所定周期よりも長い周期の比較信号及び周期信号を出力する発振回路手段、前記誤差信号と前記比較信号とを比較し、前記スイッチングトランジスタ回路へ供給されるためのスイッチング制御信号を発生するパルス幅変調制御手段を持ち、前記出力電圧を定電圧に制御するための定電圧制御回路と、
前記スイッチングトランジスタ回路の出力端に接続される電流検出用トランジスタを前記スイッチングトランジスタ回路と同じ制御信号で同時に駆動し、前記電流検出用トランジスタの出力端をその電流検出用トランジスタのオフ時に第４所定電圧に設定して、前記スイッチングトランジスタ回路に流れる電流に応じた電流検出値を発生する電流検出手段、過電流制限設定電圧と前記出力電圧に応じた検出電圧との加算値を前記第４所定電圧から差し引いて、保護すべき基準電流値が設定される基準電流設定手段、前記電流検出信号が前記基準電流値を越えるときに過電流検出信号を出力する比較手段、この過電流検出信号を受けて前記スイッチングトランジスタ回路への前記スイッチング制御信号の供給を阻止し、且つ前記周期信号を受けて前記スイッチング制御信号の供給阻止を解除するためのスイッチング制御信号阻止手段を持ち、前記スイッチングトランジスタ回路に流れる電流を制限するための電流制限回路と、を有することを特徴とする。
【００１１】
請求項４のスイッチング型ＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１乃至３記載のスイッチング型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記スイッチング制御信号阻止手段は、前記周期信号によりセットされ前記過電流検出信号ＯＣＰによりリセットされる出力信号Ｑを出力するフリップフロップ回路手段１７と、このフリップフロップ回路手段の出力信号Ｑによって、前記スイッチング制御信号を通過させるか阻止させるかを決める論理回路手段１４とを含んで構成されていることを特徴とする。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明のスイッチング型ＤＣ−ＤＣコンバータの実施の形態について、図を参照して説明する。図１は、本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング型ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す図である。図２は、基準電流設定回路の具体的回路構成例を示す図であり、また、図３は、発振回路の具体的回路構成例を示す図である。図４は、本発明の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【００１５】
図１において、ＤＣ−ＤＣ用コンバータＩＣ１０に、直流入力電圧である電源電圧Ｖｃｃが、第１端子Ｐ１を介して入力される。直流入力電圧Ｖｃｃは、スイッチングトランジスタＱ１でゲート制御信号Ｖｇに応じてオン・オフされ、第２端子Ｐ２から出力される。スイッチングトランジスタＱ１は、スイッチングトランジスタ回路を構成するＰ型ＭＯＳトランジスタである。なお、本発明において、電圧は、特に断らない限り、グランド電位に対する電圧である。
【００１６】
第２端子Ｐ２の出力は、平滑用コイルＬｏ、平滑用コンデンサＣｏ、ショットキ−ダイオードＤｏにより平滑され、出力電圧Ｖｏ及び出力電流Ｉｏを図示しない外部の負荷に供給する。出力電圧Ｖｏは、分圧抵抗Ｒｏ１、Ｒｏ２で分圧され、検出電圧Ｖｏ１を第３端子Ｐ３を介してＤＣ−ＤＣ用コンバータＩＣ１０に供給する。
【００１７】
ＤＣ−ＤＣ用コンバータＩＣ１０は、スイッチングトランジスタＱ１以外に、大別して、誤差増幅器１１、発振回路１２、パルス幅変調回路１３を含む定電圧制御回路系の回路と、基準電流設定回路１５、比較器１６、Ｄ型フリップフロップ回路１７、電流検出用スイッチＱ２を含む電流制限回路系の回路とを有している。
【００１８】
誤差増幅器１１は出力基準電圧Ｖｒｅｆ１と検出電圧Ｖｏ１が入力され、その２入力の差に応じた誤差信号ＦＢを出力する。発振回路１２は、所定周期の比較信号である三角波信号ＣＴと、同じ所定周期の周期信号であるクロック信号ＣＬＫを出力する。この発振回路１２はまた発振周期変更用基準電圧（以下、所定電圧）Ｖｒｅｆ２と検出電圧Ｖｏ１とが入力され、検出電圧Ｖｏ１が所定電圧Ｖｒｅｆ２より低いときに、三角波信号ＣＴとクロック信号ＣＬＫの周期を所定周期からより長い周期に変更する。
【００１９】
パルス幅変調回路１３は、誤差信号ＦＢと三角波信号ＣＴとが入力され、それらの大小の比較結果に基づいて、スイッチング制御信号ＰＷＭを出力する。このスイッチング制御信号ＰＷＭは、ナンド回路１４を介してゲート制御信号Ｖｇとなり、スイッチングトランジスタＱ１のゲートに印加される。
【００２０】
基準電流設定回路１５は、過電流保護を行うための保護すべき電流値を設定するものである。この基準電流設定回路１５の基準電流設定値Ｉｒｅｆは、過電流制限設定電圧Ｖａと検出電圧Ｖｏ１とを加算し、電源電圧Ｖｃｃから差し引いた電圧である｛Ｖｃｃ−（Ｖａ＋Ｖｏ１）｝。この基準電流設定値Ｉｒｅｆは、定電圧制御が行われている間は、検出電圧Ｖｏ１が大きいから、より低い値になっている。一方、過電流保護動作時には、検出電圧Ｖｏ１が低下するから、検出電圧Ｖｏ１の低下にしたがって、大きい値になる。
【００２１】
電流検出用スイッチＱ２は、Ｐ型ＭＯＳトランジスタであり、スイッチングトランジスタＱ１のドレイン、即ち第２端子Ｐ２と比較器１６の−入力端子間に接続されている。そのゲートには、ゲート制御信号Ｖｇが印加されるから、スイッチングトランジスタＱ１と同時にオン・オフする。抵抗Ｒ３はプルアップ抵抗であり、電流検出用スイッチＱ２がオフの時に比較器１６の−入力端子を電源電圧Ｖｃｃにプルアップする。
【００２２】
スイッチングトランジスタＱ１のドレイン電圧は、電源電圧ＶｃｃからスイッチングトランジスタＱ１のオン抵抗Ｒｏｎとそれに流れる電流Ｉとの積だけ低下した電圧（Ｖｃｃ−Ｒｏｎ×Ｉ）になり、この電圧が電流検出信号Ｉｄｅｔとなる。オン抵抗Ｒｏｎは一定値と見なせるから、スイッチングトランジスタＱ１のドレイン電圧はそこに流れる電流を表すことになる。このような電流検出方法を採用することにより、電流検出用抵抗を無くせるから、電力損失を小さくできる。この電流検出用スイッチＱ２とプルアップ抵抗Ｒ３とで、電流検出手段を構成している。
【００２３】
比較器１６は、＋入力端子に基準電流設定値Ｉｒｅｆが入力され、−入力端子に電流検出信号Ｉｄｅｔが入力される。通常運転時には、電流検出信号Ｉｄｅｔは基準電流設定値Ｉｒｅｆより大きいから、比較器１６は過電流検出信号ＯＣＰを発生しない。過電流状態になり、電流検出信号Ｉｄｅｔが基準電流設定値Ｉｒｅｆをより小さくなると、比較器１６は過電流検出信号ＯＣＰを発生する。
【００２４】
Ｄ型フリップフロップ回路（以下、Ｄ−ＦＦ）１７は、ナンド回路１４とともにスイッチング制御信号阻止手段を構成する。Ｄ−ＦＦ１７は、クロック端子ＣＫに入力されるクロック信号ＣＬＫの立ち上がりで、データ端子Ｄの入力である電源電圧Ｖｃｃを読み込み、出力端子Ｑに出力信号Ｑｏｕｔを発生する。リセット端子Ｒには比較器１６の出力端子が接続され、過電流検出信号ＯＣＰが発生されると、Ｄ−ＦＦ１７はリセットされ、出力信号Ｑｏｕｔは消滅する。
【００２５】
したがって、出力信号Ｑｏｕｔは、通常動作時には継続して出力されており、過電流状態時には過電流検出信号ＯＣＰで消滅され、クロック信号ＣＬＫの立ち上がりで発生する。なお、Ｄ−ＦＦ１７に代えて、セット−リセット型フリップフロップ（Ｒ−Ｓ型ＦＦ）など他の型式のフリップフロップを使用しても良い。
【００２６】
図２は、基準電流設定回路１５の具体的回路構成例を示す図である。図２において、電源電圧Ｖｃｃとグランド間に定電流源Ｉ２１とＰＮＰ型バイポーラトランジスタ（以下、ＰＮＰトランジスタ）Ｑ２１が直列接続され、ＰＮＰトランジスタＱ２１のベースに検出電圧Ｖｏ１が印加される。また、電源電圧Ｖｃｃとグランド間に定電流源Ｉ２２とＰＮＰトランジスタＱ２２が直列接続され、ＰＮＰトランジスタＱ２２のベースに、過電流制限設定電圧Ｖａが印加される。過電流制限設定電圧Ｖａは、電源電圧Ｖｃｃを分圧抵抗Ｒ２１、Ｒ２２で分圧したものであり、その大きさを可変できる。
【００２７】
ＮＰＮ型バイポーラトランジスタ（以下、ＮＰＮトランジスタ）Ｑ２３と抵抗Ｒ２３との直列回路と、ＮＰＮトランジスタＱ２４と抵抗Ｒ２４との直列回路とが並列に接続される。この並列回路に直列に抵抗Ｒ２５が接続され、電源電圧Ｖｃｃとグランド間に接続される。ＮＰＮトランジスタＱ２３のベースはＰＮＰトランジスタＱ２１のエミッタに接続され、ＮＰＮトランジスタＱ２４のベースはＰＮＰトランジスタＱ２２のエミッタに接続される。
【００２８】
各トランジスタＱ２１〜Ｑ２４のベースとエミッタ間の電圧Ｖｂｅを等しいと見なすと、抵抗Ｒ２３には電圧降下Ｖｏ１が発生し、抵抗Ｒ２４には電圧降下Ｖａが発生する。抵抗Ｒ２３、Ｒ２４、Ｒ２５の抵抗値を等しくすると、抵抗Ｒ２５の電圧降下は「Ｖａ＋Ｖｏ１」になる。したがって、ＮＰＮトランジスタＱ２３のコレクタからは、基準電流設定値Ｉｒｅｆ（＝Ｖｃｃ−（Ｖａ＋Ｖｏ１））が出力される。
【００２９】
図３は、発振回路１２の具体的回路構成例を示す図である。図３において、電源電圧Ｖｃｃとグランド間に定電流源Ｉ３１（電流値ｉ１）と、ＮＰＮトランジスタＱ３７を含んでいるスイッチ回路Ｓ３１が直列接続され、ＮＰＮトランジスタＱ３７のベースに比較器ＣＰ３４の比較出力が供給される。比較器ＣＰ３４は、＋入力端子に検出電圧Ｖｏ１が入力され、−入力端子に所定電圧Ｖｒｅｆ２が入力される。この所定電圧Ｖｒｅｆ２は、基準電圧Ｖｒｅｆ１より低い電圧（例えば、Ｖｒｅｆ１の６０％程度）に設定されることがよい。
【００３０】
したがって、通常動作時にはスイッチ回路Ｓ３１はオンしており電流ｉ１が流れている。過電流状態になり検出電圧Ｖｏ１が低下するとスイッチ回路Ｓ３１はオフする。このスイッチ回路Ｓ３１は、その状態が切り替わるときに、そこに流れる電流値が、電流ｉ１から零に、また零から電流ｉ１に、時間を掛けてゆっくりと変化するように構成される。これにより、切替時の電流の急激な変化を避ける。
【００３１】
電源電圧Ｖｃｃとグランド間に、ベースとコレクタが接続されたＰＮＰトランジスタＱ３１とダイオードＤ３２と定電流源Ｉ３２（電流値ｉ２）が直列に接続される。電流値ｉ２は、電流値ｉ１より大きい値に設定されている（ｉ２＞ｉ１）。定電流源Ｉ３１とスイッチ回路Ｓ３１との接続点と、ダイオードＤ３２と定電流源Ｉ３２との接続点との間に、定電流源Ｉ３２へ向けて電流が流せる方向の極性にダイオードＤ３１を接続する。
【００３２】
ＰＮＰトランジスタＱ３１とカレントミラー回路を構成するようにＰＮＰトランジスタＱ３２、Ｑ３３が設けられる。なお、カレントミラー比は、任意の値に設定できるが、以後特に断らないときには、ミラー比１として説明する。ＰＮＰトランジスタＱ３２と直列に、コレクタとベースが接続されたＮＰＮトランジスタＱ３４が設けられる。ＰＮＰトランジスタＱ３３と直列にＮＰＮトランジスタＱ３５が設けられる。このＮＰＮトランジスタＱ３５は、ＮＰＮトランジスタＱ３４とカレントミラー比２のカレントミラー回路を構成するように設定される。そして、両トランジスタＱ３４，Ｑ３５のベースとエミッタが相互に接続される。ＰＮＰトランジスタＱ３３の電流を１とすると、ＮＰＮトランジスタＱ３５の電流は２に設定されている。即ち、１対２である。また、ＮＰＮトランジスタＱ３４のベースとエミッタ間にＮ型ＭＯＳトランジスタ（Ｎ型トランジスタ）Ｑ３６が接続され、そのゲートに切替信号が供給される。したがって、ＮＰＮトランジスタＱ３５には、切替信号に応じて、ＰＮＰトランジスタＱ３３の２倍の電流が流れるか、或いは電流が零となる。
【００３３】
ＰＮＰトランジスタＱ３３とＮＰＮトランジスタＱ３５との直列接続点には、充放電用コンデンサＣ３１が接続されている。コンデンサＣ３１の充電電圧が、比較器ＣＰ３１の＋入力端子と、比較器ＣＰ３２の−入力端子に供給される。比較器ＣＰ３１の−入力端子には、充電電圧の上限側電圧Ｖ２が供給され、比較器ＣＰ３２の＋入力端子には、充電電圧の下限側電圧Ｖ１が供給される。
【００３４】
Ｒ−Ｓ型フリップフロップ回路ＦＦ３１のセット入力端子Ｓには比較器ＣＰ３１の出力が入力され、リセット入力端子Ｒには比較器ＣＰ３２の出力が入力される。Ｒ−Ｓ型フリップフロップ回路ＦＦ３１の出力端子の出力はＮ型トランジスタＱ３６のゲートへの切替信号になる。
【００３５】
コンデンサＣ３１の充電電圧が三角波信号ＣＴとして出力される。また、コンデンサＣ３１の充電電圧が、比較器ＣＰ３３で波形成形されて、三角波信号ＣＴと同期したクロック信号ＣＬＫとして出力される。
【００３６】
この図３の発振回路１２において、通常動作時にはスイッチ回路Ｓ３１はオンしており、電流ｉ１はスイッチ回路Ｓ３１を流れている。したがって、定電流源Ｉ３２の電流ｉ２は、全てＰＮＰトランジスタＱ３１に流れている。よって、トランジスタＱ３２〜Ｑ３６とコンデンサＣ３１とで形成されている充放電回路は、電流ｉ２に基づいて充放電が行われる。
【００３７】
図３において、ＮＰＮトランジスタＱ３５がオフしているときには、コンデンサＣ３１が電流ｉ２で充電される。コンデンサＣ３１の充電電圧が電圧Ｖ２に達すると、ＮＰＮトランジスタＱ３５はオンする。これにより、コンデンサＣ３１の充電電荷は電流ｉ２で放電され、その充電電圧が電圧Ｖ１に達すると、ＮＰＮトランジスタＱ３５がまたオフする。このような電流ｉ２による充放電を繰り返して、所定周期の三角波信号ＣＴ及びクロック信号ＣＬＫが発生される。
【００３８】
一方、過電流状態になり検出電圧Ｖｏ１が所定電圧Ｖｒｅｆ２より低下すると、スイッチ回路Ｓ３１はオフする。これにより、定電流源Ｉ３１の電流ｉ１は、定電流源Ｉ３２の電流ｉ２の一部の電流として流れ込む。この結果、ＰＮＰトランジスタＱ３１の電流は「ｉ２−ｉ１」へと小さくなる。したがってコンデンサＣ３１の充放電は、小さくなった電流「ｉ２−ｉ１」によって行われるから、その周期は、所定周期よりも長い周期に変更される。過電流時の周期は、通常動作時の所定周期の例えば４倍程度とすることができる。周波数で表現すると、例えば通常動作時が１００ｋＨｚとすると、過電流時は２５ｋＨｚとなる。
【００３９】
この発振回路１２の周期の切替は、通常動作時と過電流保護動作時との２種類の切替の例を示したが、所定電圧Ｖｒｅｆ２を２段階、或いは３段階に設定する。そして、出力電圧Ｖｏがそれぞれの所定電圧Ｖｒｅｆ３，Ｖｒｅｆ４・・・に達したときに、発振回路１２の周期を順次長くするように切替えるように構成することもできる。
【００４０】
このように構成される図１の第１実施の形態に係るスイッチング型ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を、図４のタイミングチャートを参照して説明する。
【００４１】
通常動作時には、過電流検出信号ＯＣＰは発生されていないから、出力信号Ｑｏｕｔは継続して出力されている（Ｈレベル）。誤差信号ＦＢと三角波信号ＣＴとの比較結果に基づくスイッチング制御信号ＰＷＭはナンド回路１４を通過してゲート制御信号Ｖｇとなり、スイッチングトランジスタＱ１をオン・オフスイッチングする。出力電圧Ｖｏに応じた検出電圧Ｖｏ１が帰還されて、出力電圧Ｖｏが所定電圧になるように制御される。この場合、基準電流設定回路１５からの基準電流設定値Ｉｒｅｆは、「Ｖｃｃ−（Ｖａ＋Ｖｏ１）」の低い電圧になっている。また、発振回路１２からの三角波信号ＣＴ等の周期は通常動作時の所定周期（例、１００ｋＨｚ）になっている。
【００４２】
なお、本発明において、起動時には、出力電圧Ｖｏは零であるから基準電流設定値Ｉｒｅｆも低い値になっている。したがって、起動時の突入電流も過電流保護動作によって自動的に制限される、効果もある。この起動時には、短絡故障などの事故状態は発生していないので、突入電流を制限しつつ、出力電圧Ｖｏが徐々に上昇していく。そして、通常動作状態に入ることになる。この起動時の状況は、発振回路１２の動作においても同様に行われる。
【００４３】
さて、電流検出信号Ｉｄｅｔが基準電流設定値Ｉｒｅｆより低くなると、過電流保護動作状態に入る。過電流保護動作時には、最初に、基準電流設定値Ｉｒｅｆの大きさが出力電圧Ｖｏの低下に連れて徐々に大きくなって来る。この状態を保護レベル変更中とする。次に、さらに出力電圧Ｖｏが低下し、所定電圧Ｖｒｅｆ２に達すると、発振回路１２の発振周波数（即ち、ＣＴ、ＣＬＫ）が通常動作時の周波数から、より低い周波数に変更される。
【００４４】
まず、過電流保護動作時の最初の状態では、基準電流設定値Ｉｒｅｆより電流検出信号Ｉｄｅｔが低くなると、過電流検出信号ＯＣＰが発生する。これにより、Ｄ−ＦＦ１７がリセットされて出力信号Ｑｏｕｔが出力されなくなり（Ｌレベル）、スイッチング制御信号ＰＷＭはナンド回路１４で通過を阻止されて、ゲート制御信号ＶｇはＨレベルになる（ナンド回路１４で論理が反転されていることに注意されたい）。したがって、スイッチングトランジスタＱ１はオフして出力電流Ｉｏの供給は中止される。
【００４５】
同時に、電流検出用スイッチＱ２もオフし、電流検出信号ＩｄｅｔはプルアップされてＨレベルになるから、過電流検出信号ＯＣＰは発生されなくなる。この過電流検出信号ＯＣＰの発生期間は、過電流保護回路の過電流保護ループの応答時間によって定まる。
【００４６】
Ｄ−ＦＦ１７は、過電流検出信号ＯＣＰは発生されなくなっても直ちにセットされることはなく、クロック信号ＣＬＫの立ち上がり時にセットされる。Ｄ−ＦＦ１７がセットされるとスイッチング制御信号ＰＷＭによってスイッチングトランジスタＱ１は再びオンされるから、過電流状態が継続している間は、過電流検出信号ＯＣＰが発生し、スイッチングトランジスタＱ１はオフして出力電流Ｉｏの供給は中止される。
【００４７】
このような過電流保護動作の間に、スイッチングトランジスタＱ１を通して供給されるエネルギーは少ないから、出力電圧Ｖｏは徐々に低下していく。したがって、基準電流設定値Ｉｒｅｆは徐々に上昇し、保護されるべき電流レベルは低くなっていく。よって、出力電圧Ｖｏ−出力電流Ｉｏの特性で見ると、フの字特性が実現されることになる。
【００４８】
次に、保護レベル変更中の過電流保護動作により、出力電圧Ｖｏが徐々に低下して所定電圧Ｖｒｅｆ２に達すると、発振回路１２の発振周期は、通常動作時の所定周期（１００ｋＨｚ）から、より長い発振周期（２５ｋＨｚ）に切り替わる。この切り替わりは、発振周期の急激な変動を避けるように、時間を掛けて緩やかに行われる。
【００４９】
発振回路１２の発振周期が、より長い周期に変更されると、過電流状態が継続中のスイッチングトランジスタＱ１がオンする周期、即ち過電流検出信号ＯＣＰの発生周期も、長くなる。過電流状態が継続中において、スイッチングトランジスタＱ１がオンされている期間は、前述のように、過電流保護ループの応答時間によって定まるから、その応答時間より短くすることは出来ない。この応答時間が、十分に短くない場合には、出力電圧Ｖｏが低い電圧まで下がったとしても、そのときの出力電流Ｉｏを十分に小さい値に絞り込むことが難しいこともある。
【００５０】
しかし、この実施の形態のように、発振回路１２の発振周期を、出力電圧Ｖｏの低下に応じてより長い周期に変更することにより、保護レベルの変更だけでは出力電流Ｉｏを十分に小さい値に絞れない場合にも、十分に出力電流Ｉｏを小さくすることができる。したがって、このような場合にも、フの字特性を実現することができる。
【００５１】
図５は、本発明の第２実施の形態に係るスイッチング型ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す図である。
【００５２】
図５では、基準電流設定回路１５Ａが、出力電圧Ｖｏの値によらずに、一定の基準電流設定値Ｉｒｅｆを発生させるようにしたものである。その他の構成は図１の第１の実施の形態と同様である。
【００５３】
この場合にも、過電流保護動作時に出力電圧Ｖｏが所定電圧Ｖｒｅｆ２まで下がると、発振回路１２の発振周波数が低くなる方向に変更されるから、出力電流出力電流Ｉｏを絞り込むことができる。したがって、過電流保護動作時のフの字特性は、発振回路１２の発振周波数の変更によって行われることになる。
【００５４】
【発明の効果】
本発明のスイッチング型ＤＣ−ＤＣコンバータによれば、保護すべき基準電流値を、出力電圧が低くなるに連れて小さくなるように設定し、電流検出値が基準電流値を越えるときにスイッチングトランジスタ回路へのスイッチング制御信号の供給を阻止する。また、出力電圧が短絡故障などによって低下したときに、スイッチングトランジスタ回路のスイッチング周期を長くする。このように、保護すべき基準電流値の引き下げやスイッチング周期の引き延ばしによって、フの字保護特性が達成され、短絡故障時などの電流が抑制される。
【００５５】
また、過電流検出信号ＯＣＰによりスイッチング制御信号の供給を阻止し、周期信号によりその供給阻止を解除するから、電流の抑制とともに、故障状態からの復帰は自動的に行われる。
【００５６】
また、電流検出は、スイッチングトランジスタ回路の出力端の電圧によって行うから、電流検出による損失はなく、効率の向上に寄与する。電流検出をスイッチングトランジスタ回路の駆動と同期して行うから、電流を正確に検出することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング型ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す図
【図２】基準電流設定回路の具体的回路構成例を示す図
【図３】発振回路の具体的回路構成例を示す図
【図４】本発明の動作を説明するためのタイミングチャート
【図５】本発明の第２の実施の形態に係るスイッチング型ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す図
【符号の説明】
１０ ＤＣ−ＤＣ用コンバータＩＣ
Ｖｃｃ 電源電圧
Ｐ１ 第１端子
Ｐ２ 第２端子
Ｐ３ 第３端子
Ｌｏ 平滑用コイル
Ｃｏ 平滑用コンデンサ
Ｄｏ ダイオード
Ｖｏ 出力電圧
Ｉｏ 出力電流
Ｑ１ スイッチングトランジスタ
Ｑ２ 電流検出用スイッチ
１１ 誤差増幅器
１２ 発振回路
１３ パルス幅変調回路
１４ ナンド回路
１５、１５Ａ 基準電流設定回路
１６ 比較器
１７ Ｄ−ＦＦ
Ｖｒｅｆ１ 出力基準電圧
Ｖｒｅｆ２ 発振周期変更用基準電圧（所定電圧）
Ｖｏ１ 検出電圧
ＦＢ 誤差信号
ＣＴ 三角波信号
ＣＬＫ クロック信号
ＰＷＭ スイッチング制御信号
Ｑｏｕｔ 出力信号
Ｖｇ ゲート制御信号
Ｉｒｅｆ 基準電流設定値
Ｉｄｅｔ 電流検出信号
ＯＣＰ 過電流検出信号
Claims (4)
- スイッチングトランジスタ回路と、
このスイッチングトランジスタ回路の出力端に接続され、平滑された出力電圧を出力する平滑回路と、
前記出力電圧に応じた電圧と基準電圧とを比較し、その差に応じた誤差信号を出力する誤差増幅器手段、所定周期の比較信号及び周期信号を出力する発振回路手段、前記誤差信号と前記比較信号とを比較し、前記スイッチングトランジスタ回路へ供給されるためのスイッチング制御信号を発生するパルス幅変調制御手段を持ち、前記出力電圧を定電圧に制御するための定電圧制御回路と、
前記スイッチングトランジスタ回路の出力端に接続される電流検出用トランジスタを前記スイッチングトランジスタ回路と同じ制御信号で同時に駆動し、前記電流検出用トランジスタの出力端をその電流検出用トランジスタのオフ時に第１所定電圧に設定して、前記スイッチングトランジスタ回路に流れる電流に応じた電流検出値を発生する電流検出手段、過電流制限設定電圧と前記出力電圧に応じた検出電圧との加算値を前記第１所定電圧から差し引いて、保護すべき基準電流値が前記出力電圧が低くなるに連れて小さくなるように設定される基準電流設定手段、前記電流検出信号が前記基準電流値を越えるときに過電流検出信号を出力する比較手段、この過電流検出信号を受けて前記スイッチングトランジスタ回路への前記スイッチング制御信号の供給を阻止し、且つ前記周期信号を受けて前記スイッチング制御信号の供給阻止を解除するためのスイッチング制御信号阻止手段を持ち、前記スイッチングトランジスタ回路に流れる電流を制限するための電流制限回路と、を有することを特徴とする、スイッチング型ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 前記発振回路手段は、前記出力電圧に応じた電圧が入力され、その入力された電圧が第２所定電圧よりも高いときに前記所定周期の比較信号及び周期信号を出力し、その入力された電圧が前記第２所定電圧よりも低いときに前記所定周期よりも長い周期の比較信号及び周期信号を出力することを特徴とする、請求項１記載のスイッチング型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
- スイッチングトランジスタ回路と、
このスイッチングトランジスタ回路の出力端に接続され、平滑された出力電圧を出力する平滑回路と、
前記出力電圧に応じた電圧と基準電圧とを比較し、その差に応じた誤差信号を出力する誤差増幅器手段、前記出力電圧に応じた電圧が入力され、その入力された電圧が第３所定電圧よりも高いときに所定周期の比較信号及び周期信号を出力し、その入力された電圧が前記第３所定電圧よりも低いときに前記所定周期よりも長い周期の比較信号及び周期信号を出力する発振回路手段、前記誤差信号と前記比較信号とを比較し、前記スイッチングトランジスタ回路へ供給されるためのスイッチング制御信号を発生するパルス幅変調制御手段を持ち、前記出力電圧を定電圧に制御するための定電圧制御回路と、
前記スイッチングトランジスタ回路の出力端に接続される電流検出用トランジスタを前記スイッチングトランジスタ回路と同じ制御信号で同時に駆動し、前記電流検出用トランジスタの出力端をその電流検出用トランジスタのオフ時に第４所定電圧に設定して、前記スイッチングトランジスタ回路に流れる電流に応じた電流検出値を発生する電流検出手段、過電流制限設定電圧と前記出力電圧に応じた検出電圧との加算値を前記第４所定電圧から差し引いて、保護すべき基準電流値が設定される基準電流設定手段、前記電流検出信号が前記基準電流値を越えるときに過電流検出信号を出力する比較手段、この過電流検出信号を受けて前記スイッチングトランジスタ回路への前記スイッチング制御信号の供給を阻止し、且つ前記周期信号を受けて前記スイッチング制御信号の供給阻止を解除するためのスイッチング制御信号阻止手段を持ち、前記スイッチングトランジスタ回路に流れる電流を制限するための電流制限回路と、を有することを特徴とする、スイッチング型ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 前記スイッチング制御信号阻止手段は、前記周期信号によりセットされ前記過電流検出信号によりリセットされる出力信号を出力するフリップフロップ回路手段と、このフリップフロップ回路手段の出力信号によって、前記スイッチング制御信号を通過させるか阻止させるかを決める論理回路手段とを含んで構成されていることを特徴とする、請求項１乃至３記載のスイッチング型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
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