CN1574579A - 开关型直流－直流变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种开关型直流—直流变换器。将直流输入电压通过功率晶体管的导通关断开关控制来输出规定直流电压的开关型DC－DC变换器中，用简易的构成实现フ字型特性的过电流保护电路，从而更安全可靠地保护功率晶体管。将应保护的基准电流值设定为随输出电压的低下而减小，当电流检测值超过基准电流值时，阻止向开关晶体管电路供给开关控制信号，并且当输出电压由于短路故障等而低下时，延长开关晶体管电路的开关周期。通过应保护的基准电流值的减小和开关周期的延长，得到フ字型过电流保护特性。

Description

开关型直流-直流变换器
技术领域
本发明涉及带有过电流保护功能、可输出经稳压控制的电压的开关型直流-直流变换器(以下称DC-DC变换器)。
背景技术
将直流输入电压变换后产生一定值的直流定电压的同时，附带有将输出限制在规定电流值的过电流保护功能的直流电源装置已被广泛利用。
此种过电流保护功能有一种是采用在规定电流值时使输出电压-输出电流特性下降的下垂型特性。此种下垂型特性的过电流保护虽然是可行的，但是当规定值电流持续流过时，功率晶体管可能会由于发热而损坏。
作为避免下垂型特性这一缺点的电路，已知有フ字型限流动作(fold-back cuurent limiting折返型限流)的过电流保护电路。フ字型限流的过电流保护特性的特点是当电流达到规定值，输出电压开始下降时输出电流也同时下降，输出电压降到最低时的电流值比输出电压开始下降时的电流值还要小。由于采用フ字型过电流保护特性，即使电流持续流过，也被限制在较小的电流值。由此得以避免功率晶体管的损坏。
专利文献1：特开2002-304225号
专利文献2：特开2000-209850号
发明内容
(本发明要解决的课题)
设有フ字型限流动作的过电流保护电路的直流稳压电源装置如专利文献1那样多数由串联型电源装置所构成。虽然串联型电源装置可以构成フ字型限流动作的过电流保护电路，可是由于伴随电压控制而产生的功耗较大，因而不适合要求高功率效率的用途。此外如专利文献2提案的在输入输出间设置变压器的开关型电源装置，可是由于使用变压器，仍然不适合于要求小型轻量化、LSI集成电路化的用途。
鉴于此，本发明的目的在于，在由功率晶体管的导通关断开关控制来输出规定直流电压的开关型DC-DC变换器中，可以用简易的构成实现フ字型限流动作的过电流保护电路，减小短路故障时等的电流，从而更安全可靠地保护功率晶体管。
(解决课题的方法)
本发明1的开关型DC-DC变换器的特征在于，具有以下功能的电路：
开关晶体管电路Q1；
滤波电路，连接在该开关晶体管电路的输出端，用于输出平滑滤波过的输出电压Vo；
稳压控制电路，用于对所述输出电压Vo进行稳压控制，它具有将与所述输出电压Vo对应的检测电压Vo1与基准电压Vref1进行比较并输出其差所对应的误差信号FB的误差放大电路11、输出规定周期的比较信号CT以及周期信号CLK的振荡电路12、将所述误差信号与所述比较信号进行比较并产生用于供给所述开关晶体管电路的开关控制信号PWM的脉冲宽度调制控制电路13；
电流限制电路，用于限制流过所述开关晶体管电路的电流，它具有产生与所述开关晶体管电路流过电流相对应的电流检测值的电流检测电路Q2、随着所述输出电压Vo的低下可使基准电流值Va+Vo1随之变小的基准电流设定电路15、当所述电流检测值IxRon超过所述基准电流值时，输出过电流检测信号OCP的比较电路16、接收到所述过电流检测信号OCP后便阻止向所述开关晶体管电路供给所述开关控制信号PWM并且在接收到所述周期信号后便解除所述开关控制PWM的供给阻止的开关控制信号阻止电路。
本发明2的开关型DC-DC变换器的特征在于：在本发明1的开关型DC-DC变换器中，所述振荡电路12输入与所述输出电压对应的检测电压Vo1，当该输入的检测电压Vo1高于规定电压时，输出所述规定周期的比较信号以及周期信号，当该输入的电压Vo1低于规定电压时，输出周期比所述规定周期长的比较信号以及周期信号。
本发明3的开关型DC-DC变换器的特征在于：在本发明2所述的开关型DC-DC变换器中，所述振荡电路12输入与所述输出电压Vo对应的检测电压Vo1，当该输入的电压Vo1高于规定的电压Vref2时，输出所述规定周期的比较信号以及周期信号，当该输入的电压Vo1低于所述规定电压Vref2时，输出周期比所述规定周期长的比较信号以及周期信号。
本发明4的开关型DC-DC变换器的特征在于具有以下功能的电路：
开关晶体管电路；
滤波电路，连接在该开关晶体管电路的输出端，用于输出平滑滤波过的输出电压Vo；
稳压控制电路，用于对所述输出电压Vo进行稳压控制，它具有以下各功能电路：误差放大电路11将所述输出电压Vo对应的检测电压Vo1与基准电压Vref1相比较并输出其差所对应的误差信号FB、振荡电路12输入与所述输出电压Vo对应的检测电压Vo1，当该输入检测电压Vo1高于规定电压时，输出所述规定周期的比较信号以及周期信号，当该输入的电压Vo1低于规定电压时，输出周期比所述规定周期长的比较信号以及周期信号、脉冲宽度调制控制电路13将所述误差信号与所述比较信号进行比较并产生用于供给所述开关晶体管电路的开关控制信号PWM；
电流限制电路，用于限制流过所述开关晶体管电路的电流，它具有以下各功能电路：电流检测电路Q2用于发生对应于所述开关晶体管电路流过电流的电流检测值、基准电流设定电路15用于设定应保护的基准电流值、比较电路16用于当所述电流检测信号超过所述基准电流值时输出过电流检测信号OCP、开关控制信号阻止电路用于当接收到该过电流检测信号OCP后便阻止向所述开关晶体管电路供给所述开关控制信号PWM，而在接收到所述周期信号后便解除对所述开关控制信号PWM的供给阻止。
本发明5的开关型DC-DC变换器的特征在于：在本发明1至4所述的开关型DC-DC变换器中，所述开关控制信号阻止电路包括以下功能电路：双稳态触发器电路17用于产生由所述周期信号置位，由所述过电流检测信号OCP复位的输出信号Q、逻辑电路14根据该双稳态触发器电路的输出信号Q来决定是通过还是阻止所述开关控制信号。
本发明6的开关型DC-DC变换器的特征在于：在本发明1至3所述的开关型DC-DC变换器中，所述基准电流值是根据电流限制设定电压Va与所述检测电压Vo1之和而得到的。
本发明7的开关型DC-DC变换器的特征在于：在本发明1至5所述的开关型DC-DC变换器中，所述电流检测值是根据所述开关晶体管的导通电阻Ron与流过它的电流I之积而得到的。
本发明8的开关型DC-DC变换器的特征在于：在本发明1至3所述的开关型DC-DC变换器中，所述基准电流值是根据电流限制设定电压Va与所述检测电压Vo1之和而得到的。
所述电流检测值是根据所述开关晶体管电路的导通电阻Ron与流过它的电流I之积而得到的。
本发明9的开关型DC-DC变换器的特征在于：在本发明1至5所述的开关型DC-DC变换器中，所述比较电路16对由电源电压减去所述电流检测值所得的电流检测信号与由电源电压减去所述基准电流值所得的基准电流设定值进行比较，输出所述过电流检测信号OCP。
本发明10的开关型DC-DC变换器的特征在于：在本发明9所述的开关型DC-DC变换器中，所述电流检测电路Q2由包括连接在所述比较电路16的所述电流检测信号输入端和所述开关晶体管电路的输出端之间，并且通过所述开关控制信号PWM的控制与开关晶体管电路进行同步开关动作的开关所构成。
附图说明
图1是表示本发明的DC-DC变换器的第1实施方式的构成图。
图2是表示基准电流设定电路具体电路构成例。
图3是表示振荡电路具体电路构成例。
图4是说明本发明动作的时序图。
图5是表示本发明的DC-DC变换器的第2实施方式的构成图。
符号说明
10——DC-DC变换器用IC；Vcc——电源电压；P1——
第1端子；P2——第2端子；P3——第3端子；Lo——滤波
线圈；Co——滤波电容；Do——二极管；Vo——输出电压；
Io——输出电流；Q1——开关晶体管；Q2——电流检测开关；
11——误差放大器；12——振荡电路；13——脉冲宽度调制
电路；14——与非电路；15、15A——基准电流设定电路；
16——比较器；17——D-FF；Vref1——输出基准电
压；Vref1——振荡周期变更用基准电压(规定电压)；Vo1—
—检测电压；FB——误差信号；CT——三角波信号；CLK—
—  时钟信号；PWM——关控制信号；Qout——输出信号；
Vg——栅极控制信号；Iref——基准电流设定值；Idet—
—电流检测信号；OCP——过电流检测信号。
具体实施方式
以下对本发明的开关型DC-DC变换器的实施方式参照附图加以说明。图1为表示本发明的第1实施方式的开关型DC-DC变换器的构成图。图2是基准电流设定电路的具体电路构成例。图3是振荡电路的具体电路构成例。图4是说明本发明动作的时序图。
图1中开关型DC-DC变换器用的IC10通过第1端子P1接入直流输入电压即电源电压Vcc。直流输入电压Vcc在开关晶体管Q1中由栅极控制信号Vg控制通断并由第2端子P2被输出。开关晶体管Q1是构成开关晶体管电路的P型MOS晶体管。此外本发明中只要不特别申明，电压均指相对于地电位的电压。
第2端子P2的输出由滤波线圈Lo、滤波电容Co、肖特基二极管Do滤波，向图中未示出的外部负荷供给输出电压Vo及输出电流Io。输出电压Vo由分压电阻Ro1、Ro2分压，经第3端子P3向开关型DC-DC变换器用的IC10供给检测电压Vo1。
开关型DC-DC变换器用的IC10除开关晶体管Q1之外，由包含误差放大器11、振荡电路12、脉冲宽度调制控制电路13的稳压控制电路和包含基准电流设定电路15、比较器16、D型触发器电路17、电流检测用开关Q2的电流限制电路两大类电路所构成。
误差放大器11输入基准电压Vref1和检测电压Vo1并输出与这2个输入电压的差相应的误差信号FB。振荡电路12输出规定周期的比较信号的三角波信号CT和相同规定周期的周期时钟信号CLK。该振荡电路12还输入振荡周期变更用基准电压(以下称规定电压)Vref2和检测电压Vo1，当检测电压Vo1比规定电压Vref2低时，变更三角波信号CT和时钟信号CLK的周期使其长于规定周期。
脉冲宽度调制控制电路13输入误差信号FB和三角波信号CT，根据二者大小的比较结果，输出开关控制信号PWM。该开关控制信号PWM经由与非电路14成为栅极控制信号Vg，被施加至开关晶体管Q1的栅极。
基准电流设定电路15用于设定进行电流保护所需的应保护电流值。该基准电流设定电路15的基准电流设定值Iref等于由电源电压Vcc减去电流限制设定电压Va与检测电压Vo1之和(基准电流值：Va+Vo1)所得的电压{Vcc-(Va+Vo1)}。该基准电流设定值Iref在稳压控制进行期间，由于检测电压Vo1较大，因而基准电流设定值Iref取较小的值。另一方面当过电流保护动作时，由于检测电压Vo1低下，因而基准电流设定值Iref取较大的值。此外电流限制设定电压Va是フ字型过电流保护特性下决定输出电压Vo降到最低点时的电流大小的电压。
电流检测用开关Q2是P型MOS晶体管。连接在开关晶体管Q1的漏极即第2端子P2和比较器16的-输入端之间。由于其栅极加有栅极控制信号Vg，因此和开关晶体管Q1同时导通关断。电阻R3是上拉电阻，当电流检测用开关Q2关断时将比较器16的-输入端上拉至电源电压Vcc。
开关晶体管Q1的漏极电压为电源电压Vcc减去开关晶体管Q1的导通电阻Ron与流过它的电流I之积(电流检测值：IxRon)所得的电压(Vcc-RonxI)。该漏极电压成为电流检测信号Idet。由于导通电阻Ron可视为定值，因此开关晶体管Q1的漏极电压便表示了流过它的电流。由于采用此种电流检测方法无需使用电流检测电阻，因而可减小功率损失。由该电流检测用开关Q2和上拉电阻R3构成电流检测功能单元。
比较器16的+输入端输入基准设定电流值Iref，-输入端输入电流检测信号Idet。正常运行时由于电流检测信号Idet大于基准设定电流值Iref，比较器16不产生过电流检测信号OCP。过电流状态下，一旦电流检测信号Idet小于基准设定电流值Iref，比较器16便产生过电流检测信号OCP。
D型触发器电路(以下称D-FF)17和与非电路14一起构成开关控制信号阻止功能单元。D-FF17在输入至时钟端子CK的时钟信号CLK的上升沿读入数据端D的输入信号即电源电压Vcc，在输出端子Q产生输出信号Qout。复位端子R接比较器16的输出端，当发生过电流检测信号OCP时，D-FF17被复位，输出信号Qout随之消失。
因此输出信号Qout在正常动作时会持续被输出。并且，输出信号Qout在过电流状态时由于过电流检测信号OCP而消失，由时钟信号CLK的上升沿而发生。此外，也可以用置位-复位型触发器(R-S型FF)等其它形式的触发器来代替D-FF17。
图2表示基准电流设定电路15的具体电路构成例。图2中，电源电压Vcc和地之间串联连接有恒流源I21和PNP型双极型晶体管(以下称PNP晶体管)Q21，PNP晶体管Q21的基极加有检测电压Vo1。此外，电源电压Vcc和地之间还串联连接有恒流源I22和PNP型晶体管Q22，PNP晶体管Q22的基极加有电流限制设定电压Va。电流限制设定电压Va由电源电压Vcc经分压电阻R21和R22分压而得的电压，其大小可以改变。
由NPN型双极型晶体管(以下称NPN晶体管)Q23和电阻R23构成的串联回路和由NPN型双极型晶体管Q24和电阻R24构成的串联回路并联连接。该并联回路与电阻R25串联连接接在电源电压Vcc和地之间。NPN晶体管Q23的基极与PNP晶体管Q21的发射极连接，NPN晶体管Q24的基极PNP晶体管Q22的发射极连接。
各晶体管Q2～Q24的基极和发射极之间的电压Vbe可视为是相等的。由此，电阻R23上产生电压降Vo1，电阻R24上产生电压降Va。当电阻R23、R24、R25的电阻值相等时，电阻R25上的电压降为Va+Vo1。因此，由NPN晶体管Q23的集电极输出基准电流设定值Iref(＝Vcc-(Va+Vo1))。
图3表示振荡电路12的具体电路构成例。图3中，接在电源电压Vcc和地之间的恒流源I31(电流值i1)和包含NPN晶体管Q37的开关电路S31串联连接。比较器CP34的比较输出信号供给该NPN晶体管Q37的基极。比较器CP34的+输入端输入检测电压Vo1、-输入端输入规定电压Vref2。该规定电压Vref2设定为低于基准电压Vref1(例如Vref1的60％左右)即可。
正常动作时开关电路S31处于导通状态，流过电流i1。过电流状态下检测电压Vo1低下时，开关电路S31关断。该开关电路S31可使状态切换时，其流过电流值缓慢地由i1变为0或由0变为i1。由此避免切换时电流的急剧变化。
在电源电压Vcc和地之间，串联接有基极和集电极相接的PNP晶体管Q31、二极管D32、恒流源I32(电流值i2)。电流值i2设定为大于电流值i1(i2＞i1)。恒流源I31和开关电路S31的连接点与二极管D32和恒流源I32的连接点之间接有二极管D31，其连接极性是使电流可以流向恒流源I32。
为了构成PNP晶体管Q31的电流镜像电路而设有PNP晶体管Q32、Q33。并且电流镜像比可设定为任意值。不过，为说明简单起见，以后如无特别申明时，均以电流镜像比为1进行说明。基极和集电极相接的NPN晶体管Q34和PNP晶体管Q32串联连接。NPN晶体管Q35和PNP晶体管Q33串联连接。该NPN晶体管Q35设定为和NPN晶体管Q34的电流镜像比为2的电流镜像电路。两晶体管Q34、Q35的基极和发射极相互连接。设晶体管Q33的电流为1，则NPN晶体管Q35的电流设定为2。即1比2的关系。此外，NPN晶体管Q34的基极和发射极间接有N型MOS晶体管(N型晶体管)Q36，其栅极供有切换信号。因此NPN晶体管Q35中，根据切换信号，或者流过PNP晶体管Q33的2倍的电流，或者电流为0。
PNP晶体管Q33和NPN晶体管Q35的串联连接点接有充放电用电容器C31。电容器C31的充电电压供给比较器CP31的+输入端和比较器CP32的-输入端。比较器CP31的-输入端供有充电电压的上限值电压V2，比较器CP32的+输入端供有充电电压的下限值电压V1。
R-S型触发器FF31的置位输入端S输入比较器CP31的输出信号、复位输入端R输入比较器CP32的输出信号。R-S型触发器FF31的反相输出端子的输出成为接往N型晶体管Q36的栅极的切换信号。
电容器C31的充电电压作为三角波CT被输出。此外，电容器C31的充电电压还经比较器CP33进行波形整形后作为和三角波CT同步的时钟信号CLK被输出。
图3的振荡电路12中，正常动作时开关电路S31处于导通状态，电流i1流过开关电路S31。因此恒流源I32的电流全部流入PNP晶体管Q31。于是，由晶体管Q32至Q36及电容器C31所形成的充放电电路基于电流i2进行充放电。
图3中，NPN晶体管Q35处于关断状态时，电容器C31由电流i2充电，当电容器C31的充电电压上升达到电压V2时，R-S型触发器FF31被置位，NPN晶体管Q35导通。由此，电容器C31的充电电荷以电流i2放电，其充电电压下降达到电压V1时，R-S型触发器FF31被复位，使NPN晶体管Q35再次关断。这样由电流i2反复充放电，便产生规定周期的三角波信号CT以及时钟信号CLK。
另一方面，过电流状态下检测电压Vo1降低到规定电压Vref2时，开关电路S31关断。由此，恒流源I31的电流i1作为恒流源I32的电流i2的一部分而流入。其结果PNP晶体管Q31的电流变小为i2-i1。因此，电容器C31的充放电也以变小后的电流i2-i1来进行。从而充放电的周期被变更为比规定周期要长的周期。过电流时的周期可以是正常动作时规定周期的例如4倍左右。用频率来表示的话，例如正常动作时的频率为100KHz时，过电流时变为25KHz。
此处振荡电路12的周期切换是正常运行和过电流保护动作2种状态的切换例。作为变形例，可以将规定电压设定为2阶段或3阶段(Vref2、Vref3、Vref4……)。这样，当输出电压Vo分别达到规定电压Vref2、Vref3、Vref4……时，将振荡电路12的周期顺次变长地进行切换也是可以的。
参照图4的时序图来说明如此构成的图1实施方式的开关型DC-DC变换器的动作过程。
由于正常动作时不产生过电流检测信号OCP，输出信号Qout将持续被输出(H高电平)。取决于误差信号FB和三角波信号CT比较结果的开关控制信号PWM通过与非电路14成为栅极控制信号Vg。由栅极控制信号Vg控制开关晶体管Q1的导通关断开关动作。由于输出电压相对应的检测电压Vo1的反馈，控制输出电压Vo维持在规定的电压值。此时，来自基准电流设定电路15的基准电流设定值Iref(＝Vcc-(Va+Vo1))取较低的电压值。并且，来自振荡电路12的三角波信号CT等的周期取正常动作时的规定周期(例如100KHz)。
并且，本发明中，由于起动时输出电压Vo为0，基准电流设定值Iref也取对应的电压值，因此，具有起动时冲击电流在过电流保护动作的作用下自动被限制的效果。该起动状态下，由于并未发生短路故障等事故状态，所以输出电压将在冲击电流被限制的同时徐徐上升。然后进入正常动作状态。这种起动时的状况在振荡电路12的动作中也同样进行。
当电流检测信号Idet低于基准设定电流值Iref时，进入过电流保护动作状态。过电流保护动作时，最初基准设定电流值Iref的大小随着输出电压的低下而渐渐变大。此时的状态为保护电平变更中。接着输出电压Vo进一步低下，达到规定电压Vref2时，振荡电路12的振荡频率(即CT、CLK)由正常动作时的频率变更为较低的频率。
首先，过电流保护动作时的最初状态下，当电流检测信号Idet低于基准设定电流值Iref时，产生过电流检测信号OCP。由此，D-FF17被复位，输出信号Qout不再输出(L低电平)，开关控制信号PWM在与非电路14被阻止通过。栅极控制信号Vg成为H高电平(请注意，与非电路14的逻辑处于翻转状态)。因此，开关晶体管Q1被关断。此时，输出电流Io通过二极管Do、滤波线圈Lo流动。
同时，由于电流检测用开关Q2也被关断，电流检测信号Idet被上拉至H高电平，过电流检测信号OCP不再发生。该过电流检测信号OCP的发生期间由过电流保护电路的过电流保护环路的响应时间而决定。
D-FF17即使过电流检测信号OCP不再发生，并不立即被置位，而是在时钟信号CLK的上升沿被置位。一旦D-FF17被置位，由开关控制信号PWM将开关晶体管Q1再次导通。在过电流状态持续期间，对应于开关晶体管Q1的导通，过电流检测信号OCP发生，开关晶体管Q1再次关断。
这样在过电流保护动作期间，由于通过开关晶体管Q1所供给的能量较少，输出电压Vo徐徐下降，而基准设定电流值Iref随之徐徐上升。即，在过电流保护动作期间，随着输出电压的下降，应予保护的电流电平也随之变小。因而从输出电压Vo-输出电流Io的特性曲线看，实现了フ字型的特性曲线。
其次，通过保护电平变更中的过电流保护动作，输出电压Vo徐徐下降达到规定电压Vref2时，振荡电路12的振荡周期由正常动作时的规定周期(100KHz)切换为较长的周期(25KHz)。该切换是花费时间缓慢进行的，从而避免了振荡周期的急剧变动。
当振荡电路12的振荡周期变更为较长的周期时，在过电流状态持续期间，开关晶体管Q1的导通周期即过电流检测信号OCP的发生周期也变长。
在过电流状态持续期间，开关晶体管Q1的导通期间如前所述由过电流保护环路的响应时间所决定，不能短于该响应时间。在该响应时间不充分短的情况下，即使输出电压Vo下降到较低的电压，此时的输出电流Io有可能难以缩小到充分小的值。
但是，本发明由于将振荡电路12的振荡周期根据输出电压Vo的下降而变更为较长的周期，因此即使仅靠保护电平的变更还不能将输出电流缩小到充分小的情况下，由于振荡周期变长而得以将输出电流Io充分减小。从而在这种情况下也能实现フ字型的特性曲线。
图5是表示本发明第2实施方式的开关型DC-DC变换器的构成图。
图5中，基准电流设定电路15A可与输出电压Vo的值无关而产生一定的基准电流设定值Iref。其它构成与图1的实施方式是相同的。
这种情况下，过电流保护动作时，一旦输出电压Vo下降到规定电压Vref2，由于振荡电路12的振荡频率向减低方向变化，因而也能够减小输出电流Io。因此，过电流保护动作的フ字型的特性曲线是通过振荡电路12的振荡频率的变更来进行的。
(发明的效果)
根据本发明的开关型DC-DC变换器，将应该保护的基准电流值设定为随着输出电压的下降而减小，当电流检测值超过基准电流值时，阻止向开关晶体管电路供给开关控制信号。并且，当输出电压由于短路故障等而下降时，使开关晶体管电路的开关周期变长。这样，通过应保护的基准电流值的减小和开关周期的延长，从而实现フ字型保护特性曲线，抑制短路故障时等的电流。
并且，因为由过电流检测信号OCP来阻止开关控制信号的供给，由周期信号来解除其供给阻止，从而在抑制电流的同时，从故障状态的复原可以自动进行。
并且，因为电流检测由开关晶体管电路的输出端的电压来进行，因此没有由于电流检测而发生的损耗，有助于效率提高。由于将电流检测与开关晶体管电路的驱动同步进行，因此能够正确地检测电流。

Claims (10)

1.一种开关型DC-DC变换器，其特征在于：
具有以下功能电路：
开关晶体管电路；
连接在该开关晶体管电路的输出端，用于输出平滑滤波过的输出电压的滤波电路；
对所述输出电压进行稳压控制的稳压控制电路，它包括有将所述输出电压对应的检测电压与基准电压进行比较并输出其差所对应的误差信号的误差放大电路、输出规定周期的比较信号以及周期信号的振荡电路、将所述误差信号与所述比较信号进行比较并产生用来供给所述开关晶体管电路的开关控制信号的脉冲宽度调制控制电路；
用于限制所述开关晶体管电路流过电流的电流限制电路，它包括有产生所述开关晶体管电路流过电流对应的电流检测值的电流检测电路、随着所述输出电压的低下可使基准电流值随之变小的基准电流设定电路、当所述电流检测值超过所述基准电流值时输出过电流检测信号的比较电路、接收到该过电流检测信号后，阻止向所述开关晶体管电路供给所述开关控制信号并且在接收到所述周期信号后，解除所述开关控制信号的供给阻止的开关控制信号阻止电路。
2.根据权利要求1所述的开关型DC-DC变换器，其特征在于：
所述振荡电路输入所述输出电压对应的检测电压，当该输入的检测电压高于规定电压时，输出所述规定周期的比较信号以及周期信号，当该输入的电压低于所述规定电压时，输出周期比所述规定周期长的比较信号以及周期信号。
3.根据权利要求2所述的开关型DC-DC变换器，其特征在于：
所述振荡电路输入与所述输出电压对应的检测电压，当该输入的检测电压高于规定的电压时，输出所述规定周期的比较信号以及周期信号，当该输入的检测电压低于所述规定电压时，输出周期比所述规定周期长的比较信号以及周期信号。
4.一种开关型DC-DC变换器，其特征在于：
具有以下功能电路：
开关晶体管电路；
连接在该开关晶体管电路的输出端，用于输出平滑滤波过的输出电压的滤波电路；
对所述输出电压进行稳压控制的稳压控制电路，它包括有：
误差放大电路用于将所述输出电压对应的检测电压与基准电压进行比较并输出其差所对应的误差信号、
振荡电路，它输入所述输出电压相对应的检测电压，当该输入检测电压高于规定电压时，输出所述规定周期的比较信号以及周期信号，当该输入的电压低于所述规定电压时，输出周期比所述规定周期长的比较信号以及周期信号、
脉冲宽度调制电路用于将所述误差信号与所述比较信号进行比较并产生供给所述开关晶体管电路的开关控制信号；
用于限制所述开关晶体管电路流过电流的电流限制电路，它包括有：电流检测电路，用于产生所述开关晶体管电路流过电流对应的电流检测值；基准电流设定电路，用于设定应保护的基准电流值；比较电路，当所述电流检测值超过所述基准电流值时输出过电流检测信号；开关控制信号阻止电路，接收到该过电流检测信号后，阻止向所述开关晶体管电路供给所述开关控制信号并且在接收到所述周期信号后，解除所述开关控制信号的供给阻止。
5.根据权利要求1至4所述的开关型DC-DC变换器，其特征在于：
所述开关控制信号阻止电路的构成包括以下电路：双稳态触发器电路，用于产生由所述周期信号置位，由所述过电流检测信号复位的输出信号；逻辑电路，根据该双稳态触发器电路的输出信号来决定是通过还是阻止所述开关控制信号。
6.根据权利要求1至3所述的开关型DC-DC变换器，其特征在于：
所述基准电流值是由电流限制设定电压与所述检测电压之和而得到的。
7.根据权利要求1至5所述的开关型DC-DC变换器，其特征在于：
所述电流检测值是由所述开关晶体管电路的导通电阻与流过它的电流之积而得到的。
8.根据权利要求1至3所述的开关型DC-DC变换器，其特征在于：
所述基准电流值是由电流限制设定电压与所述检测电压之和而得到的；
所述电流检测值是由所述开关晶体管电路的导通电阻与流过它的电流之积而得到的。
9.根据权利要求1至5所述的开关型DC-DC变换器，其特征在于：
所述比较电路对由电源电压减去所述电流检测值所得的电流检测信号与由电源电压减去所述基准电流值所得的基准电流设定值进行比较，输出所述过电流检测信号。
10.根据权利要求9所述的开关型DC-DC变换器，其特征在于：
所述电流检测电路由包括连接在所述比较电路的所述电流检测信号输入端和所述开关晶体管电路的输出端之间，并且通过所述开关控制信号的控制与开关晶体管电路进行同步开关动作的开关所构成。
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