CN114070105A - 正激恒流控制装置、开关电源、控制方法及芯片 - Google Patents

正激恒流控制装置、开关电源、控制方法及芯片 Download PDF

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CN114070105A CN202010786038.1A CN202010786038A CN114070105A CN 114070105 A CN114070105 A CN 114070105A CN 202010786038 A CN202010786038 A CN 202010786038A CN 114070105 A CN114070105 A CN 114070105A
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Abstract

本申请公开一种正激恒流控制装置、系统、控制方法及芯片。所述正激恒流控制装置用于控制一正激功率电路进行能量转换，包括：恒压控制单元，用于在负载电流小于预设恒流值期间基于获取的反馈信号和采样信号输出恒压控制信号；其中，所述反馈信号反映所述正激功率电路的负载电流，所述采样信号反映所述正激功率电路的峰值电流；恒流控制单元，用于在负载电流达到所述预设恒流值时基于所述采样信号输出恒流控制信号；驱动单元，耦接于所述恒压控制单元和所述恒流控制单元，用于基于所述恒压控制信号或所述恒流控制信号驱动所述正激功率电路向负载输出恒压供电或向负载输出恒流供电。本申请能够适用于有恒流供电需求的大功率负载。

Description

正激恒流控制装置、开关电源、控制方法及芯片
技术领域
本申请涉及控制电路技术领域，尤其涉及一种正激恒流控制装置、开关电源、控制方法及芯片。
背景技术
为了能够匹配电子终端、显示器、服务器以及各类仪器仪表等各类负载的供电，一般通过开关电源将电网提供的交流电变换为适应各类负载的直流输出。由于负载的功率需求不同，开关电源通常采用反激式结构作为其间接直流变流电路以适用于小功率场合，例如输出功率等级为100W以下的场合。而在大功率场合下，例如输出功率等级需求为100W-300W的场合，反激式结构由于受占空比和变压器转换效率的限制而不再适用，此时，开关电源通过采用正激式结构作为其间接直流变流电路以实现大功率输出。
正激式开关电源虽然凭借其转换效率高、拓扑简单、同步整流等诸多优点在大功率场合有广泛的应用，但是现有正激式开关电源仅能实现输出恒压。如此，不能适应对大功率LED屏等对恒流供电有需求的负载。
因此，亟需提出一种正激恒流控制装置以使得正激开关电源能够实现输出恒流。
发明内容
鉴于以上所述相关技术的缺点，本申请的目的在于提供一种正激恒流控制装置、开关电源、控制方法及芯片。
为实现上述目的及其他相关目的，本申请第一方面公开一种正激恒流控制装置，用于控制一正激功率电路进行能量转换，包括：恒压控制单元，用于在负载电流小于预设恒流值期间基于获取的反馈信号和采样信号输出恒压控制信号；其中，所述反馈信号反映所述正激功率电路的负载电流，所述采样信号反映所述正激功率电路的峰值电流；恒流控制单元，用于在负载电流达到所述预设恒流值时基于所述采样信号输出恒流控制信号；驱动单元，耦接于所述恒压控制单元和所述恒流控制单元，用于基于所述恒压控制信号或所述恒流控制信号驱动所述正激功率电路向负载输出恒压供电或向负载输出恒流供电。
在本申请第一方面的某些实施例中，所述恒流控制单元包括第一比较电路，用于比较所述采样信号和第一参考信号以输出所述恒流控制信号；其中，所述第一参考信号反映所述预设恒流值。
在本申请第一方面的某些实施例中，所述恒压控制单元包括第二比较电路，用于在所述反馈信号小于所述第一参考信号期间，比较所述采样信号和所述反馈信号以输出所述恒压控制信号。
在本申请第一方面的某些实施例中，还包括短路保护单元，耦接于所述驱动单元，用于在负载电压低于短路保护阈值期间输出短路保护信号给所述驱动单元以控制所述正激功率电路在向负载输出恒流供电阶段实现短路保护。
在本申请第一方面的某些实施例中，所述短路保护单元还用于基于获取的经整流后的输入信号维持所述短路保护阈值的稳定。
在本申请第一方面的某些实施例中，所述短路保护单元包括：第一延时电路，耦接于所述恒流控制单元，用于在所述正激功率电路的导通时长低于参考时长时，禁能所述恒流控制单元；其中，所述参考时长与所述短路保护阈值相关联；第三比较电路，耦接于所述驱动单元，用于比较所述采样信号和第二参考信号以输出比较信号作为所述短路保护信号给所述驱动单元。
在本申请第一方面的某些实施例中，所述第一延时电路包括：第一计时电容电路，包括一计时电容，用于执行计时操作；第一开关电路，耦接于所述第一计时电容电路，用于在所述计时电容的一电极侧的电压信号达到所述开关电路的阈值电压时禁能所述恒流控制单元。
在本申请第一方面的某些实施例中，所述短路保护单元还包括补偿电路，耦接于所述第一延时电路，用于基于获取的经整流后的输入信号的变化补偿所述参考时长以维持所述短路保护阈值的稳定。
在本申请第一方面的某些实施例中，所述补偿电路藉由改变一计时电容的充电速度以改变所述参考时长。
在本申请第一方面的某些实施例中，所述短路保护单元还包括：计时电路，耦接于所述第三比较电路和所述驱动单元，用于基于所述比较信号计时，并在计时结束输出所述短路保护信号给所述驱动单元以控制所述正激恒流控制装置停止工作。
在本申请第一方面的某些实施例中，还包括：占空比调节单元，耦接于所述驱动单元，用于在所述正激功率电路的导通时长超过时长门限时，输出占空比调节信号给所述驱动单元以控制所述正激功率电路关断。
在本申请第一方面的某些实施例中，所述驱动单元包括：PWM生成电路，用于生成PWM脉冲信号；逻辑电路，耦接于所述恒压控制单元、所述恒流控制单元、所述短路保护单元、以及所述占空比调节单元中至少一种单元以及所述PWM生成电路，用于基于所述PWM脉冲、所述恒压控制信号、所述恒流控制信号、所述短路保护信号、以及所述占空比调节信号中至少一种信号输出逻辑信号；驱动电路，耦接于所述逻辑电路，用于基于所述逻辑信号控制所述正激功率电路导通或关断以进行能量转换。
本申请的第二方面公开一种控制芯片，所述芯片封装有如本申请第一方面公开的任一实施例所述的正激恒流控制装置。
本申请的第三方面公开一种正激恒流开关电源，包括：在本申请第二方面的某些实施例中，整流电路，用于接收外部驱动信号以输出整流信号；滤波电路，耦接于所述整流电路，用于滤波所述整流信号以输出滤波信号；如本申请第一方面公开的任一实施例所述的正激恒流控制装置，用于输出驱动信号；开关器件，其控制端耦接于所述正激恒流控制装置，用于基于所述驱动信号导通或关断；正激功率电路，耦接于所述开关器件，用于基于所述开关器件的导通或关断对接收的输入信号进行能量转换以在负载电流达到预设恒流值时由输出恒压切换为输出恒流；其中，所述输入信号为所述滤波信号。
本申请的第三方面公开一种正激恒流控制方法，用于控制一正激功率电路进行能量转换，包括以下步骤：获取反馈信号和采样信号；在所述负载电流小于预设恒流值期间基于所述反馈信号和所述采样信号输出恒压控制信号；其中，所述反馈信号反映所述正激功率电路的负载电流，所述采样信号反映所述正激功率电路的峰值电流；在负载电流达到所述预设恒流值时基于所述采样信号输出恒流控制信号；基于所述恒压控制信号或所述恒流控制信号驱动所述正激功率电路向负载输出恒压供电或向负载输出恒流供电。
在本申请第三方面的某些实施例中，还包括步骤：在负载电压低于短路保护阈值期间输出短路保护信号以控制所述正激功率电路在恒流阶段实现短路保护。
在本申请第三方面的某些实施例中，还包括步骤：在所述正激功率电路的导通时长超过预设时长门限时，输出占空比调节信号以控制所述正激功率电路关断。
综上所述，本申请提出的正激恒流控制装置、系统、控制方法及芯片，能够控制正激功率电路在负载电流超过预设恒流值时由输出恒压切换为输出恒流，能够适用于大功率的有恒流供电需求的负载，另通过设置短路保护单元以使得在恒流阶段能够实现短路保护以避免负载电压过低而电流过大烧坏负载，还通过设置占空比调节单元使得正激恒流控制装置能够在负载供电超过负载所能承受的最大值时提供保护且可适用性强。
附图说明
本申请所涉及的发明的具体特征如所附权利要求书所显示。通过参考下文中详细描述的示例性实施方式和附图能够更好地理解本申请所涉及发明的特点和优势。对附图简要说明书如下：
图1显示为大功率LED负载的恒流控制电路框图。
图2显示为本申请在一实施例中的正激恒流控制装置的控制下正激功率电路输出供电波形示意图。
图3显示为本申请正激恒流控制装置在一实施例中的外接电路框图。
图4显示为本申请正激恒流控制装置在一实施例中的电路框图。
图5显示为本申请恒压控制单元在一实施例中的电路框图。
图6显示为本申请恒流控制单元在一实施例中的电路框图。
图7显示为本申请正激恒流控制装置在另一实施例中的电路框图。
图8显示为本申请正激功率电路的储能与负载电压的变化关系在一实施例中的波形示意图。
图9显示为本申请在另一实施例中的正激恒流控制装置的控制下正激功率电路输出供电波形示意图。
图10显示为本申请短路保护单元在一实施例中的电路框图。
图11显示为本申请第一延时电路在一实施例中的电路结构示意图。
图12显示为本申请短路保护单元在另一实施例中的电路框图。
图13显示为本申请补偿电路在一实施例中的电路结构示意图。
图14显示为本申请短路保护单元在又一实施例中的电路框图。
图15显示为本申请在又一实施例中的电路框图。
图16显示为本申请占空比调节单元在一实施例中的电路框图。
图17显示为本申请电流转换电路在一实施例中的电路结构示意图。
图18显示为本申请第二延时电路在一实施例中的电路结构示意图。
图19显示为本申请驱动单元基于各信号输出逻辑信号的波形示意图。
图20显示为本申请驱动单元在一实施例中的电路框图。
图21显示为本申请正激恒流开关电源在一实施例中的电路框图。
具体实施方式
以下由特定的具体实施例说明本申请的实施方式，熟悉此技术的人士可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本申请的其他优点及功效。
在下述描述中，参考附图，附图描述了本申请的若干实施例。应当理解，还可使用其他实施例，并且可以在不背离本公开的精神和范围的情况下进行机械组成、结构、电气以及操作上的改变。下面的详细描述不应该被认为是限制性的，并且本申请的实施例的范围仅由公布的专利的权利要求书所限定。这里使用的术语仅是为了描述特定实施例，而并非旨在限制本申请。空间相关的术语，例如“上”、“下”、“左”、“右”、“下面”、“下方”、“下部”、“上方”、“上部”等，可在文中使用以便于说明图中所示的一个元件或特征与另一元件或特征的关系。
虽然在一些实例中术语第一、第二等在本文中用来描述各种元件或参数，但是这些元件或参数不应当被这些术语限制。这些术语仅用来将一个元件或参数与另一个元件或参数进行区分。例如，第一延时电路可以被称作第二延时电路，并且类似地，第二延时电路可以被称作第一延时电路，而不脱离各种所描述的实施例的范围。第一延时电路和第二延时电路均是在描述一个延时电路，但是除非上下文以其他方式明确指出，否则它们不是同一个延时电路。相似的情况还包括第一比较电路与第二比较电路，或者第一计时电容电路与第二计时电容电路，或者第一开关电路与第二开关电路。
再者，如同在本文中所使用的，单数形式“一”、“一个”和“该”旨在也包括复数形式，除非上下文中有相反的指示。应当进一步理解，术语“包含”、“包括”表明存在所述的特征、步骤、操作、元件、组件、项目、种类、和/或组，但不排除一个或多个其他特征、步骤、操作、元件、组件、项目、种类、和/或组的存在、出现或添加。此处使用的术语“或”和“和/或”被解释为包括性的，或意味着任一个或任何组合。因此，“A、B或C”或者“A、B和/或C”意味着“以下任一个：A；B；C；A和B；A和C；B和C；A、B和C”。仅当元件、功能、步骤或操作的组合在某些方式下内在地互相排斥时，才会出现该定义的例外。
另外，需先说明的是，本文为了明确说明本申请揭露的各个发明特点而以多个实施例的方式分就各实施例说明如下。但并非是指各个实施例仅能单独实施。熟悉本领域的技术人员可依据需求自行将可行的实施范例搭配在一起设计，或是仅将不同实施例中可带换的组件/模块依设计需求自行代换。换言之，本案所教示的实施方式不仅限于下列实施例所述的态样，更包含有在可行的情况下，各实施例/组件/模块之间的代换与排列组合，于此合先叙明。
反激式开关电源适用于输出功率等级100W以下的小功率场合，一方面是因为为了防止反激式开关电源中的开关器件过压击穿，其占空比一般都被限制在小于0.5，流过反激式开关电源的电流一般呈现断续模式(Discontinuous Conduction Mode，DCM)，另一方面是因为反激式开关电源的变压器初次级线圈的漏感都比较大，其转换效率低。
而正激式开关电源由于其储能电感在控制开关器件导通和关断期间均向负载提供输出，因此其负载能力相对较强，适用于大功率(例如100W-300W)场合，在重载情况下，流过正激式开关电源的储能电感的电流呈现连续模式(Continuous Conduction Mode，CCM)。其中，重载是指开关电源的负载率过高，例如负载率在80％至95％，对于正激式开关电源来说，其一般工作在重载下，但需说明的是，此处负载率在80％至95％仅为相对的比较值，并非理解为对于重载的严格的定义，重载的负载率的具体范围也可重新规定。
但在实际应用中，正激式开关电源通常采用输出恒压的方式为负载供电，其负载电流会随着负载的阻抗变化而变化，如此，无法满足对恒流供电有需求的负载。例如，对于大功率LED负载来说，其成本较高，在其以恒压供电的方式工作的情况下，一方面，由于流过大功率LED负载的电流会随着温升而不断升高，另一方面，根据LED负载的伏安特性曲线，电压微小的变化会引起电流急剧变化，从而大功率LED负载很容易过流，从而影响寿命甚至直接烧坏。
为了避免流过大功率LED负载的电流超出最大值而损坏，期望在LED负载能够以恒流模式工作，请参阅图1，显示为大功率LED负载的恒流控制电路框图，如图1所示，通常将输出恒压的正激式开关电源10作为恒压电源，并外搭恒流模块11以实现对LED负载的恒流供电，其中，正激式开关电源10用以将外部交流电信号AC转化为直流恒压输出给恒流模块11以转换为恒流输出给LED负载供电。
但是，图1的恒流控制电路架构结构繁琐，对于使用者来说，需要专业人员为输出恒压供电的正激式开关电源10匹配相应的恒流模块11并完成电路搭建，对于图1所示的电路结构本身来说，其一方面需要对电能进行二次转换，转换效率和工作稳定性都不够好，另一方面其仅能工作在输出恒流一种模式下，不能够做到适应于负载的变化在输出恒压供电和输出恒流供电之间变换。
鉴于上述情况，本申请提出一种正激恒流控制装置，用于控制一正激功率电路进行能量转换，从而实现在负载电流达到预设恒流值时，正激功率电路由输出恒压供电模式切换至输出恒流供电模式。请参阅图2，显示为本申请在一实施例中的正激恒流控制装置的控制下正激功率电路输出供电波形示意图，如图所示，所述预设恒流值Io为正激功率电路进入输出恒流阶段的负载电流值，在正激功率电路的负载电流I小于预设恒流值Io的范围内，其外接大功率LED负载不会因为负载电流的变大而损坏，正激恒流控制装置可以控制正激功率电路工作在输出恒压供电模式(呈如图2中I<Io阶段对应的V＝Vo波形)；在正激功率电路的负载电流I达到预设恒流值Io后，如果正激功率电路的负载电流I继续增大，就会引起大功率LED负载的损坏问题，因此，正激功率电路的负载电流I一旦达到预设恒流值Io，正激恒流控制装置控制正激功率电路工作在输出恒流供电模式(呈如图2中I>Io阶段的波形)以使得正激功率电路的负载电流I基本维持不变。值得说明的是，正激功率电路的恒流模式由于受负载电压的影响，其所维持的预设恒流值Io并非完全没有变化，呈如图2中的I>Io阶段的波形，正激功率电路的负载电流会随着负载电压V的减小而有微小的增大，但由于其最大增量能够满足恒流模式的电流精度要求，故而本申请中后叙如无特别说明，则将恒流阶段的电流微小变化视为维持在预设恒流值Io。
需要说明的是，本申请提出的正激恒流控制装置是采用脉冲宽度调制(Pulsewidth modulation，PWM)的方式控制正激功率电路向负载输出恒压供电或向负载输出恒流供电，也即，本申请对正激功率电路的整个控制过程中，正激功率电路的通断周期不变(也即恒频，通断周期即为脉冲宽度调制所输出的PWM脉冲信号的周期)，正激恒流控制装置控制正激功率电路输出恒压供电或输出恒流供电均是通过改变正激功率电路的占空比实现的。又由于本申请是应用于正激功率电路的，在重载情况下其储能电感的电流呈现连续模式，从而正激恒流控制装置通过改变正激功率电路的导通时长或关断时机来达到改变正激功率电路的占空比的目的，后续提及的调整正激功率电路的导通时长或关断时机均可理解为对占空比的调整。
另外，本申请正激恒流控制装置是藉由控制一耦接于所述正激功率电路的开关器件的导通和关断而实现控制正激功率电路的实现上述功能的，如图3所示，图3显示为本申请正激恒流控制装置在一实施例中的外接电路框图，所述开关器件50为三端可控器件，所述三端可控器件包括控制端、第一端、以及第二端，所述第一端耦接于所述正激功率电路40，所述第二端接地GND，所述控制端基于所述正激恒流控制装置20的控制以使其第一端和第二端之间的导通或关断，从而使得正激功率电路40对接收的输入信号Vin做能量转换以向负载输出负载供电Vout，其中负载供电Vout为恒压供电或恒流供电，所述输入信号Vin为对外部交流电信号整流后输出的电信号。在本申请中，所述正激恒流控制装置控制所述开关器件导通时，即认为是控制所述正激功率电路导通，也即是正激功率电路处于励磁阶段，所述正激恒流控制装置控制所述开关器件关断时，即认为是控制所述正激功率电路关断，也即是正激功率电路处于退磁阶段，所述开关器件的通断周期即认为是正激功率电路的通断周期。前述以及后叙所提及的对正激功率电路的导通和关断的控制在无特别注明的情况下均以此理解。
其中，由于电路模块划分的方式不同，在一些实施例中，所述开关器件可作为所述正激功率电路中的一部分。在另一些实施例中，所述开关器件可作为正激恒流控制装置中的一部分，本申请并不以此为限。在具体实施方式中，所述开关器件包括可控型晶体管，所述可控型晶体管可举例为金属-氧化物-半导体场效应晶体管(Metal-oxide-semiconductor Field-effect Transistor,MOSFET)或双极结型晶体管(BipolarJunction Transistor,BJT)等。
请参阅图4，显示为本申请正激恒流控制装置在一实施例中的电路框图，如图所示，所述正激恒流控制装置20包括恒压控制单元21、恒流控制单元22、以及驱动单元23。所述恒压控制单元21具有第一输入端P_211、第二输入端P_212、以及输出端P_213，所述第一输入端P_211用于耦接所述正激功率电路以获取反映所述正激功率电路的峰值电流的采样信号Cs，所述第二输入端P_212用于耦接所述正激功率电路以获取反映所述正激功率电路的负载电流的反馈信号Fb，所述恒压控制单元21在负载电流小于预设恒流值期间基于反馈信号Fb和采样信号Cs以藉由输出端P_213输出恒压控制信号Cv。所述恒流控制单元22具有一输入端P_221和一输出端P_222，所述输入端P_221获取所述采样信号Cs，所述恒流控制单元22在负载电流达到预设恒流值时基于所述采样信号Cs藉由输出端P_222输出恒流控制信号Cc。所述驱动单元与第一输入端P_211和输入端P_221相耦接，用于基于所述恒压控制信号Cv或所述恒流控制信号Cc驱动正激功率电路向负载输出恒压供电或向负载输出恒流供电。
其中，所述预设恒流值通过设置在所述正激恒流控制装置20内部的第一参考信号来反映，所述恒压控制单元21在反馈信号Fb未达到第一参考信号期间工作(即正激功率电路的负载电流未达到预设恒流值)，通过比较采样信号Cs和反馈信号Fb以使得正激功率电路工作在输出恒压供电模式。所述恒流控制单元22在反馈信号Fb大于第一参考信号期间工作(即正激功率电路的负载电流达到预设恒流值)，通过比较采样信号Cs与第一参考信号以使得正激功率电路工作的输出恒流供电模式。在实施例中，所述第一参考信号可例如由所述正激恒流控制装置20的供电电源而产生基准电压信号，还可例如为由一恒压源提供的电压信号，本申请并不以此为限。
在一实施例中，请参阅图5，显示为本申请恒压控制单元在一实施例中的电路框图，如图所示，所述恒压控制单元21包括第二比较电路211，第二比较电路211的其中一个输入端子用于连接第一输入端P_211以获取所述采样信号Cs，其另一输入端子用于连接第二输入端P_212以获取所述反馈信号Fb，其输出端作为恒压控制单元21的输出端P_213以在第二比较电路221通过比较确定所述采样信号Cs达到所述反馈信号Fb时输出恒压控制信号Cv。换言之，在本实施例中，所述反馈信号Fb反映正激功率电路的负载电流，正激功率电路的负载电流越大，则反馈信号Fb越大，在反馈信号Fb未达到所述第一参考信号期间的每个通断周期内，反馈信号Fb决定了为了维持正激功率电路负载电压的稳定正激功率电路的峰值电流的峰值，从而恒压控制单元21在一个通断周期内通过采样信号Cs和反馈信号Fb判断正激功率电路的峰值电流达到了维持电压恒定所应达到的峰值时，输出恒压控制信号Cv以使得驱动单元能够基于该恒压控制信号Cv控制正激功率电路关断。
在一实施例中，请参阅图6，显示为本申请恒流控制单元在一实施例中的电路框图，如图所示，所述恒流控制单元22包括第一比较电路221，第一比较电路221的其中一输入端子用于连接恒流控制单元22的输入端P_221以获取所述采样信号Cs，其另一输入端子用于获取所述第一参考信号Vref1，其输出端作为恒流控制单元22的输出端P_222以在第一比较电路221通过比较确定所述采样信号Cs达到所述第一参考信号Vref1时输出恒流控制信号Cc。换言之，在本实施例中，所述第一参考信号Vref1设置为一固定值，其决定了为了维持正激功率电路负载电流稳定在预设恒流值正激功率电路的峰值电流的峰值，也即是说，在反馈信号Fb大于所述第一参考信号Vref1期间的每个通断周期内，为了维持负载电流的稳定，峰值电流的峰值是固定不变的，从而恒流控制单元22在一个通断周期内通过采样信号Cs和第一参考信号Vref1判断正激功率电路的峰值电流达到了维持负载电流恒定所应达到的固定值时，输出恒流控制信号Cc以使得驱动单元能够基于该恒流控制信号Cc控制正激功率电路关断。
以下结合图5和图6来说明恒压控制单元和恒流控制单元是如何协调工作的。以正激功率电路的一个通断周期为例，在正激功率电路导通期间，正激功率电路的峰值电流随着时间的增加而不断增大，也即恒压控制单元21和恒流控制单元22获取的采样信号Cs不断增大。若正激功率电路的负载电流小于预设恒流值，也即反馈信号Fb小于第一参考信号Vref1，此时一旦采样信号Cs达到反馈信号Fb，恒压控制单元21率先输出恒压控制信号Cv以使得驱动单元控制正激功率电路关断，也即在反馈信号Fb小于第一参考信号Vref1期间，采样信号Cs没有达到第一参考信号Vref1的机会，从而恒流控制单元22在此阶段休止。若正激功率电路的负载电流增大到预设恒流值了，也即反馈信号Fb大于第一参考信号Vref1，此时，一旦采样信号Cs达到第一参考信号Vref1，恒流控制单元22率先输出恒流控制信号Cc以使得驱动单元控制正激功率电路关断，也即在此阶段，采样信号Cs没有达到反馈信号Fb的机会，从而恒压控制单元21在此阶段休止。
由前述可知，在正激功率电路输出恒流供电阶段，负载电流是稳定在预设恒流值的，如此，负载电压会随着负载电阻的变化而变化，如果负载电压过低，负载电阻过小，此时负载依然维持在预设恒流值会超过负载所能承受的最大电流值，从而损害负载。
鉴于此，请参阅图7，显示为本申请正激恒流控制装置在另一实施例中的电路框图，如图所示，在本实施例中，正激恒流控制装置在图4所示的电路架构基础上还包括短路保护单元24，通过其输出端P_243耦接于所述驱动单元23，用于在负载电压低于短路保护阈值期间输出短路保护信号Pro给所述驱动单元23以控制所述正激功率电路在输出恒流阶段实现短路保护。
在本申请中，对于正激功率电路来说，其储能电感的电流呈现连续模式。因此，请参阅图8，显示为本申请正激功率电路的储能与负载电压的变化关系在一实施例中的波形示意图，如图所示，在恒流阶段，随着正激功率电路的负载电压的降低，正激功率电路的峰值电流所应达到的峰值Ipkc是维持不变的(具体可参阅前述针对图6的介绍)，但正激功率电路被导通时初始电流Ipk在增大，导通时长Ton在减小(呈如图8中的曲线V1和曲线V2，V1曲线代表的负载电压大于V2曲线，Ton2<Ton1)。因此，鉴于上述正激功率电路的负载电压与导通时长的关系，本申请正激恒流控制装置可预先确定对应短路保护阈值的参考时长Tonleb，从而短路保护单元24通过判断导通时长Ton是否低于参考时长Tonleb以确定负载电压是否低于短路保护阈值。同时为了避免正激恒流控制装置控制正激功率电路工作在恒压阶段产生误保护而造成正激恒流控制装置无法控制正激功率电路正常工作，本申请短路保护单元24在判断导通时长Ton低于参考时长Tonleb时使得正激功率电路不在维持在恒流阶段，此时，正激功率电路的峰值电流所应达到的峰值Ipkc不再被固定，且与导通时长Ton呈相反关系变化(呈如图8中的Tonleb阶段)。因此，进一步地，短路保护单元24通过检测反映正激功率电路的峰值电流的采样信号Cs并在判断所述采样信号Cs达到第二参考信号Vref2时输出短路保护信号Pro。其中，第二参考信号Vref2反映图8中的Tonleb阶段中选取的一时间点对应的峰值Ipkcmax(所选取的时间点应接近参考时长Tonleb)，且第二参考信号Vref2大于前述第一参考信号Vref1。
请参阅图9，显示为本申请在另一实施例中的正激恒流控制装置的控制下正激功率电路输出供电波形示意图，如图所示，在图2所示的波形基础上，在恒流阶段，正激功率电路的负载电压降至短路保护阈值Vpro时，在正激恒流控制装置的短路保护单元的上述控制下，正激功率电路会在其负载电流突增后关断(对应于上述短路保护单元判断所述采样信号Cs达到第二参考信号Vref2时输出短路保护信号Pro的控制过程)。需要说明的是，由于在短路保护单元的控制下，负载电压降至短路保护阈值Vpro后正激功率电路不会立刻关断，因此短路保护单元实际实现的短路保护点要略小于短路保护阈值Vmin，如图9所示，其实际实现的短路保护点为负载电压为Vpro时。由于两者之间的差值较小，本申请中以短路保护阈值Vpro作为短路保护单元24实现短路保护的短路保护点来说明。
请参阅图10，显示为本申请短路保护单元在一实施例中的电路框图，如图所示，所述短路保护单元24包括第一延时电路241和第三比较电路242。所述第一延时电路241的输出端P_246耦接于所述恒流控制单元(未示于图10中)，用于在所述正激功率电路的导通时长Ton低于参考时长Tonleb时禁能所述恒流控制单元。所述第三比较电路242的其中一输入端子P_241用于获取所述采样信号Cs，其另一输入端子P_242用于获取第二参考信号Vref2，其输出端作为短路保护单元24的输出端P_243以耦接于驱动单元，用以在第三比较电路242通过比较确定所述采样信号Cs达到所述第二参考信号Vref2时输出比较信号作为短路保护信号Pro给驱动单元以使得驱动单元基于所述短路保护信号Pro控制所述正激恒流控制装置停止工作。
请参阅图11，显示为本申请第一延时电路在一实施例中的电路结构示意图，如图所示，所述第一延时电路241包括第一计时电容电路2411和第一开关电路2412。其中，所述第一计时电容电路具有一输入端P_244和一输出端P_245，所述第一计时电容电路2411包括非门Ng1、开关管N1及P1、以及计时电容C1。所述非门Ng1的输入作为第一计时电容电路的输入端P_244，所述开关管N1和P1的控制端相连后耦接于所述非门Ng1的输出，开关管P1的第一端经所述电流源Ib1耦接于供电电源Vcc，开关管N1的第二端接地Gnd，开关管P1的第二端和开关管N1的第一端相连与计时电容C1的一端相连，计时电容C1的一端还连接输出端P_245，计时电容C1的另一端接地Gnd。所述第一开关电路2412包括一开关管P2、以及锁存器D1，开关管P2的控制端与输出端P_245相连，其第一端耦接于供电电源Vcc，第二端经电流源Ib2接地Gnd，并且第二端还耦接于锁存器D1的一端，锁存器D1的另一端与第一延时电路241的输出端P_246相连以作为第一延时电路241的输出。
其中，所述第一计时电容电路2411的输入端P_244用于耦接所述驱动单元以接收驱动单元输出的逻辑信号Log以使得所述计时电容C1基于所述逻辑信号Log执行计时操作，所述逻辑信号Log能够反映正激功率电路的导通和关断时长，驱动单元输出逻辑信号Log的工作原理容后详述，在此不做展开。所述第一开关电路2412在所述计时电容C1的一电极侧的电压信号达到其阈值电压时藉由输出端P_246输出禁能信号Uable以禁能所述恒流控制单元。
以下说明图11所示实施例中的第一延时电路241的工作原理。以图11开关管N1为N型MOSFET，开关管P1和P2为P型MOSFET为例，在正激功率电路的一个通断周期T内，正激功率电路关断阶段，逻辑信号Log为低电平，经非门Ng2后变为高电平，开关管P1关断，开关管N1导通，充电电容C1经开关管N1放电。正激功率电路导通阶段，逻辑信号Log为高电平，经非门Ng1后变为低电平，开关管P1导通，开关管N1关断，供电电源Vcc以电流源Ib1的电流值作为充电电流以经开关管P1给充电电容C1充电。如果正激功率电路的导通时长超过参考时长Tonleb(即负载电压高于短路保护阈值)，则充电电容C1与输出端P_245相连的一端的电压信号处于高于开关管P2的关断点对应的阈值电压，从而开关管P2处于关断状态，开关管P2的第二端输出的低电平能触发锁存器D1输出禁能信号Uable。如果正激功率电路的导通时长不超过参考时长Tonleb(即负载电压低于短路保护阈值)，则充电电容C1与输出端P_245相连的一端的电压信号不超过开关管P2的关断点对应的阈值电压，从而开关管P2被导通，开关管P2的第二端变为高电平，锁存器D1将高电平锁存以输出禁能信号Uable。其中，电流源Ib1的电流值决定了充电电容的充电速度C1，在开关管P2阈值电压不变的情况下，本领域技术人员可根据需求通过选取合适的电流源Ib1来设置参考时长Tonleb。
需要说明的是，图11中所示的第一延时电路241的电路结构仅为一种示例，于其它实施例中，图11中所示的第一计时电容电路2411中的各个开关管的类型以及连接方式可根据实际情况灵活选择并根据需求匹配额外的电子元器件，其原理与图11所示类似，并不影响图11所欲达到的功能。图11中第一开关电路2422中的开关管P2也可替换为其他类型或其它器件并根据所替换的元器件灵活选择需要搭配的逻辑器件以实现上述功能，例如，第一开关电路2422可包括比较器和锁存器，比较器的一输入端与计时电容C1的一端耦接，另一输入端用于获取一参考电压(可为由供电电源Vcc生成的电压信号，其大小可例如为与开关管P2的阈值电压相等，具体可根据实际设置)，比较器在通过比较判断计时电容C1的一端降为比较器所获取的参考电压时，输出高电平给锁存器，从而锁存器将高电平锁存以输出禁能信号Uable。本申请第一延时电路并不以图11所示电路结构为限，只要能够基于计时电容的充放电完成对正激功率电路导通或关断时长的计时以输出禁能信号均属于本申请第一延时电路所涵盖的范围。
以下根据图11所述第一延时电路241的工作原理结合图10、图5、图6、以及图7来说明本申请一实施例中的短路保护单元24的工作原理，在恒压阶段，负载电流较小，即反馈信号Fb小于第一参考信号Vref1和第二参考信号Vref2，此时一旦采样信号Cs达到反馈信号Fb，恒压控制单元21率先输出恒压控制信号Cv以使得驱动单元控制正激功率电路关断，也即在恒压阶段采样信号Cs没有达到第一参考信号Vref1或第二参考信号Vref2机会，从而恒流控制单元22和短路保护单元24在此阶段休止，即使短路保护单元24中的第一延时电路241检测出正激功率电路的导通时长低于参考时长Tonleb，也不能使短路保护单元24中的第三比较电路242输出短路保护信号Pro。在恒流阶段，由于负载电流较大，反馈信号Fb大于第一参考信号Vref1和第二参考信号Vref2，恒压控制单元21休止，在短路保护单元24的第一延时电路241确定正激功率电路的导通时长低于参考时长Tonleb时(负载电压低于短路保护阈值)输出禁能信号Uable，恒流控制单元22基于该禁能信号Uable禁能，不再比较采样信号Cs和第一参考信号Vref1的大小，而由短路保护单元24的第三比较电路242比较采样信号Cs和第二参考信号Vref2的大小，在采样信号Cs达到第二参考信号Vref2时，输出比较信号作为短路保护信号Pro，驱动单元23基于该短路保护信号Pro断开正激功率电路，从而在恒流阶段实现短路保护且不会影响正激恒流控制装置控制正激功率电路在恒压阶段的工作。
根据对图3的描述可知，对于正激功率电路来说，其是在正激恒流控制装置的控制下对输入信号Vin进行能量转换而实现输出负载供电，正激功率电路输出的负载供电不仅与正激恒流控制装置控制正激功率电路的关断时机(即占空比)相关，而且相关于输入信号Vin。在输入信号Vin发生变化时，短路保护单元24如果依然将正激功率电路的导通时长与设置的固定的参考时长Tonleb做比较以输出短路保护信号，则由公式
Figure BDA0002619529780000131
其中Vpro为短路保护阈值，N为正激功率电路中的变压器的原副边匝数比，可知，其实际所达到的短路保护点并非为预期的短路保护阈值。例如，在不考虑输入信号Vin会发生变化的情况下(如Vin＝230V)，设置的参考时长Tonleb＝0.3ms，短路保护单元24所达到的短路保护点为预期的短路保护阈值2.5V，即负载电压确实低于2.5V时触发短路保护。但是，一旦输入信号Vin发生波动或变化(如Vin＝250V)，短路保护单元24依然以参考时长Tonleb＝0.3ms作为判断负载电压是否低于2.5V的判断依据时，短路保护单元24所达到的短路保护点实际上为3V，即负载电压在低于3V时就已经触发短路保护，或者输入信号Vin变小(如Vin＝210V)，短路保护单元24所达到的短路保护点实际上为2V，即负载电压在低于2V时才开始触发短路保护，无论是提前触发还是过晚触发短路保护对于负载来说都是不利的。
鉴于上述情况，在另一实施例中，所述短路保护单元24还用于获取所述输入信号Vin以基于所述输入信号Vin维持所述短路保护阈值的稳定。如图12所示，图12显示为本申请短路保护单元在另一实施例中的电路框图，如图所示，所述短路保护单元24在图10所示的电路架构基础上还包括补偿电路243，所述补偿电路243藉由其输入端P_247获取所述输入信号Vin，藉由其输出端P_248耦接所述第一延时电路(图12中未予图示)，补偿电路243基于所述输入信号Vin的变化补偿所述参考时长以维持所述短路保护阈值的稳定。具体地，同样根据正激功率电路的转换公式
Figure BDA0002619529780000132
在输入信号Vin变化时，可通过按相反变化规律改变参考时长Tonleb来实现，在所述输入信号Vin增大时，减小参考时长Tonleb，在所述输入信号Vin减小时，增大参考时长Tonleb。
请参阅图13，显示为本申请补偿电路在一实施例中的电路结构示意图，如图所示，所述补偿电路243包括电阻R1、第一对开关管(N2，N3)、以及第二对开关管(P3，P4)。电阻R1的一端耦接补偿电路243的输入端P_247，另一端耦接第一对开关管(N2，N3)的第一端。第一对开关管(N2，N3)的第二端接地Gnd，第三端耦接第二对开关管(P3，P4)的第一端。第二对开关管(P3，P4)的第二端耦接供电电源Vcc，第三端耦接补偿电路243的输出端P_248。其中，所述电阻R1用于采样所述输入信号Vin，第一对开关管(N2，N3)和第二对开关管(P3，P4)耦接构成电流镜电路以基于电阻R1的采样在所述补偿电路243的输出端P_248输出充电电流Ib3给所述第一延时电路。也即是说，充电电流Ib3的电流值与输入信号Vin具有相同的变化趋势，在输入信号Vin变大时，充电电流Ib3的电流值增大，在输入信号Vin变小时，充电电流Ib3的电流值减小。于实际应用中，所述充电电流Ib3输出给所述第一延时电路241中的计时电容以使得计时电容以充电电流Ib3充电，从而在输入信号Vin变化时，通过改变计时电容的充电速度以改变所述参考时长，从而达到维持短路保护单元24的短路保护阈值稳定的目的。
进一步地，在所述第一延时电路241采用如图11所示的电路结构时，图13所示的补偿电路243的输出端P_248耦接于图11中的开关管P2的第一端。但需要说明的是，为了简化电路连接方式以及便于调整，在图11中示出的第一延时电路241与图13示出的补偿电路243耦接时，图11中的开关管P2的第一端不必再经电流源Ib1与供电电源Vcc耦接。
以下结合图13和图11说明短路保护单元24是如何改变参考时长Tonleb以维持短路保护阈值的稳定的，补偿电路243输出的充电电流Ib3的电流值跟随输入信号Vin的变化，在输入信号Vin变大时，充电电流Ib3也增大，第一计时电容电路2411在正激功率电路关断期间以充电电流Ib3给计时电容C1充电，由于充电速度增大，则计时电容C1的一端电压信号变为开关管P2的关断点对应的阈值电压的时长减小，则参考时长Tonleb变小，从而能够使得上述公式中Vin*Tonleb不变，短路保护阈值依然为输入信号Vin未增大前对应的短路保护阈值；在输入信号Vin变小时，充电电流Ib3也减小，第一计时电容电路2411在正激功率电路关断期间以充电电流Ib3给计时电容C1充电，由于充电速度减小，则计时电容C1的一端电压信号变为开关管P2的关断点对应的阈值电压的时长增大，则参考时长Tonleb变大，从而能够使得上述公式中Vin*Tonleb不变，短路保护阈值依然为输入信号Vin未降低前对应的短路保护阈值。
另需说明的是，在进行EFT(Electrical Fast Transient/burst，电快瞬变脉冲群)等干扰测试、雷击等情况下，流过正激功率电路的峰值电流可能会瞬间增大到第二参考信号Vref2，从而前述第三比较电路242会输出比较信号，此时如果将所述比较信号作为短路保护信号Pro给驱动单元会使得驱动单元控制正激恒流控制装置停止工作，从而短路保护功能被误触发。为了避免这些干扰致使短路保护单元的误触发，如图14所示，显示为本申请短路保护单元在又一实施例中的电路框图，如图所示，所述短路保护单元24在图12或图10所示的电路架构框图基础上还包括计时电路244(图14中以图12的电路架构为基础示出)，在此，所述第三比较电路242经路径P_249与所述驱动单元相耦接，用于按前述介绍原理输出比较信号，在一个周期内，所述驱动单元基于比较信号控制所述正激功率电路关断，所述计时电路244一端耦接于所述第三比较电路242的输出，另一端耦接短路保护单元24的输出端P_243，用于基于第三比较电路242输出的比较信号计时，并在计时结束输出所述短路保护信号给驱动单元以控制所述正激恒流控制装置停止工作。在一示例中，所述计时电路包括脉冲计数器，用于基于所述第三比较电路242输出的比较信号计数，并在计所述比较信号达到预设个数时输出所述短路保护信号Pro。在另一示例中，所述计时电路包括计时器，用于基于所述第三比较电路242输出的比较信号计预设固定时长，并在确定所述预设固定时长达到时输出短路保护信号Pro。如此，只有在连续几个周期内均有比较信号输出，驱动单元才会控制所述正激恒流控制装置停止工作，从而能有效的增强正激恒流控制装置的抗干扰能力。
进一步地，对于受正激恒流控制装置控制工作在连续模式的正激功率电路来说，其输出的负载供电Vout与输入信号Vin之间的关系为
Figure BDA0002619529780000151
其中N为正激功率电路中的变压器的原副边匝数比，Ton为正激恒流控制装置控制正激功率电路的导通时长，T为正激功率电路的一个通断周期。如前所述，本申请提出的正激恒流控制装置以PWM脉冲信号的周期作为控制正激功率电路的通断周期，在正激恒流控制装置正常工作时，正激恒流控制装置基于恒压控制信号或恒流控制信号控制正激功率电路的导通时长以实现输出恒压或输出恒流的，在此阶段，其控制正激功率电路的占空比是不超过PWM脉冲信号的占空比的。如此，即使在正激恒流控制装置获取的输入信号Vin较大的情况也，也能使得负载能够在可承受的供电范围内工作。
但在正激恒流控制装置出现无法控制正激功率电路的导通时长(即在PWM脉冲信号的高电平期间一直未出现恒压控制信号或恒流控制信号)的异常的情况时，例如由于正激恒流控制装置的外接电子元器件(如耦接于正激功率电路和正激恒流控制装置之间的用来获取负载供电的光耦)损坏或失效而导致的其所接收的信号(如对应于光耦失效的反馈信号)的异常，又如恒压控制单元或恒流控制单元异常而无法输出或输出为异常的恒压控制信号或恒流控制信号。则正激恒流控制装置无法改变正激功率电路的导通时长(即占空比)，其仅能依据PWM脉冲信号固有的占空比控制正激功率电路工作。但由于PWM脉冲信号固有的占空比一般设置较大，在获取的输入信号Vin也较高的情况下，会使得负载供电Vout会高于负载能接受的最大值，从而损坏负载。
鉴于此，在又一实施例中，所述正激恒流控制装置在图4或图7所示的电路架构基础上还包括占空比调节单元，以在图7所示电路架构上还包括占空比调节单元为例，请参阅图15，显示为本申请在又一实施例中的电路框图，所述占空比调节单元25具有输入端P_252和输出端P_251，所述输入端P_252用于连接一外接电阻R2以采样输入信号Vin而获得采样信号Vduty(为了与前述反映峰值电流的采样信号Cs以示区别，后续将此处提及的采样信号Vduty称之为第一采样信号)，所述输出端P_251耦接于所述驱动单元23，用于在所述正激功率电路的导通时长超过时长门限时，输出占空比调节信号Duty给所述驱动单元23以控制所述正激功率电路关断，从而使得正激功率电路的负载供电不超过最大保护阈值Vmax(其对应负载能接受的最大供电)。换言之，时长门限决定了正激功率电路的导通时长所能达到的最大值，也即决定了占空比的最大值。需要说明的是，图15仅为一种示例，在图4所示的电路架构基础上，所述占空比调节单元25的连接方式以及工作原理与图15相同，在此不再示出。
其中，时长门限是基于所述第一采样信号Vduty而确定的，也即，在正激功率电路接收不同的输入信号Vin时或占空比调节单元25配置不同阻抗的外接电阻R2时，所述时长门限并非为相同的固定值，如此，使得正激恒流控制装置可适用性强。
在一示例中，所述占空比调节单元25基于所述输入信号Vin的变化调整所述时长门限以维持最大保护阈值Vmax的稳定。具体地，由于正激功率电路最大保护阈值Vmax遵循前述公式
Figure BDA0002619529780000161
其中Tonmax为时长门限，可知，正激功率电路的最大保护阈值Vmax不仅与正激恒流控制装置控制正激功率电路的时长门限相关，而且相关于输入信号Vin。输入信号Vin发生了变化，占空比调节单元25基于输入信号Vin的变化调整所述时长门限(即调整了占空比的最大值)，从而能使得最大保护阈值Vmax不变。如此，避免了在设置固定的占空比最大值的情况下，由于输入信号Vin变大而导致过晚保护，即负载供电已经超过负载能够承受的最大值了，正激恒流控制装置还未触发保护，以及由于输入信号Vin变小而导致的过早保护，即负载供电还未达到负载能够承受的最大值，正激恒流控制装置已经控制正激功率电路不工作了。从而，对同一负载来说，即使使用者将正激功率电路接入不同的输入信号Vin时或者输入信号Vin不稳定，本申请正激恒流控制装置也能保证最大保护阈值Vmax不变，负载依然可以有效的被保护。
在另一示例中，正激功率电路接收的输入信号Vin不变，所述占空比调节单元25藉由配置不同阻抗的外接电阻R2调整所述时长门限以适用于不同的最大保护阈值Vmax。具体地，同样参阅公式
Figure BDA0002619529780000171
在输入信号Vin不变的情况下，如果时长门限不变，则最大保护阈值Vmax不变，如此，使用者只能将所述正激恒流控制装置应用在承受能力在最大保护阈值Vmax以上的负载，对于承受能力在最大保护阈值Vmax以下的负载该保护无效，适应性差。而本示例中，在使用者可以通过为不同的负载配置合适阻抗的外接电阻R2从而使得正激恒流控制装置的兼容性强，可适用各种需求的负载。
请参阅图16，显示为本申请占空比调节单元在一实施例中的电路框图，如图所示所述占空比调节单元25包括第二延时电路251和电流转换电路252。所述电流转换电路252的输入作为占空比调节单元25的输入端P_252以获取第一采样信号Vduty，电流转换电路252藉由其输出端P_253耦接第二延时电路251的输入以将所述第一采样信号Vduty转换为输入电流输出给所述第二延时电路251。第二延时电路251的输出作为占空比调节单元25的输出端P_251，用于基于所述输入电流计时以在判断所述正激功率电路的导通时长超过所述时长门限时，输出占空比调节信号Duty。其中，所述输入电流与所述时长门限相关联。
请参阅图17，显示为本申请电流转换电路在一实施例中的电路结构示意图，如图所示，所述电流转换电路252包括电阻R3、第一对开关管(N4，N5)、以及第二对开关管(P5，P6)。电阻R3的一端耦接占空比调节单元25的输入端P_252，另一端耦接第一对开关管(N4，N5)的第一端。第一对开关管(N4，N5)的第二端接地Gnd，第三端耦接第二对开关管(P5，P6)的第一端。第二对开关管(P5，P6)的第二端耦接供电电源Vcc，第三端耦接电流转换电路252的输出端P_253。其中，所述电阻R3将所述第一采样信号Vduty转换为电流信号，第一对开关管(N4，N5)和第二对开关管(P5，P6)耦接构成电流镜电路以电流信号在电流转换电路252的输出端P_253输出输入电流Ib4给所述第二延时电路251。也即是说，输入电流Ib4的电流值与第一采样信号Vduty具有相同的变化趋势，在第一采样信号Vduty变大时，输入电流Ib4的电流值增大，在第一采样信号Vduty变小时，输入电流Ib4的电流值减小。于实际应用中，所述输入电流Ib4输出给所述第二延时电路251中的计时电容以使得计时电容以输入电流Ib4充电，从而在第一采样信号Vduty变化时，通过改变计时电容的充电速度以改变所述门限时长，从而达到调节占空比的最大值以使得正激恒流控制装置可适用性强和能够维持最大保护阈值稳定的目的。
请参阅图18，显示为本申请第二延时电路在一实施例中的电路结构示意图，如图所示，所述第二延时电路251包括第二计时电容电路2511和第二开关电路2512。其中，所述第二计时电容电路2511具有一输入端P_254和一输出端P_255，所述第二计时电容电路2511包括非门Ng2、开关管N6及P7、以及计时电容C2。所述非门Ng2的输入作为第二计时电容电路2511的输入端P_254，所述开关管N6和P7的控制端相连后耦接于所述非门Ng2的输出，开关管P7的第一端耦接于电流转换电路252的输出端P_253，开关管N6的第二端接地Gnd，开关管P7的第二端和开关管N6的第一端相连与计时电容C2的一端相连，计时电容C2的一端还连接输出端P_255，计时电容C2的另一端接地Gnd。所述第二开关电路2512包括一开关管P8、以及非门Ng3，开关管P2的控制端与输出端P_255相连，其第一端耦接于供电电源Vcc，第二端经电流源Ib5接地Gnd，并且第二端还耦接于非门Ng3的一端，非门Ng3的另一端与占空比调节单元25的输出端P_251相连以作为占空比调节单元25的输出。
其中，所述第二计时电容电路2511的输入端P_254用于耦接所述驱动单元以接收驱动单元输出的逻辑信号Log以使得所述计时电容C2基于所述逻辑信号Log执行计时操作，所述逻辑信号Log能够反映正激功率电路的导通和关断时长，驱动单元输出逻辑信号Log的工作原理容后详述，在此不做展开。所述第二开关电路2512在所述计时电容C2的一电极侧的电压信号达到其阈值电压时则说明正激功率电路的导通时长达到了最大保护阈值Vmax，从而藉由输出端P_251输出占空比调节信号Duty。
需要说明的是，图18中所示的第二延时电路251的电路结构仅为一种示例，于其它实施例中，图18中所示的第二计时电容电路2511中的各个开关管的类型以及连接方式可根据实际情况灵活选择并根据需求匹配额外的电子元器件，其原理与图18所示类似，并不影响本申请第二延时电路251所欲达到的功能。图18中第二开关电路2512中的开关管P8也可替换为其他类型或其它器件并根据所替换的元器件灵活选择需要搭配的逻辑器件以实现上述功能，例如，第二开关电路2512可包括比较器，比较器的一输入端与计时电容C1的一端耦接，另一输入端用于获取一参考电压(可为由供电电源Vcc生成的电压信号，其大小可例如为与开关管P8的阈值电压相等，具体可根据实际设置)，比较器在通过比较判断计时电容C1的一端达到比较器所获取的参考电压时，输出占空比调节信号Duty。本申请第二延时电路并不以图18所示电路结构为限，只要能够基于计时电容的充放电完成对正激功率电路导通或关断时长的计时以输出占空比调节信号Duty均属于本申请第二延时电路所涵盖的范围。
以下说明图16至图18所示说明一实施例中的占空比调节电路实现负载保护功能的工作原理。以图18开关管N6为N型MOSFET，开关管P7和P8为P型MOSFET为例，在正激功率电路的一个通断周期T内，电流转换电路252获取第一采样信号Vduty，并将其转换为输入电流Ib4。在正激功率电路关断阶段，逻辑信号Log为低电平，经第二延时电路251中的非门Ng2后变为高电平，开关管P7关断，开关管N6导通，充电电容C2经开关管N6放电。正激功率电路导通阶段，逻辑信号Log为高电平，经非门Ng2后变为低电平，开关管P7导通，开关管N6关断，电流转换电路252转换的输入电流Ib4流入开关管P7给充电电容C2充电。如果充电电容C2与输出端P_255相连的一端的电压信号处于达到开关管P8的关断点对应的阈值电压，则说明导通时长达到门限时长，负载供电达到最大保护阈值Vmax，从而开关管P8被关断状态，开关管P8的第二端输出的低电平以使得非门Ng3输出高电平作为占空比调节信号Duty以使得驱动单元基于该信号关断正激功率电路。如果充电电容C2与输出端P_255相连的一端的电压信号不超过开关管P8的关断点对应的阈值电压，从而开关管P8维持在导通，开关管P8的第二端维持在高电平以使得非门Ng3输出低电平。需要说明的是，输入电流Ib4的电流值决定了充电电容C2的充电速度，从而门限时长基于输入电流Ib4的变化而变化，而输入电流Ib4与电流转换电路252获取的第一采样信号Vduty相关联，故而在第一采样信号Vduty变化时，输入电流Ib4变化，门限时长也变化。门限时长与第一采样信号Vduty之间的变化关系以及如何使得正激恒流控制装置实现适应性强和维持最大保护阈值稳定的功能请参阅针对图15至图17的说明，在此不再赘述。
如图4、图7、图15所示，恒压控制单元21输出的恒压控制信号Cv，恒流控制单元22输出的恒流控制信号Cc，短路保护单元24输出的短路保护信号Pro，以及占空比调节单元25输出的占空比调节信号Duty均是输出给驱动单元23，驱动单元23基于其中至少一种信号输出逻辑信号Log以基于逻辑信号Log控制正激功率电路导通或关断以进行能量转换实现上述功能。
请参阅图19，显示为本申请驱动单元基于各信号输出逻辑信号的波形示意图，如图所示，其中，PWM为驱动单元内部生成的PWM脉冲信号，其使得驱动单元输出的逻辑信号Log具有固定的周期T，也即逻辑信号Log变为高电平的时机由PWM脉冲信号决定。基于逻辑信号Log的高电平，驱动单元控制正激功率电路处于导通状态。逻辑信号Log的高电平能够维持的时长，也即逻辑信号Log何时由高电平跳变至低电平由恒压控制信号Cv、恒流控制信号Cc、短路保护信号Pro、以及占空比调节信号Duty中至少一种信号决定。基于逻辑信号Log的低电平，驱动单元控制正激功率电路处于关断状态。在负载电流I小于预设恒流值Io期间正常工作时，恒压控制单元21输出恒压控制信号Cv，驱动单元基于恒压控制信号Cv确定逻辑信号Log变为低电平的时机。在负载电流I大于预设恒流值Io期间正常工作时，恒流控制单元22输出恒流控制信号Cc，驱动单元基于恒流控制信号Cc确定逻辑信号Log变为低电平的时机，在此期间，一旦出现负载供电低于短路保护阈值Vpro(即负载电压低电流大的情况)，则由短路保护单元24输出的短路保护信号Pro，驱动单元基于短路保护信号Pro确定逻辑信号Log变为低电平的时机。在输出恒压或输出恒流期间，一旦出现负载供电大于最大保护阈值Vmax(即负载能够承受的最大值)，则由占空比调节单元25输出占空比调节信号Duty，驱动单元基于占空比调节信号Duty确定逻辑信号Log变为低电平的时机。需要说明的是，图19中以占空比调节信号Duty出现在负载电流小于预设恒流值期间仅为一种示例，并非对占空比调节信号Duty能够出现时机的限制，实际上如果在负载电流大于预设恒流值期间负载供电大于最大保护阈值Vmax，则占空比调节信号Duty也可出现在负载电流大于预设恒流值期间。另外，在出现短路保护信号Pro或占空比调节信号Duty时，说明正激恒流控制装置工作在异常状态，驱动单元输出的逻辑信号则持续在低电平预设时长(例如100T)或者一直持续在低电平，图19中为了说明各个信号的控制时机，并未将逻辑信号Log以此状态示出，本领域技术人员不应以图中所示意作为局限。
请参阅图20，显示为本申请驱动单元在一实施例中的电路框图，如图所示，所述驱动单元23包括PWM生成电路231、逻辑电路232、以及驱动电路233。所述PWM生成电路231的输出端耦接于所述逻辑电路232以将所述PWM脉冲信号输出给逻辑电路232，所述逻辑电路232耦接恒压控制单元21的输出端P_213、恒流控制单元22的输出端P_222、短路保护单元24的输出端P_243、以及占空比调节单元25的输出端P_251，从而基于恒压控制信号Cv、恒流控制信号Cc、短路保护信号Pro、以及占空比调节信号Duty中至少一种信号以及PWM脉冲信号输出逻辑信号Log，所述驱动电路233与逻辑电路232的输出相连以基于所述逻辑信号Log控制所述正激功率电路导通或关断以实现上述功能，其具体的实现方式以及各个信号之间的关系请参阅针对图19的波形图的说明，在此不再赘述。其中，所述逻辑电路232根据控制逻辑包括但不限于包括但不限于触发器、计时器、选择器、与门、或非等，本申请对此不作限制。
综上所述，本申请提出的正激恒流控制装置能够控制正激功率电路在负载电流超过预设恒流值时由输出恒压切换为输出恒流，能够适用于大功率的有恒流供电需求的负载，另通过设置短路保护单元以使得在恒流阶段能够实现短路保护以避免负载电压过低而电流过大烧坏负载，还通过设置占空比调节单元使得正激恒流控制装置能够在负载供电超过负载所能承受的最大值时提供保护且可适用性强。
本申请还公开一种控制芯片，所述控制芯片封装有如上任一实施例所述正激恒流控制装置。所述控制芯片还包括多个引脚，在一实施例中，所述芯片封装有如上所述恒流控制单元、恒压控制单元、和驱动单元，所述多个引脚包括用于获取反映正激功率电路的峰值电流的采样信号的第一引脚，用于获取反映负载电流的反馈信号的第二引脚，用于输出驱动信号的第三引脚，用于获取芯片供电电源的第四引脚，以及用于接地的第五引脚。在另一实施例中，所述芯片封装有如上所述恒流控制单元、恒压控制单元、短路保护单元、以及驱动单元，则多个引脚包括用于获取反映正激功率电路的峰值电流的采样信号的第一引脚，用于获取反映负载电流的反馈信号的第二引脚，用于获取正激功率电路的输入信号的第三引脚，用于获取芯片供电电源的第四引脚，以及用于接地的第五引脚。在又一实施例中，所述芯片封装有如上所述恒流控制单元、恒压控制单元、短路保护单元、占空比调节单元、以及驱动单元，则多个引脚包括用于获取采样经整流后的输入信号而获得的第一采样信号的第一引脚，用于获取反映正激功率电路的峰值电流的采样信号的第二引脚，用于获取反馈信号的第三引脚，用于输出驱动信号的第四引脚，用于获经整流后的输入信号的第五引脚，用于获取芯片供电电源的第六引脚，以及用于接地的第七引脚。其中，各实施例中的模块及电路请参阅前述针对图4至图20的说明，在此不再赘述。
本申请还公开一种正激恒流开关电源，请参阅图21，显示为本申请正激恒流开关电源在一实施例中的电路框图，如图所示，所述正激恒流开关电源30包括整流电路31、滤波电路32、正激恒流控制装置33、开关器件34、以及正激功率电路35。
所述整流电路31用于接收外部驱动信号以输出整流信号。所述外部驱动信号可例如为市电网输出的交流电信号，也可为直流信号。整流电路31可以采用由二极管等电子元器件构成的全波整流电路或半波整流电路，用以对接收的外部驱动信号进行整流，从而输出整流信号。
所述滤波电路32耦接于所述整流电路31，用于滤波所述整流电路31输出的整流信号以输出滤波信号给所述正激功率电路35。在实施例中，所述滤波电路32可以是π型滤波电路、LC型滤波电路、RC型滤波电路、LCπ型滤波电路、RCπ型滤波电路等，本申请对此不作限制。
所述正激恒流控制装置33用于输出驱动信号，所述正激恒流控制装置33可采用前述本申请公开的正激恒流控制装置，其结构与工作原理请参阅针对图4至图20的说明，在此不再赘述。
所述开关器件34的控制端耦接于所述正激恒流控制装置33，用于基于所述驱动信号导通或关断。在实施例中，所述开关器件是指通过控制信号既可控制其导通，又可控制其关断的三端可控器件，所述三端可控器件包括控制端、第一端、以及第二端，所述控制端基于接收的驱动信号控制其第一端和第二端之间的导通或关断。所述三端可控器件包括可控型晶体管，所述可控型晶体管可举例为金属-氧化物-半导体场效应晶体管(Metal-oxide-semiconductor Field-effect Transistor,MOSFET)或双极结型晶体管(BipolarJunction Transistor,BJT)等。
所述正激功率电路35耦接于所述滤波电路32和所述开关器件34之间，用于基于开关器件34的导通或关断对接收的输入信号进行能量转换以在负载电流达到预设恒流值时由输出恒压切换为输出恒流；其中，所述输入信号为所述滤波信号。需要说明的是，在一些实施例中，也可不包括滤波电路32，此时正激功率电路35耦接在整流电路31和开关器件34之间，正激功率电路35接收的输入信号为整流信号。
本申请还公开一种正激恒流控制方法，所述控制方法应用于采用脉冲宽度调制的正激恒流控制装置。所述正激恒流控制方法包括步骤S20、步骤S21、步骤S22以及步骤S23(未予以图示)。
在步骤S20中，正激恒流控制装置获取反馈信号和采样信号。
其中，请参阅针对图4、图7、以及图15的描述，所述正激恒流控制装置包括恒压控制单元、恒流控制单元、以及驱动单元。恒压控制装置获取反馈信号和采样信号，恒流控制单元获取采样信号，反馈信号反映受控于正激恒流控制装置的正激功率电路的负载电流，采样信号反映所述正激功率电路的峰值电流。
在步骤S21中，恒压控制单元在所述负载电流小于预设恒流值期间基于所述反馈信号和所述采样信号输出恒压控制信号，在所述恒压控制信号的控制下，所述正激功率电路向负载输出恒压供电。
在一些实施例中，恒压控制单元在反馈信号小于第一参考信号期间，比较采样信号和反馈信号以输出所述恒压控制信号，其中第一参考信号反映预设恒流值。具体地，恒压控制单元的电路结构以及工作原理请参阅针对图4和图5的描述，在此不再赘述。
在步骤S22中，在负载电流达到所述预设恒流值时基于所述采样信号输出恒流控制信号，在所述恒流控制信号的控制下，所述正激功率电路向负载输出恒流供电。
在一些实施例中，恒流控制单元在反馈信号小于第一参考信号期间，比较采样信号和第一参考信号以输出所述恒流控制信号，其中第一参考信号反映预设恒流值。具体地，恒流控制单元的电路结构以及工作原理请参阅针对图4和图6的描述，在此不再赘述。
在正激功率电路输出恒流阶段，负载电流是稳定在预设恒流值的，如此，负载电压会随着负载电阻的变化而变化，如果负载电压过低，负载电阻过小，此时负载依然维持在预设恒流值会超过负载所能承受的最大值，从而损害负载。
鉴于此，请参阅针对图7的描述，正激恒流控制装置还包括短路保护单元，短路保护单元在负载电压低于短路保护阈值期间输出短路保护信号以控制所述正激功率电路在恒流阶段实现短路保护。短路保护单元的电路结构以及工作原理请参阅针对图7至图14的说明，在此不再赘述。
在步骤S23中，驱动单元基于所述恒压控制信号或所述恒流控制信号驱动所述正激功率电路在负载电流达到预设恒流值时由输出恒压切换为输出恒流。
请参阅针对图4、图7、图15的描述可知，驱动单元与恒压控制单元、恒流控制单元、短路保护单元、以及占空比调节单元相连，从而驱动单元基于各单元输出的信号中的至少一种信号输出逻辑信号以基于逻辑信号控制正激功率电路导通或关断以在负载电流达到预设恒流值时由输出恒压切换为输出恒流，并且在恒压期间能够在负载供电超过负载能承受最大值时实现保护以及在恒流期间实现短路保护。驱动单元的电路结构和工作原理请参阅针对图19和图20的说明，在此不再赘述。
由步骤S20至步骤S23可知，本申请提出的正激恒流控制装置以脉冲宽度调制方式输出的PWM脉冲信号的周期作为控制正激功率电路的通断周期，在正激恒流控制装置正常工作时，正激恒流控制装置基于恒压控制信号或恒流控制信号控制正激功率电路的导通时长以实现输出恒压或输出恒流的，在此阶段，其控制正激功率电路的占空比是不超过PWM脉冲信号的占空比的。如此，即使在正激恒流控制装置获取的输入信号较大的情况也，也能使得负载能够在可承受的供电范围内工作。
但在正激恒流控制装置出现无法控制正激功率电路的导通时长(即在PWM脉冲信号的高电平期间一直未出现恒压控制信号或恒流控制信号)的异常的情况时，例如由于正激恒流控制装置的外接电子元器件(如耦接于正激功率电路和正激恒流控制装置之间的用来获取负载供电的光耦)损坏或失效而导致的其所接收的信号(如对应于光耦失效的反馈信号)的异常，又如恒压控制单元或恒流控制单元异常而无法输出或输出为异常的恒压控制信号或恒流控制信号。则正激恒流控制装置无法改变正激功率电路的导通时长(即占空比)，其仅能依据PWM脉冲信号固有的占空比控制正激功率电路工作。但由于PWM脉冲信号固有的占空比一般设置较大，在获取的输入信号也较高的情况下，会使得负载供电会高于负载能接受的最大值，从而损坏负载。
鉴于此，所述正激恒流控制方法还包括步骤S24(未予以图示)，在步骤S24中，正激恒流控制装置在判断所述正激功率电路的导通时长超过预设时长门限时(即负载供电超过最大保护阈值时)，输出占空比调节信号以控制所述正激功率电路关断。
在一实施例中，请参阅针对图15的描述，正激恒流控制装置还包括占空比调节单元，正激恒流控制装置藉由占空比调节单元在判断所述正激功率电路的导通时长超过预设时长门限时(即负载供电超过最大保护阈值时)，输出占空比调节信号以控制所述正激功率电路关断。占空比调节单元的电路结构以及工作原理请参阅针对图15至图18的说明，在此不再赘述。
综上所述，本申请提出的正激恒流控制装置、系统、控制方法及芯片，能够控制正激功率电路在负载电流超过预设恒流值时由输出恒压切换为输出恒流，能够适用于大功率的有恒流供电需求的负载，另通过设置短路保护单元以使得在恒流阶段能够实现短路保护以避免负载电压过低而电流过大烧坏负载，还通过设置占空比调节单元使得正激恒流控制装置能够在负载供电超过负载所能承受的最大值时提供保护且可适用性强。
上述实施例仅例示性说明本申请的原理及其功效，而非用于限制本申请。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本申请的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本申请所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本申请的权利要求所涵盖。

Claims (17)

1.一种正激恒流控制装置，其特征在于，用于控制一正激功率电路进行能量转换，包括：
恒压控制单元，用于在负载电流小于预设恒流值期间基于获取的反馈信号和采样信号输出恒压控制信号；其中，所述反馈信号反映所述正激功率电路的负载电流，所述采样信号反映所述正激功率电路的峰值电流；
恒流控制单元，用于在负载电流达到所述预设恒流值时基于所述采样信号输出恒流控制信号；
驱动单元，耦接于所述恒压控制单元和所述恒流控制单元，用于基于所述恒压控制信号或所述恒流控制信号驱动所述正激功率电路向负载输出恒压供电或向负载输出恒流供电。
2.根据权利要求1所述的正激恒流控制装置，其特征在于，所述恒流控制单元包括第一比较电路，用于比较所述采样信号和第一参考信号以输出所述恒流控制信号；其中，所述第一参考信号反映所述预设恒流值。
3.根据权利要求2所述的正激恒流控制装置，其特征在于，所述恒压控制单元包括第二比较电路，用于在所述反馈信号小于所述第一参考信号期间，比较所述采样信号和所述反馈信号以输出所述恒压控制信号。
4.根据权利要求1所述的正激恒流控制装置，其特征在于，还包括短路保护单元，耦接于所述驱动单元，用于在负载电压低于短路保护阈值期间输出短路保护信号给所述驱动单元以控制所述正激功率电路在向负载输出恒流供电阶段实现短路保护。
5.根据权利要求4所述的正激恒流控制装置，其特征在于，所述短路保护单元还用于基于获取的经整流后的输入信号维持所述短路保护阈值的稳定。
6.根据权利要求4所述的正激恒流控制装置，其特征在于，所述短路保护单元包括：
第一延时电路，耦接于所述恒流控制单元，用于在所述正激功率电路的导通时长低于参考时长时，禁能所述恒流控制单元；其中，所述参考时长与所述短路保护阈值相关联；
第三比较电路，耦接于所述驱动单元，用于比较所述采样信号和第二参考信号以输出比较信号作为所述短路保护信号给所述驱动单元。
7.根据权利要求6所述的正激恒流控制装置，其特征在于，所述第一延时电路包括：
第一计时电容电路，包括一计时电容，用于执行计时操作；
第一开关电路，耦接于所述第一计时电容电路，用于在所述计时电容的一电极侧的电压信号达到所述开关电路的阈值电压时禁能所述恒流控制单元。
8.根据权利要求6所述的正激恒流控制装置，其特征在于，所述短路保护单元还包括补偿电路，耦接于所述第一延时电路，用于基于获取的经整流后的输入信号的变化补偿所述参考时长以维持所述短路保护阈值的稳定。
9.根据权利要求8所述的正激恒流控制装置，其特征在于，所述补偿电路藉由改变一计时电容的充电速度以改变所述参考时长。
10.根据权利要求6所述的正激恒流控制装置，其特征在于，所述短路保护单元还包括：计时电路，耦接于所述第三比较电路和所述驱动单元，用于基于所述比较信号计时，并在计时结束输出所述短路保护信号给所述驱动单元以控制所述正激恒流控制装置停止工作。
11.根据权利要求1所述的正激恒流控制装置，其特征在于，还包括：占空比调节单元，耦接于所述驱动单元，用于在所述正激功率电路的导通时长超过时长门限时，输出占空比调节信号给所述驱动单元以控制所述正激功率电路关断。
12.根据权利要求1至11任一所述的正激恒流控制装置，其特征在于，所述驱动单元包括：
PWM生成电路，用于生成PWM脉冲信号；
逻辑电路，耦接于所述恒压控制单元、所述恒流控制单元、所述短路保护单元、以及所述占空比调节单元中至少一种单元以及所述PWM生成电路，用于基于所述PWM脉冲、所述恒压控制信号、所述恒流控制信号、所述短路保护信号、以及所述占空比调节信号中至少一种信号输出逻辑信号；
驱动电路，耦接于所述逻辑电路，用于基于所述逻辑信号输出驱动信号控制所述正激功率电路导通或关断以进行能量转换。
13.一种控制芯片，其特征在于，所述芯片封装有如权利要求1至12任一所述的正激恒流控制装置。
14.一种正激恒流开关电源，其特征在于，包括：
整流电路，用于接收外部驱动信号以输出整流信号；
滤波电路，耦接于所述整流电路，用于滤波所述整流信号以输出滤波信号；
如权利要求1至12任一所述的正激恒流控制装置，用于输出驱动信号；
开关器件，其控制端耦接于所述正激恒流控制装置，用于基于所述驱动信号导通或关断；
正激功率电路，耦接于所述开关器件，用于基于所述开关器件的导通或关断对接收的输入信号进行能量转换以在负载电流达到预设恒流值时由输出恒压切换为输出恒流；其中，所述输入信号为所述滤波信号。
15.一种正激恒流控制方法，其特征在于，用于控制一正激功率电路进行能量转换，包括以下步骤：
获取反馈信号和采样信号；
在负载电流小于预设恒流值期间基于所述反馈信号和所述采样信号输出恒压控制信号；其中，所述反馈信号反映所述正激功率电路的负载电流，所述采样信号反映所述正激功率电路的峰值电流；
在负载电流达到所述预设恒流值时基于所述采样信号输出恒流控制信号；
基于所述恒压控制信号或所述恒流控制信号驱动所述正激功率电路向负载输出恒压供电或向负载输出恒流供电。
16.根据权利要求15所述的正激恒流控制方法，其特征在于，还包括步骤：在负载电压低于短路保护阈值期间输出短路保护信号以控制所述正激功率电路在恒流阶段实现短路保护。
17.根据权利要求15所述的正激恒流控制方法，其特征在于，还包括步骤：在所述正激功率电路的导通时长超过预设时长门限时，输出占空比调节信号以控制所述正激功率电路关断。
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CN114421781A (zh) * 2022-03-31 2022-04-29 深圳市芯茂微电子有限公司 一种谐振变换器的控制方法
WO2023184845A1 (zh) * 2022-03-31 2023-10-05 上海新进芯微电子有限公司 一种峰值电流负载控制电路

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