CN104038059B - 开关调节器以及电子设备 - Google Patents

Abstract

提供开关调节器以及电子设备。开关调节器具有能够从过电流状态自动恢复的电流保护电路。该开关调节器具有：误差放大电路，其对基于输出电压的反馈电压与基准电压之差进行放大并输出；PWM比较器，其对所述误差放大电路的输出与三角波振荡电路的输出进行比较，控制输出晶体管；过电流检测电路，其监视流过与输出端子连接的负载的负载电流，检测所述负载电流成为过电流的情况，输出使开关动作停止的过电流检测信号；以及负反馈控制电路，其接收所述过电流检测信号，将所述负载电流控制为规定的电流值。

Description

开关调节器以及电子设备

技术领域

本发明涉及输出恒定电压的开关调节器，更具体而言，涉及过电流保护电路，该过电流保护电路在过电流流过输出端子时，限制对输出端子的电流提供，从而保护电路。

背景技术

开关调节器被用作各种电子设备的电路的电压提供源。开关调节器的功能是与输入端子的电压变动无关地向输出端子输出恒定的电压，过电流保护电路也很重要，该过电流保护电路在从输出端子向负载提供的电流剧增而超过最大容许电流时，限制电流的提供而保护电路。

图4示出现有的开关调节器控制电路的框图。

现有的开关调节器控制电路包括三角波振荡电路1、误差放大电路2、PWM比较器3、误差放大器输出检测电路4、定时器电路5、AND电路6、基准电压电路7和缓冲电路8。

基准电压电路7输出基准电压Vref1，三角波振荡电路1输出在上限电平VH与下限电平VL之间振荡的三角波Vramp。误差放大电路2对开关调节器的输出电压Vout的反馈电压Vfb与基准电压Vref1进行比较，对差电压进行放大而输出电压Verr。PWM比较器3对误差放大电路2的电压Verr与三角波Vramp进行比较，输出PWM信号Vpwm。AND电路6根据定时器电路5的输出和PWM信号Vpwm的输出进行控制。缓冲电路8对AND电路6的输出进行功率放大，输出到未图示的驱动晶体管。误差放大器输出检测电路4监视误差放大电路2的电压Verr。定时器电路5根据误差放大器输出检测电路4的输出结果开始计数。

此处，误差放大器输出检测电路4具有输出基准电压Vref2（＞VH）的基准电压电路、以及对误差放大电路2的电压Verr与基准电压Vref2进行比较的比较器。在Verr＞Vref2的过负载状态时，比较器向定时器电路5输出过负载状态检测信号。定时器电路5开始计数，在经过一定时间后，向AND电路6输出过负载状态检测信号。进而，AND电路6将驱动晶体管控制为不导通。由于输出电压Vout下降到0V，因此，基准电压Vref与反馈电压Vfb的差电压变大，维持Verr＞Vref2的关系，驱动晶体管继续维持不导通状态。这样，保护输出晶体管避免过负载状态（例如，参照专利文献1）。

专利文献1：日本特开平3-52556号公报

但是，现有技术的开关调节器存在如下问题：即使消除了过电流的原因，如果不从外部使定时器电路5复位，则不能再次开始开关动作。此外，还存在如下问题：在应用于具有USB输出的便携型电池等设备中的情况下，由于不能卸下电池，因此不能使定时器电路复位，不能解除过电流状态。

发明内容

为了解决现有的问题，本发明的开关调节器采用如下结构。

该开关调节器的特征在于具有：误差放大电路，其对基于输出电压的反馈电压与基准电压之差进行放大并输出；PWM比较器，其对误差放大电路的输出与三角波振荡电路的输出进行比较，控制输出晶体管；向输出晶体管提供电压的电源；过电流检测电路，其监视流过与输出端子连接的负载的负载电流，检测负载电流成为过电流的情况，输出使开关动作停止的过电流检测信号；以及负反馈控制电路，其接收电流检测信号，将负载电流控制为规定的电流值。

本发明的开关调节器能够根据负载电流检测过电流，与负载电阻无关地将负载电流限制为恒定电流值。此外，能够自动检测出过电流被解除的情况，恢复到通常状态。

附图说明

图1是示出本实施方式的开关调节器的电路图。

图2是示出本实施方式的开关调节器的动作的时序图。

图3是示出本实施方式的开关调节器的另一例的电路图。

图4是现有的开关调节器控制电路的框图。

标号说明

1 三角波振荡电路；2 误差放大电路；3 PWM比较器；4 误差放大器输出检测电路；5、51 定时器电路；7、53、54 基准电压电路；8 缓冲电路；11 开关调节器控制电路；12 驱动晶体管；15 输出电容器；16 负载电阻；17 直流电源；18 过电流检测电路；19 负反馈控制电路；31 输出端子；32 外部端子。

具体实施方式

以下，参照附图，对本实施方式进行说明。

[实施例]

图1是本实施方式的开关调节器的电路图。本实施方式的开关调节器由开关调节器控制电路11、驱动晶体管12、线圈13、二极管14、输出电容器15、过电流检测电路18、负反馈控制电路19、输出端子31、外部端子32和VSS端子100构成。

过电流检测电路18由定时器电路51、比较器50和基准电压电路53构成。

负反馈控制电路19由放大器52、基准电压电路54、NMOS晶体管21和电阻22构成。

开关调节器控制电路11由误差放大电路2、基准电压电路7、三角波振荡电路1、PWM比较器3、AND电路6、缓冲电路8、电阻47和电阻46构成。

误差放大电路2的反相输入端子连接在电阻47与电阻46的连接点，同相输入端子与基准电压电路7的正极连接，输出端子与PWM比较器3的同相输入端子连接。电阻46的另一个端子与VSS端子100连接，电阻47的另一个端子与输出端子31连接。基准电压电路7的负极与VSS端子100连接。PWM比较器3的反相输入端子与三角波振荡电路1的输出端子连接，输出端子与AND电路6的第一输入端子连接。放大器52的同相输入端子与基准电压电路54的正极连接，反相输入端子连接在NMOS晶体管21的源极和电阻22的连接点（节点A），输出端子与NMOS晶体管21的栅极连接。电阻22的另一个端子与VSS端子100连接，基准电压电路54的负极与VSS端子100连接。比较器50的同相输入端子与基准电压电路53的正极连接，反相输入端子连接在NMOS晶体管21的源极和电阻22的连接点，输出端子与定时器电路51的输入端子连接。定时器电路51的输出端子与AND电路6的第二输入端子连接，还进行基准电压电路53的电压值的切换和放大器52的通断的控制。NMOS晶体管21的漏极与外部端子32连接。缓冲器8的输入端子与AND电路6的输出端子连接，输出端子与驱动晶体管12的栅极连接。驱动晶体管12的漏极连接在线圈13的一个端子和二极管14的阳极的连接点，源极与VSS端子100连接。线圈13的另一个端子与直流电源17的正极连接。输出电容器15的一个端子与二极管14的阴极以及输出端子31连接，另一个端子与VSS端子100连接。设连接在开关调节器的输出端子31与外部端子32之间的电子设备为负载电阻16。

基准电压电路53在通常时输出用于检测过电流的基准电压VREF3，在过电流检测时输出用于解除过电流的基准电压VREF4。基准电压电路54输出用于限制输出电流的基准电压VREF5。

对本实施方式的开关调节器的动作进行说明。图2是示出第一个实施方式的开关调节器的动作的时序图。

在直流电源17启动后，直流电源17的电压经由线圈13和二极管14传递到输出端子31，输出端子31的输出电压Vout上升。电阻47和电阻46对输出电压Vout进行分压，产生反馈电压VFB。误差放大电路2根据反馈电压VFB和基准电压电路7的电压，输出电压Verr。PWM比较器3对电压Verr与三角波振荡电路1输出的三角波进行比较，输出矩形波。矩形波经由AND电路6、缓冲器8输入到驱动晶体管12的栅极，对驱动晶体管12的导通/截止进行控制。电压Verr能够控制矩形波的占空比（duty），根据该占空比对驱动晶体管12进行导通/截止控制，由此能够使输出端子31产生恒定电压。将该状态称作通常状态。在图2的t0～t1的期间内，负载电阻16产生恒定的电阻，保持通常状态。

t1～t2的期间表示负载电阻16的电阻值减小后的重负载1的状态。由于负载电阻16的电阻值减小，流过负载电阻16的负载电流增大，因此，节点A的电压上升。在节点A的电压上升而超过基准电压VREF3时，从比较器50输出过电流检测信号。定时器电路51开始计数，在经过一定时间后，输出过电流检测信号。通过该过电流检测信号，使基准电压电路53的电压变更为VREF4，经由AND电路6和缓冲电路8使驱动晶体管12截止，放大器52开始动作。

t2～t3的期间表示输出过电流检测信号后的过电流状态。放大器52控制NMOS晶体管21，使得节点A的电压下降到基准电压VREF5。进而，NMOS晶体管21的栅源间电压下降，NMOS晶体管21的导通电阻增大，因此负载电流受到限制。流过NMOS晶体管21的电流不会成为由基准电压VREF5和电阻22决定的电流以上，如果设电阻22的电阻值为R22，则被限制为VREF5/R22的电流值以下。这样，过电流时的负载电流与负载电阻16的值无关地被限制为恒定电流值，因此能够防止过电流。

t3～t4的期间表示负载电阻16开路或者电阻值增加后的重负载2的状态。由于负载电阻16的电阻值增加，流过负载电阻16的负载电流下降，但是，通过放大器52的控制而暂时保持VREF5/R22的负载电流，节点A的电压也保持基准电压VREF5。在流过负载电阻16的负载电流进一步下降而使节点A的电压低于基准电压VREF4时，比较器50的过电流检测信号反转。进而，基准电压电路53的电压变更为基准电压VREF3，放大器52的动作停止，AND电路6的输出限制被解除。因此，开关调节器进行通常的控制，放大器52的动作停止，由此，负载电流的控制停止。

在t4以后，开关调节器恢复为进行通常动作的通常状态。这样，本实施方式的开关调节器在检测到过电流而限制负载电流后，能够自动检测出过电流被解除的情况，恢复到通常的控制。

图3是示出本实施方式的开关调节器的另一例的电路图。与图1的电路不同之处是将NMOS晶体管21变更为PMOS晶体管61。即，由放大器52、基准电压电路54、PMOS晶体管61构成负反馈控制电路19。放大器52的反相输入端子连接在外部端子32和电阻22的连接点，放大器52与PMOS晶体管61的栅极连接。PMOS晶体管61的漏极与线圈13连接，源极与直流电源17的正极连接。其它与图1的电路相同。

对图3的开关调节器的动作进行说明。

在t1～t2的期间中，由于负载电阻16的电阻值减小，流过负载电阻16的负载电流增大，因此节点A的电压上升。在节点A的电压上升而超过基准电压VREF3时，从比较器50输出过电流检测信号。定时器电路51开始计数，在经过一定时间后，输出过电流检测信号。通过该过电流检测信号，使基准电压电路53的电压变更为VREF4，经由AND电路6和缓冲电路8使驱动晶体管12截止，放大器52开始动作。

t2～t3的期间表示输出过电流检测信号后的过电流状态。放大器52控制PMOS晶体管61，使得节点A的电压下降到基准电压VREF5。进而，PMOS晶体管61的栅源间电压下降，NMOS晶体管21的导通电阻增大，因此，负载电流受到限制。流过PMOS晶体管61的电流不会成为由基准电压VREF5和电阻22决定的电流以上，而被限制为VREF5/R22的电流值以下。这样，过电流时的负载电流与负载电阻16的值无关地被限制为恒定电流值，因此能够防止过电流。

t3～t4的期间表示负载电阻16开路或者电阻值增加后的重负载2的状态。由于负载电阻16的电阻值增加，流过负载电阻16的负载电流下降，但是，通过放大器52的控制而暂时保持VREF5/R22的负载电流，节点A的电压也保持基准电压VREF5。在流过负载电阻16的负载电流进一步下降而使节点A的电压低于基准电压VREF4时，比较器50的过电流检测信号反转。进而，基准电压电路53的电压变更为基准电压VREF3，放大器52的动作停止，AND电路6的输出限制被解除。因此，开关调节器进行通常的控制，放大器52的动作停止，由此负载电流的控制停止。

此外，在本实施方式中，使用升压型的开关调节器进行了说明，但是，也可以使用降压型或升降压型，开关调节器的类型没有限定。

此外，定时器电路51只要能够适当设定信号的延迟时间即可，如果没有特别需要，也可以去除定时器电路51。

如上所述，本实施方式的开关调节器能够根据负载电流检测过电流，与负载电阻无关地将负载电流限制为恒定电流值，能够保护输出晶体管避免过电流。此外，能够自动检测过电流被解除的情况，恢复到通常状态。

Claims (4)

1.一种升压型开关调节器，其特征在于，

该升压型开关调节器具有：

误差放大电路，其对基于输出电压的反馈电压与基准电压之差进行放大并输出；

PWM比较器，其对所述误差放大电路的输出与三角波振荡电路的输出进行比较，控制输出晶体管；

过电流检测电路，其监视流过与输出端子连接的负载的负载电流，检测所述负载电流成为过电流的情况，输出使开关动作停止的过电流检测信号；以及

负反馈控制电路，其在所述负载与接地端子之间、或电源与所述输出晶体管之间具有负载电流限制用晶体管，接收所述过电流检测信号，将所述负载电流控制为规定的电流值。

2.根据权利要求1所述的升压型开关调节器，其特征在于，

所述过电流检测电路具有：

第一基准电压电路，其在通常状态下输出过电流检测用基准电压，在过电流状态下输出过电流解除用基准电压；以及

比较器，其对基于所述负载电流的电压与所述过电流检测用基准电压或者所述过电流解除用基准电压进行比较，在检测出过电流状态时，输出所述过电流检测信号。

3.根据权利要求1所述的升压型开关调节器，其特征在于，

所述负反馈控制电路还具有：

第二基准电压电路，其输出负载电流限制用基准电压；以及

放大器，其对基于所述负载电流的电压与所述负载电流限制用基准电压进行比较，输出对所述负载电流限制用晶体管进行控制的信号，

所述负载电流限制用晶体管调整所述负载电流。

4.一种电子设备，其特征在于，该电子设备具有：

电源；以及

权利要求1所述的升压型开关调节器，其调整所述电源的电源电压，输出恒定电压。