KR101414712B1 - Dc-dc 컨버터 시스템 - Google Patents

Dc-dc 컨버터 시스템 Download PDF

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(주)태진기술
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Abstract

본 발명은 DC-DC 컨버터 시스템에 관한 것으로서, 상기 DC-DC 컨버터 시스템은 기준 발진 신호를 펄스폭 변조하여 해당 크기의 펄스폭을 갖는 펄스 신호를 출력하는 스위칭 소자 구동부와 상기 스위칭 소자 구동부에서 출력되는 상기 펄스 신호에 따라 서로 반대로 동작하여 펄스 발진 동작을 실시하는 제1 및 제2 스위칭 소자를 구비한 DC-DC 컨버터, 그리고 상기 DC-DC 컨버터가 경부하 상태에 있을 때, 상기 DC-DC 컨버터에서 출력되는 피드백 전압이 제1 기준 전압에 도달하면 제1 상태의 출력 신호를 출력하고, 상기 피드백 전압이 제1 기준 전압보다 작은 제2 기준 전압에 도달하면 제1 상태와 다른 제2 상태의 출력 신호를 상기 스위칭 소자 구동부로 출력하는 제어신호 출력부를 포함한다. 이때, 상기 스위칭 소자 구동부는 상기 제어신호 출력부로부터 상기 제1 상태 또는 제2 상태의 출력 신호가 인가되면, 상기 제1 및 제2 스위칭 소자로 인가되는 상기 펄스 신호의 인가 또는 차단을 반복하여 펄스 스킵을 구현한다. 이로 인해, 경부하 시 제1 및 제2 스위칭 소자의 펄스 발진 동작이 중단되어 과전류로부터 DC-DC 컨버터 시스템과 부하가 보호된다.

Description

DC-DC 컨버터 시스템{DC-DC CONVERTER SYSTEM}
본 발명은 DC-DC 컨버터 시스템에 관한 것이다.
일반적으로 DC(direct current)-DC 컨버터(DC-DC converter)인 동기식 스위칭 레귤에이터(switching regulator)에서는 인덕터(inductor)에 교류 전류를 흐르게 하기 위해, 푸시풀(push pull) 형식으로 서로 접속된 PMOS 트랜지스터와 NMOS 트랜지스터와 같은 2개의 스위칭 소자를 구비한다.
이러한 DC-DC 컨버터가 정상적인 경우, 일정한 간격으로 펄스(pulse)를 지속적으로 발생한다.
이때, DC-DC 컨버터에 연결된 부하의 상태가 경부하 상태일 경우, 인덕터에 흐르는 전류가 NMOS 트랜지스터로 역류하는 것을 방지하기 위해 NMOS 트랜지스터를 오프시킨다.
이런 경부하 상태에서 펄스가 정상적으로 발생하면, 공급되는 전류량에 비해 DC-DC 컨버터의 출력 상태가 지속되어 DC-DC 컨버터의 출력 전압이 상승하게 되고, 이로 인해 DC-DC 컨버터가 불안정하게 동작하여, 결과적으로 DC-DC 컨버터의 동작에 대한 신뢰성이 낮아지게 되며, 경부하 상태에서의 효율 또한 낮아지게 된다.
따라서 본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 경부하 시 DC-DC 컨버터 시스템에 대한 동작의 신뢰성을 향상시키기 위한 것이다.
본 발명이 이루고자 하는 다른 기술적 과제는 경부하 시 DC-DC 컨버터 시스템의 효율을 향상시키기 위한 것이다.
본 발명의 한 특징에 따른 DC-DC 컨버터 시스템은 기준 발진 신호를 펄스폭 변조하여 해당 크기의 펄스폭을 갖는 펄스 신호를 출력하는 스위칭 소자 구동부와 상기 스위칭 소자 구동부에서 출력되는 상기 펄스 신호에 따라 서로 반대로 동작하여 펄스 발진 동작을 실시하는 제1 및 제2 스위칭 소자를 구비한 DC-DC 컨버터, 그리고 상기 DC-DC 컨버터가 경부하 상태에 있을 때, 상기 DC-DC 컨버터에서 출력되는 피드백 전압이 제1 기준 전압에 도달하면 제1 상태의 출력 신호를 출력하고, 상기 피드백 전압이 제1 기준 전압보다 작은 제2 기준 전압에 도달하면 제1 상태와 다른 제2 상태의 출력 신호를 상기 스위칭 소자 구동부로 출력하는 제어신호 출력부를 포함하고, 상기 스위칭 소자 구동부는 상기 제어신호 출력부로부터 상기 제1 상태 또는 제2 상태 의 출력 신호가 인가되면, 상기 제1 및 제2 스위칭 소자로 인가되는 상기 펄스 신호의 인가 또는 차단을 반복하여 펄스 스킵을 구현한다.
상기 제어신호 출력부는 상기 피드백 신호를 상기 제1 및 제2 기준 전압과 비교하여 해당하는 상태의 신호를 출력하는 피드백 전압 감지부, 그리고 상기 피드백 전압 감지부에서 출력되는 신호의 상태에 따라 동작 상태가 변하여 상기 펄스 출력 제어부로 상기 출력 신호를 출력하는 펄스신호 발생 제어부를 포함하는 것이 좋다.
상기 피드백 전압 감지부는 상기 제1 기준 전압이 제1 입력 단자로 인가되고 상기 피드백 전압이 제2 입력 단자로 인가되는 제1 비교기, 그리고 상기 피드백 전압이 제1 입력 단자로 인가되고 상기 제2 기준 전압이 제2 입력 단자로 인가되는 제2 비교기를 포함할 수 있다.
상기 제1 기준 전압은 상기 제2 기준 전압보다 큰 것이 바람직하다.
상기 펄스신호 발생 제어부는 상기 제1 비교기의 출력 단자에 리셋 단자가 연결되어 있고 상기 제2 비교기의 출력 단자에 셋트 단자가 연결되어 있는 RS 래치를 포함할 수 있다.
이러한 특징에 따르면, 경부하 시 DC-DC 컨버터 시스템의 피드백 전압이 설정 전압인 제1 설정 전압이 도달하면, 제1 및 제2 스위칭 소자의 펄스 발진 동작이 중단되어, 펄스 스킵(pulse skip)이 진행되고, 이러한 펄스 스킵 동작에 의해 DC-DC 컨버터의 출력 전압이 감소한다.
이렇게 DC-DC 컨버터의 출력 전압이 감소하여 피드백 전압이 설정 전압인 제2 설정전압에 도달하면, DC-DC 컨버터 시스템의 펄스가 다시 발생되어 출력 전압은 상승하게 된다.
이러한 동작을 통해, 경부하 상태일 때 DC-DC 컨버터 시스템에서 펄스 스킵 동작을 구현함으로써 DC-DC 컨버터 시스템의 동작 신뢰성을 높임과 동시에 DC-DC 컨버터 시스템의 효율을 극대화한다.
도 1은 본 발명의 한 실시예에 따른 DC-DC 컨버터시스템의 회로도이다.
도 2는 도 1에 도시한 DC-DC 컨버터 시스텀에서 펄스폭 변조 전압에 따라 인덕터에서 출력되는 전류를 도시한 파형도이다.
도 3은 도 1에 도시한 DC-DC 컨버터 시스템에서 피드백 전압의 파형도이다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
그러면 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 한 실시예에 따른 DC-DC 컨버터 시스템에 대하여 설명한다.
먼저, 도 1을 참고로 하여 본 발명의 한 실시예에 따른 DC-DC 컨버터 시스템의 구조에 대하여 설명한다.
도 1 및 도 2를 참고로 하면, 본 발명의 한 실시예에 따른 DC-DC 컨버터 시스템은 DC-DC 컨버터(10), DC-DC 컨버터(10)에 연결되어 있는 부하(1), 그리고 DC-DC 컨버터(10)에 연결되어 있는 제어신호 출력부(20)를 구비한다.
DC-DC 컨버터(10)는 펄스 출력부(110)와 펄스 출력부(110)에 연결되어 있는 펄스 출력 제어부(120)를 구비한 스위칭 소자 구동부(100), 스위칭 소자 구동부(100)의 펄스 출력 제어부(120)의 출력 단자에 게이트 단자가 연결되어 있는 제1 및 제2 트랜지스터(M1, M2), 제1 및 제2 트랜지스터(M1, M2)의 공통 단자에 연결되어 있는 인덕터(L1), 인덕터(L1)와 접지 사이에 연결되어 있는 커패시터(C1), 그리고 인덕터(L1)와 접지 사이에 직렬로 연결되어 있고 피드백 전압(VFB)을 출력하는 저항(R1 R2)을 구비한다. 펄스 출력부(110)는 기준 전압(Vref)을 생성하는 기준 전압 생성부(101), 기준 전압 생성부(101)와 피드백 전압(VFB)에 연결되어 있는 오차 증폭부(102), 교류 신호(예를 들어, 톱니파)를 발진하는 발진부(oscillator)(103), 제1 트랜지스터(M1)에 흐르는 전류의 크기를 감지하여 대응하는 크기의 전압을 출력하는 전류 감지부(104), 발진부(103)와 전류 감지부(104)에 연결되어 있는 가산기(adder)(105), 가산기(105)와 오차 증폭부(102)에 입력 단자가 연결되어 있고 펄스 출력 제어부(120)에 출력 단자가 연결되어 있는펄스폭 변조(pulse width modulation)부(106)를 구비한다.
기준 전압 발생부(101)는 정해진 크기의 값(예, 0.6 V 내지 0.8V)을 갖는 기준 전압(Vref)을 출력한다.
오차 증폭부(error amplifier, E-AMP)(102)는 기준 전압 발생부(101)에서 출력되는 기준 전압(Vref)과 DC-DC 컨버터(10)의 출력 전압에 대한 피드백 전압(VFB)을 입력 단자로 입력 받아, 이들 전압(Vref, VFB)에 대한 전압차를 생성하여 출력한다.
따라서 오차 증폭부(102)에서 출력되는 전압차는 DC-DC 컨버터(10)에서 출력되는 출력 전압의 크기에 따라 증가하거나 감소한다.
발진부(103)는 이미 정해진 크기의 주기를 갖는 교류 신호를 출력한다.
전류 감지부(104)는 제1 트랜지스터(M1)의 양 단자, 즉 드레인 단자와 소스 단자 사이에 흐르는 전류를 감지하여 감지된 전류에 대응하는 크기의 전압을 가산기(105)로 출력한다.
가산기(105)는 발진부(103)에서 출력되는 교류 신호에 전류 감지부(104)에서 출력되는 전압을 더하여 펄스폭 변조부(106)로 출력한다.
이로 인해, 가산기(105)에서 출력되는 신호의 크기는 트랜지스터(M1)를 흐르는 전류의 크기에 따라 변하게 되므로, DC-DC 컨버터(10)의 동작 상태가 제어된다.
펄스폭 변조부(106)는 오차 증폭부(102)에서 출력되는 전압과 가산기(105)에서 출력되는 전압에 기초해 펄스폭 변조를 실시하여, 해당하는 펄스폭을 갖는 펄스 신호를 출력한다.
이때, 펄스폭 변조부(106)에서 출력되는 펄스 신호는 오차 증폭부(102)에서 출력되는 전압과 전류 감지부(104)에서 출력되는 전압에 따라 변하게 되어, DC-DC 컨버터(10)의 출력 전압의 크기는 현재 출력 전압뿐만 아니라 제1 트랜지스터(M1)의 전류 상태에 따라서 조정된다.
이로 인해, 본 예에 따른 DC-DC 컨버터(10)는 전류 모드 제어 방식의 DC-DC 컨버터이다. 하지만, 본 예에 따른 DC-DC 컨버터(10)는 이에 한정되지 않고, 전류 감지부(104)와 가산기(105)는 생략될 수 있다.
펄스 출력 제어부(120)는 제어신호 입력단자(CS)를 통해 제어신호 출력부 (20)로부터 입력되는 신호의 상태에 따라 펄스폭 변조부(106)로부터 입력 받은 신호의 출력 여부를 결정한다.
한 예로서, 제어신호 출력부(20)에서 펄스 출력 제어부(120)의 제어신호 입력 단자(CS)로 인가되는 신호의 상태가 저레벨 상태인 '0'일 때, 펄스 출력 제어부(120)는 펄스폭 변조부(106)로부터 입력되는 신호를 출력하지 않는다.
하지만, 제어신호 출력부(20)에서 펄스 출력 제어부(120)의 제어신호 입력단자(CS)로 인가되는 신호의 상태가 고레벨 상태인 '1'일 때, 펄스 출력 제어부(120)는 펄스폭 변조부(106)로부터 입력되는 신호를 트랜지스터(M1, M2)의 게이트 단자로 출력한다.
하지만, 이와 반대로 대안적인 예에서, 펄스 출력 제어부(120)의 동작은 제어될 수 있다.
제1 및 제2 트랜지스터(M1, M2)는 각각 스위칭 소자로 기능한다.
제1 트랜지스터(M1)는 전원에 드레인 단자가 연결되어 있고, 펄스 출력 제어부(120)의 출력 단자에 게이트 단자가 연결되어 있고, 제2 트랜지스터(M12)는 제1 트랜지스터(M1)의 소스 단자에 드레인 단자가 연결되어 있고 소스 단자는 접지되어 있으며 펄스 출력 제어부(120)의 출력 단자에 게이트 단자가 연결되어 있다.
이때, 제1 및 제2 트랜지스터(M1, M2)는 서로 다른 타입의 MOS 트랜지스터(metal oxide silicon transistor)로서, 제1 트랜지스터(M1)는 p형 트랜지스터이고 제2 트랜지스터(M2)는 n형 트랜지스터이다.
이러한 제1 및 제2 트랜지스터(M1, M2)는 펄스폭 변조부(106)에서 출력되는 펄스 신호의 상태에 따라 동작 상태(즉, 턴온 또는 턴오프) 상태가 변하여 인덕터(L1)로 해당하는 크기의 전압을 출력한다.
이때, 제1 트랜지스터(M1)의 턴온 또는 턴 오프 상태에 따라 제1 트랜지스터(M1)의 소스 단자와 드레인 단자 사이에 흐르는 전류의 크기가 변하고, 이 전류는 전류 감지부(104)로 입력된다.
결국, 전류 감지부(104)는 제1 트랜지스터(M1)를 흐르는 전류의 크기에 따라 해당하는 크기의 전압을 출력한다.
제어신호 출력부(20)는 제1 및 제2 기준 전압(VHH, VLL)과 피드백 전압(VFB)이 입력되어, 제1 및 제2 기준 전압(VHH, VLL)에 대한 피드백 전압(VFB)의 크기에 따라 출력 신호의 상태가 달라지는 피드백 전압 감지부(21) 그리고 피드백 전압 감지부(21)로부터 입력되는 신호의 상태에 따라 출력 신호의 상태가 변하여 DC-DC 컨버터(10)의 펄스 출력 제어부(120)의 동작을 제어하는 펄스신호 발생 제어부(22)를 구비한다.
피드백 전압 감지부(21)는 비반전 단자(+)와 반전 단자(-)를 각각 구비한 제1 및 제2 비교기(211, 212)로 이루어져 있다.
제1 비교기(211)는 반전 단자(예, 제1 입력단자)(-)로 제1 기준 전압(VHH)이 인가되고, 비반전 단자(예, 제2 입력 단자)(+)로 피드백 전압(VFB)이 인가된다.
제2 비교기(212)는 반전 단자(-)로 피드백 전압(VFB)이 인가되고 비반전 단자(+)로 제2 기준 전압(VLL)이 인가된다.
이때, 제1 기준 전압(VHH)은 제2 기준 전압(VLL)보다 크고, 제1 기준 전압(VHH)은 DC-DC 컨버터(10)의 오차 증폭부(102)에서 피드백 전압(VFB)과 비교되는 기준 전압(Vref)보다 높게 설정되며, 제2 기준 전압(VLL)은 기준 전압(Vref)과 같거나 낮게 설정된다.
펄스신호 발생 제어부(22)는 제1 비교기(211)의 출력 단자에 리셋 단자(R)가 연결되어 있고 제2 비교기(212)의 출력 단자에 셋트 단자(S)가 연결되어 있는 RS 래치(221)를 구비한다.
이때, RS 래치(221)의 출력 단자(Q)는 펄스 출력 제어부(120)의 제어신호 입력단자(CS)에 연결되어 있다.
이러한 구조를 갖는 DC-DC 컨버터 시스템의 동작에 대하여 설명한다.
펄스폭 변조부(106)는 입력 신호의 상태에 따라 해당하는 펄스폭을 갖는 펄스 신호를 펄스 출력 제어부(120)로 출력한다.
이때, 펄스 출력 제어부(120)의 제어신호 입력단자(CS)로 저레벨인 '0' 상태의 신호가 입력되면, 펄스 출력 제어부(120)는 펄스폭 변조부(106)에서 출력되는 신호를 제1 및 제2 트랜지스터(M1, M2)의 게이트 단자로 인가한다.
따라서, 펄스 출력 제어부(120)에서 출력되는 신호의 상태가 고레벨인 '1'일 때, 제1 트랜지스터(M1)는 턴오프되고 제2 트랜지스터(M2)는 턴온되며, 반대로 펄스 출력 제어부(120)에서 출력되는 신호의 상태가 저레벨인 '0'일 때, 제1 트랜지스터(M1)는 턴온되고 제2 트랜지스터(M2)는 턴오프된다.
이러한 펄스 출력 제어부(120)의 출력 신호의 상태에 따라, 제1 트랜지스터(M1)가 턴온될 때, 인덕터(L1)로 흐르는 전류의 흐름이 제어된다.
따라서, 전류의 충방전 동작을 실시하는 인덕터(L1)는 제1 트랜지스터(M1)가 턴온될 때, 턴온된 제1 트랜지스터(M1)를 통해 인가되는 전류를 충전하고 이때, 전압의 충방전 동작을 실시하는 커패시터(C1)는 전압 충전 동작이 행해지고, 제2 트랜지스터(M2)가 턴온될 때 인덕터(L1)에 충전된 전류가 방전되며 커패시터(C1) 또한 충전되어 있던 전압의 방전 동작을 실시한다.
따라서, 인덕터(L1)의 충전 시간은 펄스 출력 제어부(120)에서 출력되는 펄스 신호의 저레벨 구간의 유지 시간에 따라 정해지며, 인덕터(L1)의 방전 시간은 펄스 출력 제어부(120)에서 출력되는 펄스 신호의 고레벨 구간의 유지 시간에 따라 정해진다.
이러한 인덕터(L1)의 동작에 의해, 인덕터(L1)를 흐르는 전류(IL)는, 도 2에 도시한 것처럼, 펄스폭 변조부(106)에서 출력되는 전압 신호인 펄스 신호(VP)의 형태에 따라 전류의 값이 증가하거나 감소하는 톱니파 형태의 신호가 된다.
이처럼, 제1 및 제2 트랜지스터(M1, M2)의 턴온 및 턴오프 동작에 따른 인덕터(L1)의 전류 충방전 동작과 커패시터(C1)의 전압 충방전 동작에 의해, 부하(1)로 해당 크기의 전압과 전류가 공급된다.
부하(1)에 전압이 공급될 때, 분압 저항으로 기능하는 제1 및 제2 저항(R1, R2)에 의해 부하(1)로 공급되는 전압은 분압되고, 분압된 전압은 DC-DC 컨버터(10)의 피드백 전압(VFB)으로서 DC-DC 컨버터(10)의 오차 증폭부(102)와 제어신호 출력부(20)로 인가된다.
따라서, DC-DC 컨버터(10)의 오차 증폭부(102)는 이 피드백 전압(VFB)의 크기에 따라 해당하는 크기의 전압을 출력한다.
즉, 오차 증폭부(102)의 동작에 의해 기준 전압(Vref)과 피드백 전압(VFB)의 전압차가 발생하여 펄스폭 변조부(106)로 출력되면, 펄스폭 변조부(106)에서 출력되는 펄스폭의 크기가 제어되어 제1 및 제2 트랜지스터(M1, M2)의 턴온 시간과 턴오프 시간이 조정되고, 이로 인해, DC-DC 컨버터(10)의 출력 전압이 증가하거나 감소하게 된다.
따라서, 펄스폭 변조부(106)는 오차 증폭부(102)에서 출력되는 전압의 크기에 따라 출력되는 펄스 신호의 듀티비(duty ratio)를 제어하여 펄스 출력 제어부(120)를 통해 제1 및 제2 트랜지스터(M1, M2)로 인가되도록 한다.
이처럼, DC-DC 컨버터(10)는 현재 출력되는 출력 전압을 피드백 받아, 출력전압의 보상 동작을 실시한다.
또한, 펄스폭 변조부(106)는 펄스폭 변조부(106)에 의한 펄스폭 변조 동작을 위한 기본 발진 신호를 발진부(103)로부터 제공받는다.
하지만 본 예의 경우, 가산기(105)에 의해 전류 감지부(104)에서 출력되는 전압이 기본 발진 신호에 더해서 기본 발진 신호의 발진 주기가 조정되어, 조정된 발진 주기를 갖는 발진 신호의 펄스폭 변조부(106)의 기본 발진 신호로 인가된다.
따라서, 펄스폭 변조부(106)에서 출력되는 펄스폭 변조 신호(Vp)는 전류 감지부(104)에서 감지되는 전류의 크기에 따라 변하게 된다.
이러한 동작을 통해 DC-DC 컨버터(10)에서 해당 크기의 전압이 출력되어 부하(1)로 인가될 때, 부하(1)의 상태가 경부하 상태, 즉, 부하(1)에서 소비되는 전류가 0A이거나 10mA와 같이 설정 크기 이하의 전류만을 소비하는 상태이며, 전류 소비가 없거나 매우 적기 때문에 부하(1)로 인가되는 전압은 증가하게 되어 저항(R1, R2)에 의해 분압된 피드백 전압(VFB) 역시 증가한다.
이처럼, 부하(1)가 경부하 상태일 때, 이 피드백 전압(VFB)의 크기는 도 3에 도시한 것처럼, 제1 기준 전압(VHH)과 동일한 상태까지 증가한다.
따라서, 피드백 전압(VFB)에 제1 기준 전압(VHH)과 동일하게 되면, 제어신호 출력부(20)의 피드백 전압 감지부(21)의 제1 및 제2 비교기(211, 212)의 출력 신호는 모두 저레벨 상태인 '0'이 되어 펄스신호 발생 제어부(22)의 RS 래치(221)의 리셋 단자(R)와 셋트 단자(S)로 각각 인가된다.
이때, RS 래치(221)는 두 단자(R, S)에 모두 저레벨 상태의 신호가 인가될 때, 리셋 기능을 행하도록 설계되어 있으므로, RS 래치(221)의 출력 단자(Q)는 저레벨(예, 제1 상태)인 '0'의 신호를 펄스 출력 제어부(120)의 제어신호 입력단자(CS)로 출력한다.
이처럼, 제어신호 입력단자(CS)로 저레벨 상태의 신호가 인가되면 펄스 출력 제어부(120)는 펄스폭 변조부(106)로부터 입력되는 펄스 신호의 출력을 중지한다.
이로 인해, 제1 및 제2 트랜지스터(M1, M2)의 동작이 중지되어 제1 및 제2 트랜지스터(M1, M2)에서 출력되는 펄스 신호의 출력이 중지되고 이로 인해, 펄스 스킵이 시작되면, DC-DC 컨버터의 출력으로 전달되던 에너지의 전달이 중단되므로, DC-DC 컨버터의 출력 전압은 서서히 감소하게 되어, 피드백 전압(VFB) 역시 도 3에 도시한 것처럼 서서히 감소한다.
이러한 제1 및 제2 트랜지스터(M1, M2)의 펄스 발진 동작 중지에 의해 감소하는 피드백 전압(VFB)의 크기가 제2 설정 전압(VLL)까지 감소하게 되면, 피드백 전압 감지부(21)의 제1 비교기(211)의 출력 상태는 여전히 저레벨 상태를 유지하지만, 제2 비교기(212)의 출력 상태는 저레벨 상태에서 고레벨 상태인 '1'로 변해, RS 래치(221)의 셋트 단자(S)로 인가된다.
따라서, RS 래치(221)의 출력 신호는 저레벨 상태에서 고레벨 상태로 변환되어 펄스 출력 제어부(120)의 제어신호 입력단자(CS)로 고레벨 상태(예, 제2 상태)의 신호를 출력한다.
이로 인해, 펄스 출력 제어부(120)는 펄스폭 변조부(106)로부터 인가되는 펄스폭 변조 신호를 제1 및 제2 트랜지스터(M1, M2)로 출력하여, 펄스폭 변조 신호(Vp)에 따라 정상적으로 제1 및 제2 트랜지스터(M1, M2)의 발진 동작이 이루어지도록 한다.
따라서 커패시터(C1)로의 전압 충방전 동작이 다시 재개되어 부하(1)로 인가되는 전압은 다시 서서히 증가하게 되며, 이로 인해, 피드백 전압(VFB) 또한 도 3과 같이 서서히 증가하게 된다.
이러한 제1 및 제2 트랜지스터(M1, M2)의 턴온 및 턴오프에 따른 제1 및 제2 트랜지스터(M1, M2)의 발진 동작은 피드백 전압(VFB)이 제1 기준 전압(VHH)에 도달할 때까지 행해진다.
이처럼, 피드백 전압(VFB)의 크기에 따라 펄스 출력 제어부(120)에서 제1 및 제2 트랜지스터(M1, M2)로 인가되는 펄스 인가 여부를 제어하여 펄스 스킵이 구현되므로, 경부하 시 발생하는 문제가 방지된다.
본 예의 경우, 부하(1)의 상태가 경부하 상태일 때, 펄스 출력 제어부(120)의 동작을 제어하여 제1 및 제2 트랜지스터(M1, M2)의 펄스 발진 동작을 제어하지만, 대안적인 예에서, 펄스 출력 제어부(120)는 DC-DC 컨버터(10) 자체의 동작을 제어할 수 있다.
예를 들어, 제어신호 입력 단자(CS)로 인가되는 신호의 상태에 따라 판정된 부하(1)의 상태가 경부하 상태로 판정될 경우, 펄스 출력 제어부(120)가 DC-DC 컨버터(10) 내에서 펄스 스킵이 진행되는 동안에 펄스 생성에 관여하는 모든 회로를 디스에이블(disable)시키면, 경부하 시 DC-DC 컨버터(10)에서 소비되는 전력을 크게 감소시킨다.
또한, 본 예의 경우, 펄스 출력 제어부(120)를 이용하여 제1 및 제2 트랜지스터(M1, M2)로 인가되는 펄스폭 변조 신호의 출력 여부를 제어하였지만, 대안적인 예에서, 펄스 출력 제어부(120) 대신에 논리곱 게이트를 이용할 수 있다.
이럴 경우, 펄스폭 변조부(106)에서 출력되는 펄스폭 변조 신호는 논리곱 게이트의 일측 입력 단자와 연결되고, RS 래치(221)의 출력 단자(Q)는 논리곱 게이트의 타측 입력 단자와 연결된다.
따라서, RS 래치(221)의 출력 단자(Q)의 출력 신호에 따라 논리곱 게이트의일측 입력단자로 인가되는 펄스폭 변조부(106)의 펄스폭 변조 신호의 출력 여부가 정해져, 경부하 상태일 때[즉, RS 래치(221)의 출력 단자(Q)의 값이 '0'일 때] 펄스폭 변조 신호의 출력을 중지하여 제1 및 제2 트랜지스터(M1, M2)의 동작을 정지시킨다.
이상에서 본 발명의 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.
10: DC-DC 컨버터 20: 제어신호 출력부
21: 피드백 전압 감지부 22: 펄스신호 발생 제어부
101: 기준전압 발생부 102: 오차 증폭부
103: 발진부 104: 전류 감지부
105: 가산기 106: 펄스폭 변조부
120: 펄스 출력 제어부 110: 펄스 출력 제어부
211, 212: 비교기 221: RS 래치
222: 논리곱 게이트 M1, M2: 트랜지스터
L1: 인덕터 C1: 커패시터
R1, R2: 저항

Claims (5)

  1. 기준 발진 신호를 펄스폭 변조하여 해당 크기의 펄스폭을 갖는 펄스 신호를 출력하는 스위칭 소자 구동부와 상기 스위칭 소자 구동부에서 출력되는 상기 펄스 신호에 따라 서로 반대로 동작하여 펄스 발진 동작을 실시하는 제1 및 제2 스위칭 소자를 구비한 DC-DC 컨버터, 그리고
    상기 DC-DC 컨버터에서 출력되는 피드백 전압이 제1 기준 전압에 도달하여 상기 DC-DC 컨버터가 경부하 상태에 있으면 제1 상태의 출력 신호를 출력하고, 상기 피드백 전압이 제1 기준 전압보다 작은 제2 기준 전압에 도달하면 제1 상태와 다른 제2 상태의 출력 신호를 상기 스위칭 소자 구동부로 출력하는 제어신호 출력부
    를 포함하고,
    상기 스위칭 소자 구동부는 상기 제어신호 출력부로부터 상기 제1 상태의 출력 신호가 인가되면 상기 제1 및 제2 스위칭 소자로 인가되는 상기 펄스 신호를 차단하고 상기 제어신호 출력부로부터 상기 제2 상태의 출력 신호가 인가되면 상기 제1 및 제2 스위칭 소자로 인가되는 상기 펄스 신호를 인가하여 펄스 스킵을 구현하는
    DC-DC 컨버터 시스템.
  2. 제1항에서,
    상기 제어신호 출력부는 상기 피드백 신호를 상기 제1 및 제2 기준 전압과 비교하여 해당하는 상태의 신호를 출력하는 피드백 전압 감지부, 그리고 상기 피드백 전압 감지부에서 출력되는 신호의 상태에 따라 동작 상태가 변하여 상기 펄스 출력 제어부로 상기 출력 신호를 출력하는 펄스신호 발생 제어부를 포함하는 DC-DC 컨버터 시스템.
  3. 제2항에서,
    상기 피드백 전압 감지부는 상기 제1 기준 전압이 제1 입력 단자로 인가되고 상기 피드백 전압이 제2 입력 단자로 인가되는 제1 비교기, 그리고 상기 피드백 전압이 제1 입력 단자로 인가되고 상기 제2 기준 전압이 제2 입력 단자로 인가되는 제2 비교기를 포함하는 DC-DC 컨버터 시스템.
  4. 제3항에서,
    상기 제1 기준 전압은 상기 제2 기준 전압보다 큰 DC-DC 컨버터 시스템.
  5. 제3항에서,
    상기 펄스신호 발생 제어부는 상기 제1 비교기의 출력 단자에 리셋 단자가 연결되어 있고 상기 제2 비교기의 출력 단자에 셋트 단자가 연결되어 있는 RS 래치를 포함하는 DC-DC 컨버터 시스템.
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