TWI519048B - 用於切換模式調節器的控制器、在不連續傳導模式期間改良切換模式調節器之調節準確性的方法、及包括該切換模式調節器之電腦系統 - Google Patents

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Description

用於切換模式調節器的控制器、在不連續傳導模式期間改良切換模式調節器之調節準確性的方法、及包括該切換模式調節器之電腦系統
本發明係關於一種切換模式調節器，且明確地說，係關於在不連續傳導模式期間改良切換模式調節器之調節準確性的系統和方法。
相關申請案之交叉參考
本申請案主張2011年2月18日提申的美國專利臨時申請案序號61/444,222號以及2011年3月18日提申的美國專利臨時申請案序號61/454,050號的權利，本文實質上以引用的方式將兩案完整併入。
為在脈衝寬度調變(Pulse Width Modulation，PWM)DC-DC轉換器中提供精確的調節準確性，通常會在誤差放大器附近運用一積分器，以便大幅提高該控制迴路的直流(Direct Current，DC)或低頻增益。該積分器及對應的補償器時間常數的大小會經過設計，以便在最小化一特殊操作頻率處之偏移及其它調節誤差源時，最大化暫態速度與穩定性。只要系統操作在該操作頻率處，便不需要考量大訊號效應及放大器動態餘量(headroom)。
然而，現代的負載都需要最大化轉換器功率效率，即使在輕負載處亦然。為達此目的，有多種架構已經開始運用具有切換頻率縮減的不連續傳導模式(Discontinuous Conduction Mode，DCM)來減少切換損失並提升功率轉換效率。當頻率隨著低負載而下降時，該控制迴路積分器會儲存持續增加的電量，以便應付該週期中的任何誤差。最後，該誤差放大器會達到其操作範圍的極限並且在其任一電源線扣除該動態餘量處達到飽和。
此時，當該積分器無法進一步調整時，輸出電壓便會產生調節誤差。此誤差本身和負載有函數關係，從而會在負載於該誤差放大器飽和位置點以下改變時產生高輸出阻抗。
上面所述問題的傳統解決方式係減緩該積分器的時間常數，用以在預期負載範圍中避免飽和。然而，此種解決方式卻會產生額外的問題。首先，在飽和發生處仍存在一負載(也就是，該問題僅係被搬移，而未被移除)。其次，降低該時間常數會對迴路暫態響應產生負面效應。再者，要適應於小時間常數需要額外的輸出電容以便響應於高負載應用來阻攔輸出電壓。但是，額外的輸出電容並非本領域所希。
本發明關於一種用於具有不連續傳導模式(DCM)改正之切換模式調節器的控制器，以及一種能夠在不連續傳導模式(DCM)期間改良調節器之調節準確性的方法，以及一種電腦系統。
本發明於某些實施例中揭示一種用於具有不連續傳導模式(DCM)改正之切換模式調節器的控制器。該控制器包括：一改正網路，其會在不連續傳導模式期間偵測一表示調節誤差的低負載條件並且斷定一表示該低負載條件的調整值；以及一調變器，其會接收該調整值並且據以調整該控制器的操作，以便在不連續傳導模式期間改良調節效果。
本發明於某些進一步實施例中揭示一種能夠在不連續傳導模式期間改良一調節器之調節準確性以便提供一輸出電壓的方法。該方法包括：調變一誤差訊號，用以調節該輸出電壓的位準；在不連續傳導模式期間偵測一表示調節誤差的低負載條件並且提供一表示該低負載條件的調整值；以及以該調整值為基礎來調整該調變，以便降低該調節誤差。
本發明於某些額外的實施例中提供一種電腦系統，其包括：一處理器；一週邊系統，其會被耦合至該處理器，該週邊系統包括記憶體；以及一切換模式調節器，其會被耦合至該處理器與該週邊系統。該切換模式調節器包括：一切換網路，其會以一脈衝控制訊號為基礎將一輸入電壓轉換成一輸出電壓，其中，該切換網路在正常操作期間會有一連續傳導模式(Continuous Conduction Mode，CCM)而在低負載條件期間則會有一不連續傳導模式(DCM)；一誤差網路，其會比較一表示該輸出電壓的訊號和一參考訊號，並且提供一表示其比較結果的誤差訊號；一調變器，其會接收該誤差訊號，其會產生該脈衝控制訊號用以控制該切換網路以便調節該輸出電壓，而且其會以一調整值為基礎來調整調變操作；以及一改正網路，其會在偵測到該不連續傳導模式期間偵測一表示調節誤差的低負載條件並且會在偵測到該低負載條件時斷定該調整值。
本文中所提出的下面說明能夠讓熟習本技術的人士製造與使用依照在一特殊的應用及其必要條件的背景下所提供的本發明。然而，熟習本技術的人士便會明白該較佳實施例的各種修正，而且本文中所定義的一般性原理亦可套用至其它實施例。所以，本發明並不希望受限於本文中所示與所述的的特殊實施例，相反地，其希望符合和本文中所揭示之原理及新穎特點一致的最廣範疇。
根據本文所述的實施例，較佳的方式係在僅會對暫態響應造成很小影響或者沒有任何影響的深度不連續傳導模式操作中最小化輸出阻抗與調節誤差。其並不會改變迴路時間常數，取而代之的係，調整至少一其它調節控制變數，例如，舉例來說，當週期增加時縮短一不連續傳導模式脈衝的導通時間。當負載下降時，週期會增加而且不連續傳導模式脈衝寬度會縮小，直到該脈衝細化成使得來自該等脈衝的輸出漣波及DC偏移非常微小為止。各種調節指標皆可用來偵測該低負載條件，例如，介於該脈衝控制訊號的脈衝之間的週期(舉例來說，作為調節之切換控制的PWM訊號)或是表示輸出電流的電流感測訊號(舉例來說，電感器電流或負載電流)。調變操作會經過調整以便改良調節效果，例如，調整脈衝導通時間(舉例來說，縮減脈衝寬度)、調整脈衝不導通時間(舉例來說，縮短脈衝之間的不導通時間)、調整調變頻率(舉例來說，提高頻率)、...等。本文中揭示用於調整調變的各種方法，例如，調整一控制放大器的增益、調整一控制放大器的輸入及/或輸出、調整一振盪器(舉例來說，VCO或類似物)的頻率、調整一計時器的暫停時間、等等。
圖1所示的係根據其中一實施例來施行的一降壓型DC-DC切換模式調節器100的簡化方塊圖。該調節器100包含一控制器108，其會被耦合至一輸出節點106用以接收一輸出電壓VO。應該注意的係，一回授網路或類似物(圖中並未顯示)可能會被用來感測VO並且提供VO的一感測版本(舉例來說，分壓器或類似物)而非VO本身。圖中以上位的形式來顯示該控制器108，並且可以根據電壓模式控制、電流模式控制、恆定導通時間(或是恆定頻率)、...等來施行，並且可以被配置成一類比控制器或是一數位控制器或是類似物。
該控制器108會提供一上方閘極驅動訊號UGD給上方切換器Q1的閘極終端並且提供一下方閘極驅動訊號LGD給下方切換器Q2的閘極終端。於圖中所示的實施例中，圖中所示的電子切換器Q1與Q2係熟習本技術的人士已知的一對N通道金屬氧化物半導體場效電晶體(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor，MOSFET)。亦可以使用其它類型的電子切換裝置，其包含：其它類型的FET及類似物；以及其它類型的電晶體，例如，雙極接面電晶體(Bipolar Junction Transistor，BJT)或是絕緣閘極雙極電晶體(Insulated-Gate Bipolar Transistor，IGBT)以及類似物；...等。切換器Q1具有被耦合在VIN與一相位節點104之間的汲極終端與源極終端，而切換器Q2則具有被耦合在相位節點104與接地(GND)之間的汲極終端與源極終端。該等切換器Q1與Q2會被控制成用以經由一輸出電感器L之其中一端處的相位節點104來切換輸入電壓VIN，輸出電感器L的另一端會被耦合至用以產生輸出電壓VO的輸出節點106。該相位節點104會產生一相位電壓，圖中顯示為VPH，而該輸出電壓VO則會由一被耦合在該輸出節點106與GND之間的輸出電容器CO來過濾。
於其中一實施例中，該控制器108會在內部產生一脈衝寬度調變(Pulse-Width Modulation，PWM)訊號，其會被用來控制該等切換器Q1與Q2，用以將VO調節至一預設的電壓位準。在正常的操作中，該控制器108係操作在連續傳導模式(CCM)中，其中，該等切換器Q1與Q2中的其中一者或另一者在每一個PWM循環的整個部分之中皆為導通(忽略切換之間的空滯時間，以便確保在任何給定時間處該等切換器中都僅有其中一者為導通)。舉例來說，當PWM變成表示一功率部分的第一狀態(舉例來說，變成高位準)時，該控制器108會將Q2關閉(倘若其為導通的話)並且接著開啟Q1用以將該相位節點104耦合至VIN。當PWM在相同的循環中切換至第二狀態(舉例來說，變成低位準)時，該控制器108則會將Q1關閉並且接著開啟Q2用以在該PWM循環的剩餘部分中將該相位節點104耦合至GND。操作會在連續傳導模式期間的接續PWM循環中依此方式重複進行。該控制器108會控制該PWM訊號的責任循環以達調節的目的。
該控制器108會在輕負載條件期間進一步操作在不連續傳導模式(DCM)或二極體模擬模式(Diode-Emulation Mode，DEM)或類似模式之中，以便改良轉換器功率效率。於其中一實施例中，在不連續傳導模式期間，當流經該輸出電感器L的電流變成零時，下方切換器Q1會被關閉並且在該PWM循環的剩餘部分中保持不導通，而並非在該PWM循環的整個剩餘部分中保持導通。於下一個循環中，Q1會被開啟，從而產生流經該電感器L的電流，並且接著關閉。而Q2則會回頭被開啟，以便降低流經該電感器L的電流。再次地，當該電感器電流於該下一個循環期間達到零時，Q2會被關閉並且在抵達後面的循環之前保持不導通。操作會在不連續傳導模式中依此方式重複進行。
該控制器108包含一不連續傳導模式改正網路110，用以在週期增加時縮短不連續傳導模式期間PWM脈衝的導通時間。於其中一實施例中，該不連續傳導模式改正網路110會監視PWM脈衝之間的週期並且產生會在週期增加時縮減脈衝寬度的訊號，本文中會作進一步說明。
圖2所示的係根據一更明確示範性實施例的控制器108的簡化概略與方塊圖，其中，該PWM訊號係被用來在不連續傳導模式期間偵測低負載條件，以便進行調整而改良調節效果。該控制器108包含一誤差放大器201、一脈衝寬度調變器205、該不連續傳導模式改正網路110、一閘極驅動器207、以及一不連續傳導模式控制網路209。該控制器108還包含：用以耦合一補償網路(舉例來說，216，圖4)的輸入VO/FB以及VCOMP；一用於設定一所希或目標操作頻率的頻率設定輸入FSET；以及用於驅動外部電子切換器Q1與Q2的輸出訊號UGD與LGD。圖中顯示一用於接收輸入電壓VIN的輸入。於一替代實施例中，VIN可能係間接衍生，而非直接提供。該控制器108可能會被提供在一積體電路(Integrated Circuit，IC)或類似物上，其中，該等輸入與輸出會被配置成IC接針或類似物。圖中以簡化的形式來顯示該控制器108，圖中並未顯示其它輸入或輸出接針，因為其對完整及完全瞭解根據本發明的實施例並沒有必要。
該誤差放大器201會比較VO(或是其感測版本，舉例來說，FB)和一參考電壓VREF，並且提供一補償電壓VCOMP給調變器205的一輸入。該調變器205可能包含一頻率控制網路或類似物，俾使得該調變器205會操作在由FSET所控制的頻率處，用以產生該PWM訊號，該PWM訊號會被提供至該閘極驅動器207以及該不連續傳導模式改正網路110。該閘極驅動器207會產生該等UGD訊號與LGD訊號，用以控制該等外部切換器Q1與Q2。
該不連續傳導模式控制網路209通常會偵測不連續傳導模式的合宜條件(舉例來說，輕負載)並且在合宜時將該控制器108置於不連續傳導模式之中，否則便讓該不連續傳導模式被致能。該不連續傳導模式控制網路209會在不連續傳導模式期間斷定一不連續傳導模式訊號，用以啟動該不連續傳導模式改正網路110。該不連續傳導模式改正網路110會監視該PWM訊號並且提供一調整值ADJ給該調變器205，用以調整操作，本文中會作進一步說明。該ADJ值可利用一或多個調整值來施行。
圖3所示的係根據一示範性實施例的不連續傳導模式改正網路110的更細部方塊圖。該不連續傳導模式改正網路110包含：一切換週期測量網路301，用以測量PWM脈衝之間的目前切換週期TSW；一記憶體303，用以儲存該目前週期TSW並且提供前一個TSW；以及一PWM脈衝導通時間解碼器305。該前一個TSW係目前TSW被延遲一個切換循環之後的延遲版本。該PWM脈衝導通時間解碼器305會接收該目前TSW和該前一個TSW，並且提供該頻率控制ADJ值。
該ADJ值可能具有數種不同形式(舉例來說，電流、電壓、類比、數位、...等)中的任何一種並且可以控制數種不同操作參數中的任何一或多者，下文會作進一步說明。一般來說，在不連續傳導模式期間，該ADJ值係用來縮減選定脈衝的PWM脈衝寬度，其通常也會提高操作頻率。調整總量可由效率及輸出電壓準確性之間的取捨來決定。
圖4所示的係根據控制器108的一更明確示範性實施例的一控制器408的概略與方塊圖，其使用合成漣波來調節PWM脈衝與週期。合成漣波調節會感測或複製跨越一輸出電感器(舉例來說，輸出電感器L)的電壓並且產生一會被提供至一漣波電容器的對應電流，其中，跨越該漣波電容器所產生的漣波電壓係表示流經該輸出電感器的漣波電流。該合成產生的漣波電壓會控制一磁滯比較器或類似物的觸變作用，用以產生一用於調節控制的PWM訊號。該輸入電壓VIN會被提供至一跨導放大器202的正電壓輸入，該跨導放大器202具有一被耦合至GND的負電壓輸入。該跨導放大器202具有一可調整的跨導增益GM1，其數值係由一不連續傳導模式改正網路410所提供的ADJ值來決定或調整。於此情況中，該不連續傳導模式改正網路410係不連續傳導模式改正網路110之更明確的配置，用以調整一合成漣波調節器裡面的一跨導放大器的增益，本文中會作進一步說明。該不連續傳導模式改正網路410會接收一不連續傳導模式致能訊號，以便在不連續傳導模式期間啟動。倘若並非在不連續傳導模式中的話，該不連續傳導模式改正網路410及/或該輸出ADJ則會被禁能，而使得不會調整該跨導放大器202的增益。該跨導放大器202具有一對輸出，它們會被耦合在一供應電壓VDD與一單刀單擲(Single-Pole Single-Throw，SPST)切換器SW1的一第一切換終端或極點之間。VDD在各個地方係當作一相對於GND的來源電壓或供應電壓。該切換器SW1的另一切換終端會被耦合至一「漣波」節點204，而且該切換器SW1包含一用以接收一PWM訊號的控制輸入。
該輸出電壓VO(或是其感測版本)會被提供至另一跨導放大器206的正電壓輸入，該跨導放大器206具有一被耦合至GND的負電壓輸入。該跨導放大器206具有一跨導增益GM2。該跨導放大器206的電流輸出終端會被耦合在節點204與GND之間。一漣波電容器CR會被耦合在節點204與GND之間；而一漣波電阻器RR則會被耦合在節點204與節點208之間，節點208會提供一「已調節的」電壓位準VREG。VREG可能係GND或是一小恆定電壓，例如，1伏特(V)。圖中所示的漣波電流IR係從節點204流入該漣波電阻器RR之中，抵達節點208。
節點204會產生一漣波電壓VR並且會被耦合至一比較器210的反向(-)輸入。該比較器210的非反向(+)輸入會選擇性地被耦合用以接收一被產生在節點215上的補償電壓VCOMP或是一被產生在視窗節點213上的視窗電壓W。一內部參考電壓VREF會被提供至誤差放大器(EA)214的非反向(+)輸入。該輸出電壓VO會被提供至一補償網路216的輸入，該補償網路216的輸出會提供一回授訊號FB給該EA 214的反向(-)輸入。熟習本技術的人士便會瞭解，該補償網路216會感測(舉例來說，利用一感測電路，例如，分壓器或是類似物)並且提供該輸出電壓VO的補償以及產生該FB訊號。該EA 214會放大VREF與FB之間的差異，用以產生VCOPM，以便反映該輸出電壓VO的誤差。於圖中所示的實施例中，該補償網路216與EA 214會一起構成一具有補償的積分器，用以控制該迴路。
一視窗電流產生器212具有一被耦合至該視窗節點213的輸出，用以提供一視窗電流IW給一視窗電阻器RW的其中一端，該視窗電阻器的另一端會被耦合至節點215。該視窗節點213會產生一視窗電壓W，其為將VWA加入VCOMP所得到的經調整視窗電壓，或者，W=VWA+VCOMP。在節點213與215之間選擇作為比較器210的輸入係以切換器SW2的狀態為基礎，該切換器SW2的操作方式會被配置成雷同於一由該PWM訊號來控制的單刀雙擲(Single-Pole Double-Throw，SPDT)切換器。該比較器210的輸出會提供該PWM訊號，其係用以控制該等切換器SW1與SW2並且會被提供至一切換器驅動器(SWD)218的輸入。該切換器驅動器218具有用以提供該等UGD訊號和LGD訊號的個別輸出，如前面所述，該等UGD訊號和LGD訊號會被提供至該等功率電子切換器Q1與Q2。
在正常的連續傳導模式操作期間，該跨導放大器206會以該輸出電壓VO為基礎(舉例來說，以206的跨導增益GM2為基礎，和VO成正比)從節點204處恆定地吸取電流，用以持續地放電該漣波電容器CR。當該切換器SW1在斷定該PWM訊號時被閉合，一以該輸入電壓VIN為基礎(舉例來說，以202的跨導增益GM1為基礎，和VIN成正比)的電流會由該跨導放大器202經由該切換器SW1被提供，用以充電該電容器CR。因為VIN大於VO，所以，當該切換器SW1為閉合時，該電容器CR會以GM1*VIN和GM2*VO之間的差異為基礎被一集合電流充電。於其中一實施例中，GM1與GM2會被配置成在正常的操作期間約略相同。然而，應該注意的係，ADJ會調整GM1，本文中會作進一步說明。當PWM張開該切換器SW1時，該電容器CR會以VO為基礎被放電。熟習本技術的人士便會瞭解，電壓VO會持續地被套用至該輸出電感器L的其中一端。該輸出電感器L的另一端會在該輸入電壓VIN與GND之間被切換，從而讓一漣波電流以VIN與VO為基礎流經該輸出電感器L。依此方式，漣波節點204上的電壓VR係一漣波電壓，其代表流經輸出電感器L的漣波電流。
該EA 214會產生該VCOMP訊號作為一補償電壓，其表示該輸出電壓VO的相對誤差。明確地說，VO會與該參考電壓VREF作比較，該參考電壓VREF代表VO的目標電壓位準。
當PWM被斷定為其第一狀態時，VR的電壓會以恆定的速率上升，而該切換器SW2會選擇該視窗節點213，從而提供該視窗電壓W=VCOMP+VWA。當VR的電壓上升至VWA+VCOMP的電壓以上時，該比較器210會將PWM切換至其第二狀態，從而讓該切換器SW2切換成選擇節點215上的VCOMP並且讓該切換器SW1張開，俾使得VR會以VO為基礎以恆定的速率下降。依此方式，該比較器210的操作如同一磁滯比較器，其會在VCOMP和W之間的視窗電壓裡面比較該合成漣波電壓VR。
圖5所示的係根據其中一實施例用以圖解不連續傳導模式改正網路410的操作的狀態圖。在正常的連續傳導模式期間，該不連續傳導模式改正網路410會被禁能或者保持在第一狀態S1中，於此狀態中，ADJ不會被提供或者會被斷定而使得該跨導放大器202保持在其正常的增益數值GM1處(因此，其會輸出電流GM1*VIN)。於其中一實施例中，舉例來說，ADJ在正常的連續傳導模式期間會具有一內定的位準或數值或類似物。當控制器408進入不連續傳導模式操作時，該不連續傳導模式改正網路410便會被致能並且從具有正常增益GM1的第一狀態開始。在不連續傳導模式期間，當該不連續傳導模式改正網路410偵測到PWM脈衝之間的切換週期TSW大於176微秒(μs)時，其便會轉換至第二狀態S2。於其中一實施例中，該切換週期TSW係在不連續傳導模式期間於該PWM脈衝的每一次啟動之間被測量。在狀態S2中，ADJ會被斷定為第一調整值，用以將該跨導放大器202的增益提高50%，或是提高至1.5*GM1。在不連續傳導模式期間，該不連續傳導模式改正網路410會繼續監視每一個新的切換週期(目前的TSW)和前面剛過去的切換週期(前一個TSW)，以便決定合宜的操作狀態。當切換週期TSW大於80μs但是小於272μs時，操作會保持在狀態S2中。倘若，在狀態S2中，切換週期TSW縮短至小於80μs的話，那麼，操作便會回到狀態S1。
倘若，在狀態S2中，介於PWM脈衝之間的下一個切換週期超過272μs的話，那麼，該不連續傳導模式改正網路410便會轉換至第三狀態S3。在狀態S3中，ADJ會被斷定為第二調整值，用以將該跨導放大器202的增益相對於其正常位準提高100%，或是提高至2*GM1。倘若，在狀態S3中，介於不連續傳導模式脈衝之間的下一個被偵測到的TSW週期介於80與96μs之間的話，那麼，該不連續傳導模式改正網路410便會轉換回到狀態S2。倘若，在狀態S3中，介於PWM脈衝之間的下一個被偵測到的切換TSW週期小於80μs的話，那麼，操作便會轉換回到狀態S1。否則，倘若TSW≧90的話，那麼，操作便會保持在狀態S3中。
一般來說，在不連續傳導模式期間或是在允許不連續傳導模式時，該切換週期TSW會和一或多個時序或時間持續長度臨界值作比較。該等時間持續長度臨界值係以特殊的施行方式為基礎來決定。該ADJ值會以在不連續傳導模式期間是否符合特定時間持續長度臨界值為基礎來作修正，以便修正該調變器的操作，用以改良不連續傳導模式期間的調節效果。
回頭參考圖4，圖中在該比較器210的其中一個輸入處建立一介於VCOMP與W之間的視窗電壓。當PWM被斷定在其第二狀態(例如，低位準)時，那麼，SW1便會被張開，而切換器SW2則會選擇該比較器210之非反向輸入處的VCOMP。於此情況中，VR會以GM2*VO為基礎以非常恆定的速率下降。當VR抵達VCOMP時，該比較器210會將PWM切換成它的第一狀態(例如，高位準)，其會閉合切換器SW1並且讓切換器SW2選擇上方視窗電壓W。在正常的連續傳導模式操作期間，VR會以GM1*VIN-GM2*VOUT為基礎以非常恆定的速率上升。當VR上升至W的電壓位準時，比較器210會再次切換，用以將PWM切換回到它的第二狀態。所以，每一個PWM脈衝的寬度會與R的上升速率有關。在不連續傳導模式中，當切換週期TSW符合如圖5中所示的特定時間持續長度條件時，該跨導放大器202的增益會被修正以提高VR的上升速度，其會縮短該PWM訊號的脈衝寬度(舉例來說，在狀態S2中縮短33.3%而在狀態S3中縮短50%)。縮短脈衝寬度還可能會提高操作的頻率。
該不連續傳導模式改正網路110係一更上位的版本，其中，該ADJ值係用來調整選定參數中的一或多者，以便在不連續傳導模式期間調整PWM脈衝寬度。如先前所提，本文中所述的實施例藉由在不連續傳導模式期間週期提高時縮短PWM脈衝的導通時間而在深度不連續傳導模式操作中降低輸出阻抗與調節誤差，其僅會對暫態響應造成很小影響或者沒有任何影響。一PWM脈衝的寬度可以數種方式中的其中一種來縮減。於其中一實施例中，可以如上面參考圖4與5所述般來調整一用於合成漣波調節的跨導放大器的增益。提高跨導增益會提高VR上升的速率以及其橫越視窗電壓VWA的速度。這會縮短PWM脈衝導通時間以及輸出電壓漣波，並且從而提高切換頻率。於另一實施例中則係降低視窗電阻器(舉例來說，RW)的數值。降低視窗電阻器RW會降低VWA的電壓。降低VWA視窗會縮短PWM脈衝導通時間，其同樣會付出較高切換頻率的代價。於一第三實施例中則係降低視窗電流IW的數值(圖14)。降低視窗電流IW同樣會降低VWA的電壓，其效應雷同於低阻值對不連續傳導模式脈衝導通時間所產生的效應。
本發明亦可在其它類型的切換調節器中採用替代的配置，例如，電壓模式調節器、電流模式調節器、尖峰電流模式調節器、恆定導通時間調節器、...等，下面會作進一步解釋。
因為在該迴路誤差放大器處的補償網路並沒有被調整，所以，暫態響應不會受到影響，因為迴路時間常數並未改變。輸出電壓調節作用會在整個負載頻譜持續進行。此方式的其中一種取捨係當該轉換器操作在高於其在連續傳導模式期間正常操作的不連續傳導模式頻率處時，輕負載效率可能會略為下降。於其中一特定的應用中，約400微安培(μA)的PVCC電流會在0負載處被加入。這係一種小小取捨，因為該部分會有約5毫安培(mA)的總靜態電流。應該注意的係，PVCC係一雷同於VCC的電源供應器電壓，但是通常和VCC不同並且專屬於閘極驅動應用(以達隔絕的目的或者提供不同的供應電壓位準)。VCC通常係作為該積體電路(IC)的靜態偏壓。於特定的應用中，PVCC會在切換事件期間吸取比較高的電流尖峰。電源供應器設計者可能會以何種指標被認為比較重要為基礎來選擇要在何處於超輕負載效率和調節準確性之間作取捨。
於其中一實施例中，該不連續傳導模式改正電路110會使用一計時器，其會在每一個PWM脈衝的上升緣被重置。倘若該週期長於該計時器中的設定點的話，下一個脈衝寬度便會縮減。倘若下一個週期長過一較短設定點的話，那麼，該較短脈衝寬度便會繼續。
圖6所示的係一測試設備在三種不同視窗電阻器大小(RW=15kΩ、7.5kΩ、以及3.75kΩ)中的輸出電壓VO和輸出負載電流(IO)的函數關係圖。當該視窗電阻器大小下降時，輕負載不連續傳導模式偏移會變得不重要。15kΩ的視窗電阻器大小為該應用的典型數值，而且其相當於連續傳導模式中300千赫茲(kHz)的操作頻率。如前面所述般修正該跨導放大器的增益具有和縮小視窗大小雷同的作用，但是也會提供更佳的抖動效能(jitter performance)。
圖7所示的係在圖6的相同測試設備中，不連續傳導模式頻率和輸出負載(IO)及視窗電阻器大小(RW=15kΩ、7.5kΩ、以及3.75kΩ)的函數關係圖。當視窗電阻器大小降低時，或者當輸出負載提高時，不連續傳導模式頻率會提高。
圖8所示的係在圖6的相同測試設備中，不連續傳導模式PVCC靜態電流和輸出負載(IO)及視窗電阻器大小(RW=15kΩ、7.5kΩ、以及3.75kΩ)的函數關係圖。當視窗電阻器大小降低時，或者當輸出負載提高時，不連續傳導模式PVCC靜態電流會提高。
圖9所示的係以PWM為基礎進行跨導增益調整之根據其中一實施例的不連續傳導模式改正網路901的更詳細示意圖。訊號LB與CLK63K會被提供至一NAND閘901的個別輸入，該NAND閘901的輸出會被耦合至一反向器903的輸入。該反向器903的輸出會被耦合至一D型正反器(DFF)905的清除輸入。DFF 905係一連串DFF 905至911中的第一個DFF，每一個DFF皆具有一被反向耦合至其D輸入的的反向Q輸出(QN)。另外，該等DFF 905至911中每一者的QN都會被耦合至該等一連串DFF中下一個DFF的正清除(CP)輸入。進一步言之，該等DFF 905至911中的每一者皆具有一被耦合至該等一連串DFF中下一個DFF的負清除(CN)輸入的非反向Q輸出。該等一連串的DFF 905至911會構成一時序延遲電路，其中，該等DFF 905至911的Q輸出會輸出分別延遲16μs、32μs、64μs、128μs、256μs、512μs、以及1024μs的時脈訊號，圖中分別顯示成16μ、32μ、64μ、128μ、256μ、512μ、以及1024μ。該等特定的時序數值僅具有示範性並且可以在不同的配置或施行方式中加以修正。
一致能訊號ENAB會被提供至一反向器913的輸入，該反向器913的輸出會被耦合至一NOR閘915的其中一個輸入並且會被耦合至兩個DFF 927與929的重置輸入。一訊號MSCLK會被提供至該NOR閘915的另一個輸入。一訊TRIMDIS會被提供至該NOR閘915的第三輸入，該NOR閘915的輸出會被耦合至一反向器917的輸入且被耦合至DFF 927與929的CN輸入。該反向器的輸出會被提供至一延遲方塊921的輸入並且會被提供至該等DFF 927與929的CP輸入。於其中一實施例中，該延遲方塊921會插入一非常短的延遲，例如，10奈秒(ns)或類似的延遲時間。該延遲方塊921的輸出會被提供至該等DFF 905至911中每一者的重置輸入並且會被提供至一對RS鎖存器923與925的重置輸入。一訊號DP1會被提供至RS鎖存器923的設定輸入，該RS鎖存器923的Q輸出會被耦合至DFF 927的D輸入。DFF 927的Q輸出會被提供至一NAND閘931的其中一個輸入，該NAND閘931會在其另一個輸入處接收一訊號DP2而且其輸出會被耦合至一反向器933的輸入。該反向器933的輸出會被耦合至RS鎖存器925的設定輸入。該RS鎖存器925的Q輸出會被耦合至DFF 929的D輸入。
DFF 927的QN輸出會被提供至一第一多工器(MUX)939的選擇輸入，而DFF 929的QN輸出則會被提供至一第二MUX 949的選擇輸入。訊號128μ與32μ會被提供至一NAND閘935的個別輸入，該NAND閘935的輸出會經由一反向器937被耦合至MUX 939的A輸入。訊號64μ會被提供至MUX 939的B輸入，MUX 939的輸出會提供該DP1訊號，其會被提供至一NOR閘941的其中一個輸入並且會被提供至一NAND閘953的其中一個輸入。訊號256μ會被提供至MUX 949的A輸入，而且該等訊號16μ與64μ會被提供至一NAND閘945的個別輸入，NAND閘945的輸出會經由一反向器947被耦合至MUX 949的B輸入。MUX 949的輸出會提供一訊號DP2，其會被提供至該NOR閘941的另一個輸入並且會被提供至一反向器951的輸入。該反向器951的輸出會被提供至該NAND閘953的另一個輸入。該NOR閘941的輸出會被反向器943反向，該反向器943會在其輸出處斷定一訊號DB。該NAND閘953的輸出會斷定一訊號LESSGMB。
DB係一會倍增GM1*VIN的輸出，其會將PWM脈衝寬度減半。LESSGMB會將GM1*VIN提高50%。LB係一輸入，其會在每一個PWM脈衝之後的30μs被斷定並在PWM上被重置。CLK 63K係一63kHz時脈輸入。MSCLK係一輸入脈衝，其被斷定用以初始化每一個PWM。ENAB與TRIMDIS係會重置該電路的輸入。
圖10所示的係圖9之不連續傳導模式改正網路901的輸出訊號DB與LESSGMB之模擬相對於輸出電壓VO的時序圖。DB與LESSGMB的狀態還會對應於圖5之狀態圖中的狀態S1、S2、以及S3。在時間T1之前，DB為低位準而LESSGMB為高位準，其對應於狀態S1。在時間T1處，DB會變成高位準而LESSGMB會變成低位準，其對應於狀態S2。VO上的漣波在時間T1之後會大幅地縮減以達改良調節的目的。在時間T2處，LESSGMB會變成高位準，其對應於狀態S3。VO上的漣波在時間T2之後會進一步縮減以達改良調節的目的。
圖11所示的係根據另一示範性實施例的控制器1108的簡化概略與方塊圖，其中，一用於表示負載電流的訊號係被用來在不連續傳導模式期間偵測低負載條件，以便進行調整而改良調節效果。該控制器1108實質上雷同於控制器108，其中，雷同的組件假設具有相同的元件符號。於此情況中，該不連續傳導模式改正網路110會由一不連續傳導模式改正網路1110來取代，其會接收一電流感測訊號ISEN。ISEN代表一輸出電流，例如，被提供至一被耦合至輸出節點106之負載的負載電流，該輸出節點106會接收VO作為來源電壓。該負載電流可以直接被測量用以產生會被提供至該控制器1108的ISEN。該負載電流可以間接被測量用以產生ISEN。於其中一實施例中，舉例來說，流經該輸出電感器L的電流會受到監視並且會決定該電感器電流的DC數值並將其當作ISEN提供至該控制器1108。該不連續傳導模式改正網路1110會監視該ISEN訊號(而非PWM)並提供該ADJ值至頻率控制網路203，以便調整操作。
圖12所示的係根據一數位前端實施例的不連續傳導模式改正網路1210的簡化概略與方塊圖。於此情況中，負載電流(舉例來說，如ISEN所示)或切換週期(舉例來說，如PWM的脈衝之間的週期TSW所示)會被提供至一組N個比較器1211，每一個比較器1211都會接收N個臨界值THLD1至THLDN中的一對應臨界值(其中，N為一正整數)。該等比較器1211的輸出會提供一組N個觸發訊號TR1至TRN，它們會被提供至一邏輯解碼器/狀態選擇器1213的個別輸入，該邏輯解碼器/狀態選擇器1213會產生該ADJ值。因此，當該負載電流(舉例來說，如ISEN所示)及/或切換週期TSW達到特定預設條件(或可程式化的臨界值THLD1至THLDN)時，便可據以調整操作。該(等)調整值的位準係以觸發訊號TR1至TRN的數量為基礎，該等觸發訊號TR1至TRN係被提供用以表示ISEN或TSW的位準。
圖13所示的係根據一類比前端實施例的不連續傳導模式改正網路1310的簡化概略與方塊圖。於此情況中，負載電流(舉例來說，如ISEN所示)會被提供至一比較器1311，其會比較該感測負載電流和一臨界值THLD。ISEN也會被提供至一縮放與偏移網路1313，該縮放與偏移網路1313會經由一或多個切換器SW來輸出該ADJ值。比較器1311的輸出會被提供至一2輸入AND閘1315的其中一個輸入，該2輸入AND閘1315會在另一輸入處接收該不連續傳導模式訊號。當不連續傳導模式被斷定而表示不連續傳導模式係可允許(或可作用)以及當ISEN達到THLD時，該AND閘1315會閉合該切換器SW，俾使得該ADJ值會被提供用以調整操作。當然，倘若不連續傳導模式未被致能或者當ISEN不符合臨界值條件時，便不會調整操作。
圖14所示的係根據另一實施例的電流模式磁滯視窗控制調變器1400的簡化概略示意圖，其會被配置成用於以ADJ值為基礎來調整操作頻率操作。如本文中的用法，一調變器具有在一調節器之控制器裡面產生該脈衝控制訊號(舉例來說，PWM)的控制功能。VO或FB以及VREF會被提供至一具有補償網路(電阻器-電容器或RC網路)的誤差放大器1401，該誤差放大器1401會輸出VCOMP電壓給一視窗網路1403。該視窗網路1403雷同於圖4中所示者，不過，VCOMP會透過一對視窗電阻器RW而被置中於一上方視窗電壓VWP與一下方視窗電壓VWN之間。一跨導放大器1405或類似物會以該ADJ值為基礎來調整視窗電流IW。調整該視窗電流IW會調整調變器1400的操作頻率。舉例來說，在不連續傳導模式期間降低視窗電流會提高操作的頻率。
圖15所示的係根據另一實施例的恆定導通時間調變器1500的簡化概略示意圖，其會被配置成用於以ADJ值為基礎來調整PWM導通時間及操作頻率操作。於此情況中，VO或FB以及VREF會被提供至一誤差比較器1501的輸入，該誤差比較器1501的輸出係被用來設定一單擊式RS鎖存器1503，用以斷定PWM為高位準。當PWM為高位準時，一用於供給一電容器C的電流源會被用來重置該鎖存器，以便將PWM拉回低位準。當PWM為低位準時，一FET切換器1505或類似物會將該電容器C接地，用以在下一個PWM循環中保持重置低位準。該電流源通常具有一用於正常操作的預設或恆定位準。然而，於此情況中，該電流源係一可調整的跨導放大器1507，其具有一用以接收該ADJ值的輸入以及一用以提供電流給該電容器C的輸出。該ADJ值會調整在不連續傳導模式期間被提供至該電容器C的電流數額，用以調整該PWM訊號的脈衝寬度，其會進一步調整操作的頻率。舉例來說，提高電流會造成更快重置並且伴隨著對應的頻率提高而會讓PWM具有較窄的脈衝。
圖16所示的係根據另一實施例的電壓模式調變器1600的簡化概略示意圖，其會被配置成用於以該調整值為基礎來調整操作頻率。於此情況中，VO或FB以及VREF會被提供至一具有補償(圖中顯示為Z1與Z2，例如，一RC積分網路)的誤差放大器1601的個別輸入，用以產生要被提供給一比較器1603的VCOMP。該比較器1603會比較VCOMP和由一斜坡產生器1605所提供的PWM RAMP訊號，並且輸出該PWM訊號。該PWM RAMP訊號係由一電流源1607來產生，該電流源1607會提供一斜坡電流IRAMP給一電容器C。該電容器C的電壓會在一振盪器或類似物的控制下藉由一FET切換器1609或類似物被「清除」或重置回到零。該斜坡電流及該振盪器的頻率通常會被決定成用以在正常的操作期間提供所希的操作頻率。於此情況中，該振盪器係一壓控振盪器(Voltage-Controlled Oscillator，VCO)1611或類似物，其可由該調整值來調整用以在不連續傳導模式期間調整操作的頻率。該VCO的輸出會控制該FET切換器1609的閘極。雖然提高頻率亦可調整該PWM RAMP訊號的尖峰；但是，於各式各樣的實施例中，卻可能藉由調整IRAMP來保持該尖峰位準。於任何情況中，都會在不連續傳導模式期間調整操作的頻率。
圖17所示的係根據另一實施例的尖峰電流模式調變器1700的簡化概略示意圖，其會被配置成用於以該調整值為基礎來調整操作頻率。於此情況中，VO或FB以及VREF會被提供至一具有補償(Z1、Z2)的誤差放大器1701的個別輸入，用以產生要被提供給一比較器1703的VCOMP。該比較器1703會比較VCOMP和一電流斜坡訊號，並且輸出一重置訊號，用以重置一RS鎖存器1705，以便斷定PWM為低位準。該RS鎖存器1705會在正常操作期間被一振盪器或類似物設定而將PWM拉回高位準。於此情況中，該振盪器係一VCO 1707或類似物，其可由該調整值來調整用以在不連續傳導模式期間調整操作的頻率。因此，操作的頻率會在不連續傳導模式期間被調整。
圖18所示的係一用以調節PWM脈衝與週期的合成電流模式磁滯漣波調變器1800的簡化概略示意圖，其雷同於控制器408裡面所使用的調變器。依照在控制器408中所述之雷同的方式，會跨越一漣波電容器CR產生一漣波電壓VR。一漣波電阻器RR會被耦合至該漣波電壓並且接收一「共同」電壓VCOM，其操作方式雷同於前面所述的VREG。於此情況中，圖中所示的VR會被提供至一對比較器1801、1803(它們會施行一磁滯比較器)的個別輸入，以便比較VR和視窗電壓VWP(上方視窗電壓)與VWN(下方視窗電壓)。該等比較器1801、1803的輸出會被用來設定與重置一RS鎖存器1805，該RS鎖存器1805會在其Q輸出處產生該PWM訊號。一根據PWM之責任循環(D)而受到控制的切換器1807會以輸入電壓VIN(GM‧VIN)為基礎將一電流源1809切換至該漣波電容器CR，其方式雷同於上面針對跨導放大器101與切換器SW1所述者。再次地，PWM可以被用來控制該切換器，用以控制要被提供至該漣波電容器CR的來源電流。一電流槽1811會以輸出電壓VO(GM‧VO)為基礎來吸取電流，其方式雷同於從該漣波電容器CR處吸入電流。於此情況中，其並不會調整用以產生該來源電流的跨導裝置，相反地，一分離的跨導放大器1813會接收該調整值，用以調整當該切換器閉合時(當PWM為高位準時)要被提供至該漣波電容器CR的來源電流的數額。因此，舉例來說，該調整值會提高該來源電流，用以調整(縮短)PWM之脈衝寬度的導通時間。頻率亦可能會如前面所述般因而提高。
於一替代的實施例中，圖中雖然並未顯示，但是亦可利用該調整值來調整該吸入電流，用以調整(縮短)PWM之脈衝寬度的不導通時間。頻率亦可能會如前面所述般因而提高。因此，並聯於電流源1809的跨導放大器1813亦可能被放置成並聯於該電流槽1811。
圖19所示的係根據另一實施例的調節器1900的簡化概略示意圖，用以調整PWM不導通時間。該調整值會被提供至一計時器1901，該計時器1901的一輸出會被提供至一NAND閘1903的其中一個輸入。該NAND閘1903的輸出會被提供至一NOR閘1905的其中一個輸入，該NOR閘1905會在其另一輸入處接收PWM並且在其輸出處斷定LGD送往Q2的閘極。圖中所示的PWM雖然直接被提供至上方切換器Q1的閘極，但是，取而代之的係，PWM通常會被提供至一驅動器(圖中並未顯示)，該驅動器會產生一被提供至該上方切換器Q1(於此情況中，NOR閘1905的操作如同一驅動器)的上方閘極驅動(UGD)電壓。相位節點電壓VPH會被提供至一比較器1907的非反向輸入，該比較器1907的反向輸入會被耦合至GND(或是其它參考電壓)。該比較器1907的輸出會被提供至一AND閘的其中一個輸入，該AND閘會在其另一輸入處接收一反向的PWM訊號，而其輸出則會被提供至一RS鎖存器1911的設定輸入。PWM會被提供至該RS鎖存器1911的設定輸入，該RS鎖存器1911的Q輸出會被提供至該NAND閘1903的另一輸入。
圖19所示的係由該調整值來調整的操作。於此情況中，計時器1901係用來防止操作的頻率在正常的操作期間下降至預設的最小位準以下，例如，用以讓頻率保持在超音波位準處(舉例來說，在25kHz以上)。該調整值係用來調整該計時器1901的一或多個時序參數，用以在不連續傳導模式期間調整PWM不導通時間。該時序參數可能係計時器1901的暫停時間，例如，縮短暫停時間以便提高頻率。
圖20所示的係調節器1900之操作的時序圖。圖中繪製的係正常的不連續傳導模式操作(上面)以及經過調整的不連續傳導模式操作(下面)的VO、UGD、以及LGD相對於時間的時序圖，其中，該等對應的訊號會對齊以便圖解調整作用。如圖所示，在正常的不連續傳導模式操作中，UGD會被斷定(和變成高位準的PWM一致)，從而讓VO上升；接著，UGD會被否定(和變成低位準的PWM一致)，而LGD則會被斷定而導致VO下降。LGD會根據不連續傳導模式早期被關閉，而VO則會在UGD響應於PWM回到高位準而再次被斷定的下一個循環之前比較緩慢地下降。
如經過調整的不連續傳導模式操作中所示，虛線係拷貝自正常的關係圖。下方關係圖中的實線圖解的係經過調整的操作。於此情況中，計時器1901的時序參數已經過調整，從而導致LGD會比正常的情況更早被斷定，其會加速輸出電壓VO下降。此動作會早期觸發下一個PWM脈衝的開始時間，俾使得UGD會比正常的連續傳導模式操作更早被斷定。
圖21所示的係被配置成具有一包含一調節器2103之電源供應器2101的電腦系統2100的簡化方塊圖，該調節器2103被配置成具有根據本文所述之任何實施例或是具有根據本發明任何其它實施例的不連續傳導模式改正網路2105。該電源供應器2101會產生前述的供應電壓(舉例來說，VO)，其會提供電力給該電腦系統2100的的其它系統裝置。在圖中所示的實施例中，該電腦系統2100包含一處理器2107以及一週邊系統2109，兩者皆會被耦合成用以從該電源供應器2103處接收供應電壓。在圖中所示的實施例中，該週邊系統2109可能包含下面的任何組合：一系統記憶體2111，舉例來說，其包含RAM與ROM類型裝置以及記憶體控制器以及類似物的任何組合；以及一輸入/輸出(I/O)系統2113，其可能包含系統控制器以及類似物，例如，圖形控制器、中斷控制器、鍵盤與滑鼠控制器、系統儲存裝置控制器(舉例來說，用於硬碟機及類似物的控制器)、...等。圖中所示的系統僅具有示範性，因為熟習本技術的人士便會瞭解，許多該等處理器系統與支撐裝置亦可被整合在處理器晶片上。
雖然本文已經參考本發明的特定較佳版本非常詳細地說明過本發明；不過，亦可能會有其它版本與變化例並且可以採用。熟習本技術的人士便應該明白，他們能夠輕易地使用本文所揭示的概念及特定的實施例為基礎來設計或修正其它結構，用以實現本發明的相同目的，但卻不會脫離下面申請專利範圍所定義之本發明的精神與範疇。
100．．．降壓型DC-DC切換模式調節器
104．．．相位節點
106．．．輸出節點
108．．．控制器
110．．．不連續傳導模式改正網路
201．．．誤差放大器
202．．．跨導放大器
204．．．「漣波」節點
205．．．脈衝寬度調變器
206．．．跨導放大器
207．．．閘極驅動器
208．．．節點
209．．．不連續傳導模式控制網路
210．．．比較器
212．．．視窗電流產生器
213．．．視窗節點
214．．．誤差放大器
215．．．節點
216．．．補償網路
218．．．切換器驅動器
301．．．切換週期測量網路
303．．．記憶體
305．．．PWM脈衝導通時間解碼器
408．．．控制器
410．．．不連續傳導模式改正網路
901．．．不連續傳導模式改正網路
903．．．反向器
905~911．．．D型正反器(DFF)
913．．．反向器
915．．．NOR閘
917．．．反向器
919．．．反向器
921．．．延遲方塊
923．．．RS鎖存器
925．．．RS鎖存器
927．．．D型正反器(DFF)
929．．．D型正反器(DFF)
931．．．NAND閘
933．．．反向器
935．．．NAND閘
937．．．反向器
939．．．第一多工器
941．．．NOR閘
943．．．反向器
945．．．NAND閘
947．．．反向器
949．．．第二多工器
951．．．反向器
953．．．NAND閘
1108．．．控制器
1110．．．不連續傳導模式改正網路
1210．．．不連續傳導模式改正網路
1211．．．比較器
1213．．．邏輯解碼器/狀態選擇器
1310．．．不連續傳導模式改正網路
1311．．．比較器
1313．．．縮放與偏移網路
1315．．．AND閘
1400．．．電流模式磁滯視窗控制調變器
1401．．．誤差放大器
1403．．．視窗網路
1405．．．跨導放大器
1500．．．恆定導通時間調變器
1501．．．誤差比較器
1503．．．單擊式RS鎖存器
1505．．．FET切換器
1507．．．可調整的跨導放大器
1600．．．電壓模式調變器
1601．．．誤差放大器
1603．．．比較器
1605．．．斜坡產生器
1607．．．電流源
1609．．．FET切換器
1611．．．壓控振盪器(VCO)
1700．．．尖峰電流模式調變器
1701．．．誤差放大器
1703．．．比較器
1705．．．RS鎖存器
1707．．．壓控振盪器(VCO)
1800．．．合成電流模式磁滯漣波調變器
1801．．．比較器
1803．．．比較器
1805．．．RS鎖存器
1807．．．切換器
1809．．．電流源
1811．．．電流槽
1813．．．跨導放大器
1900．．．調節器
1901．．．計時器
1903．．．NAND閘
1905．．．NOR閘
1907．．．比較器
1909．．．AND閘
1911．．．RS鎖存器
2100．．．電腦系統
2101．．．電源供應器
2103．．．調節器
2105．．．不連續傳導模式改正網路
2107．．．處理器
2109．．．週邊系統
2111．．．系統記憶體
2113．．．輸入/輸出(I/O)系統
C．．．電容器
CO．．．輸出電容器
CR．．．漣波電容器
L．．．輸出電感器
Q1．．．功率電子切換器
Q2．．．功率電子切換器
RR．．．漣波電阻器
RW．．．視窗電阻器
SW．．．切換器
SW1．．．切換器
SW2．．．切換器
從上面的說明以及隨附的圖式中會更瞭解本發明的好處、特點、以及優點，其中：
圖1所示的係根據其中一實施例來施行的一降壓型DC-DC切換模式調節器的簡化方塊圖，其包含一具有不連續傳導模式(DCM)改正的控制器；
圖2所示的係根據一更明確示範性實施例的圖1的控制器的簡化概略與方塊圖，其中，該PWM訊號係被用來在不連續傳導模式期間偵測低負載條件，以便進行調整而改良調節效果；
圖3所示的係根據一示範性實施例的圖1的不連續傳導模式改正網路的更細部方塊圖；
圖4所示的係根據圖1之控制器的一更明確示範性實施例的一控制器的概略與方塊圖，其使用合成漣波來調節PWM脈衝與週期；
圖5所示的係根據其中一實施例用以圖解圖4之不連續傳導模式改正網路的操作的狀態圖；
圖6至8所示的分別係一測試設備中的輸出電壓調節、不連續傳導模式頻率、以及不連續傳導模式PVCC電流和輸出負載的函數關係圖；
圖9所示的係以PWM為基礎進行跨導增益調整之根據其中一實施例的不連續傳導模式改正網路的更詳細示意圖；
圖10所示的係圖9之不連續傳導模式改正網路的輸出訊號之模擬相對於VO的時序圖；
圖11所示的係根據另一示範性實施例的控制器的簡化概略與方塊圖，其中，一用於表示負載電流的訊號係被用來在不連續傳導模式期間偵測低負載條件，以便進行調整而改良調節效果；
圖12所示的係根據一數位前端實施例的不連續傳導模式改正網路的簡化概略與方塊圖；
圖13所示的係根據一類比前端實施例的不連續傳導模式改正網路的簡化概略與方塊圖；
圖14所示的係根據另一實施例的電流模式磁滯視窗控制調變器的簡化概略示意圖，其會被配置成用於以一調整值為基礎來調整操作頻率操作；
圖15所示的係根據另一實施例的恆定導通時間調變器的簡化概略示意圖，其會被配置成用於以該調整值為基礎來調整PWM導通時間及操作頻率操作；
圖16所示的係根據另一實施例的電壓模式調變器的簡化概略示意圖，其會被配置成用於以該調整值為基礎來調整操作頻率操作；
圖17所示的係根據另一實施例的尖峰電流模式調變器的簡化概略示意圖，其會被配置成用於以該調整值為基礎來調整操作頻率操作；
圖18所示的係一用以調節PWM脈衝與週期的合成電流模式磁滯漣波調變器的簡化概略示意圖，其雷同於在圖4之控制器裡面所使用的調變器；
圖19所示的係根據另一實施例的調節器的簡化概略示意圖，用以調整PWM不導通時間；
圖20所示的係圖19的調節器之操作的時序圖；以及
圖21所示的係被配置成具有一包含一調節器之電源供應器的電腦系統的簡化方塊圖，該調節器被配置成具有根據本文所述之任何實施例或是具有根據本發明任何其它實施例的不連續傳導模式改正網路。
100．．．降壓型DC-DC切換模式調節器
104．．．相位節點
106．．．輸出節點
108．．．控制器
110．．．不連續傳導模式改正網路
CO．．．輸出電容器
L．．．輸出電感器
Q1．．．功率電子切換器
Q2．．．功率電子切換器

Claims (33)

  1. 一種用於切換模式調節器的控制器，其中，該切換模式調節器可操作於不連續傳導模式(DCM)中，且會在不連續傳導模式期間當低於輕負載條件時達到一操作範圍極限，這會造成調節誤差，該控制器包括：一改正網路，其會在不連續傳導模式期間偵測表示該調節誤差的該低負載條件並且斷定一表示該低負載條件的調整值；其中，該改正網路會藉由將一調節感測訊號與至少一臨界值加以比較來偵測該低負載條件，且其中，該改正網路基於該至少一臨界值中哪一個臨界值為符合而將該調整值斷定為複數個數值中的其中一者；以及一調變器，其會產生一脈衝控制訊號且接收該調整值並且藉由降低脈衝控制訊號的脈衝寬度來調整該控制器的操作，以便在不連續傳導模式期間改良調節效果。
  2. 如申請專利範圍第1項的控制器，其中，該改正網路會測量該脈衝控制訊號的脈衝之間的週期並且偵測至少其中一週期超過預設時序臨界值時的該低負載條件。
  3. 如申請專利範圍第1項的控制器，其進一步包括：一輸入，用以接收一表示負載電流的電流感測訊號，作為該調節感測訊號；以及其中，該改正網路會偵測該電流感測訊號下降至一預設電流臨界值以下時的該低負載條件。
  4. 如申請專利範圍第1項的控制器，其中，該調變器會 產生一斜坡控制訊號，且其中，該調變器會以該調整值為基礎來調整該斜坡控制訊號。
  5. 如申請專利範圍第1項的控制器，其中，該調變器包括一放大器，其會提供一視窗電流用以產生一視窗電壓，且其中，該放大器會以該調整值為基礎來調整該視窗電流。
  6. 如申請專利範圍第1項的控制器，其中，該調變器會以該調整值為基礎來調整一脈衝控制訊號中至少一脈衝的導通時間。
  7. 如申請專利範圍第1項的控制器，其中，該調變器會以該調整值為基礎來調整一脈衝控制訊號中脈衝之間的不導通時間。
  8. 如申請專利範圍第1項的控制器，其中，該調變器包括一放大器，其具有會以該調整值為基礎被調整的增益。
  9. 如申請專利範圍第1項的控制器，其中，該調變器包括一放大器，其具有用以接收該調整值的至少一輸入。
  10. 如申請專利範圍第1項的控制器，其中，該調變器包括一壓控振盪器，其具有會被該調整值調整的頻率。
  11. 如申請專利範圍第1項的控制器，其中，該調變器包括一計時器，其具有會被該調整值調整的暫停時間週期。
  12. 如申請專利範圍第1項的控制器，其中：該改正網路包括一時序網路，其會比較該脈衝控制訊號中的脈衝之間的週期和一第一臨界時間持續長度及一第二臨界時間持續長度，其中，該第二臨界時間持續長度大於該第一臨界時間持續長度；以及 其中，該改正網路會先將該調整值斷定為一內定值，其中，該改正網路會在超過該第二臨界時間持續長度時將該調整值斷定為一第一調整值，其中，該改正網路會在超過該第一臨界時間持續長度時讓調整值保持在該第一調整值，且其中，該改正網路會在沒有超過該第一臨界時間持續長度時將該調整值斷定為該內定值。
  13. 如申請專利範圍第12項的控制器，其中，該時序網路會比較該脈衝控制訊號中的脈衝之間的週期和一第三臨界時間持續長度，該第三臨界時間持續長度大於該第二臨界時間持續長度，且其中，當該調整值為該第一調整值時且當超過該第三臨界時間持續長度時該改正網路會將該調整值斷定為一第二調整值。
  14. 如申請專利範圍第13項的控制器，其中，該時序網路會比較該脈衝控制訊號中的脈衝之間的週期和一第四臨界時間持續長度，該第四臨界時間持續長度大於該第一臨界時間持續長度但是小於該第二臨界時間持續長度，且其中，當該調整值為該第二調整值時且當超過該第一臨界時間持續長度卻沒有超過該第四臨界時間持續長度時該改正網路會將該調整值斷定為該第一調整值。
  15. 如申請專利範圍第1項的控制器，其中，該改正網路包括：複數個比較器，每一者皆會比較該調節感測訊號和複數個不同臨界值中的一對應臨界值，並且提供對應複數個觸發訊號；以及 一解碼器，其會以被提供的該等複數個觸發訊號中的數個觸發訊號為基礎將該調整值斷定為複數個不同位準中的其中一者。
  16. 如申請專利範圍第1項的控制器，其中該改正網路包括：一切換週期測量網路，其會測量該脈衝控制訊號的脈衝之間的週期並且輸出一目前切換週期值；一記憶體，其會接收該目前切換週期值並且提供前一個切換週期值；以及一脈衝解碼器，其會接收該目前切換週期值與該前一個切換週期值並且輸出該調整值。
  17. 如申請專利範圍第1項的控制器，其中，該改正網路控制該調變器，以便藉由早期觸發由該調變器所產生的脈衝控制訊號上之下一個脈衝的開始時間來降低脈衝不導通時間。
  18. 一種能夠在不連續傳導模式(DCM)期間改良一調節器之調節準確性以便提供一輸出電壓的方法，其中，該調節器會在不連續傳導模式期間當低於輕負載條件時達到一操作範圍極限，這會造成調節誤差，該方法包括：調變一誤差訊號，用以調節該輸出電壓的位準，其中包括產生一脈衝控制訊號；在不連續傳導模式期間偵測表示該調節誤差的該低負載條件並且提供一表示該低負載條件的調整值，其中，該偵測該低負載條件包括將一調節感測訊號與至少一臨界值 加以比較，且其中，該提供調整值包括基於該至少一臨界值中哪一個臨界值為符合而將該調整值斷定為複數個數值中的其中一者；以及以該調整值為基礎而藉由在不連續傳導模式期間降低該脈衝控制訊號的脈衝寬度來調整該調變，以便降低該調節誤差。
  19. 如申請專利範圍第18項的方法，其中，該偵測該低負載條件包括比較該脈衝控制訊號中的脈衝之間的週期和至少一時序臨界值。
  20. 如申請專利範圍第18項的方法，其進一步包括：接收一表示輸出電流的電流感測訊號，作為該調節感測訊號；以及其中，該偵測該低負載條件包括比較該電流感測訊號和至少一電流臨界值。
  21. 如申請專利範圍第18項的方法，其中，該調變包括產生一斜坡控制訊號，且其中，該調整該調變包括調整該斜坡控制訊號。
  22. 如申請專利範圍第18項的方法，其中，該調變包括產生一視窗電壓，且其中，該調整該調變包括調整該視窗電壓。
  23. 如申請專利範圍第18項的方法，其中，該調變包括產生一振盪訊號，且其中，該調整該調變包括調整該振盪訊號的頻率。
  24. 如申請專利範圍第18項的方法，其中，該調整該調 變包括調整該脈衝控制訊號中至少一脈衝的脈衝寬度。
  25. 如申請專利範圍第18項的方法，其中：該調整該調變包括調整該脈衝控制訊號的脈衝之間的不導通時間。
  26. 如申請專利範圍第22項的方法，其中，該調整該調變包括調整一用於該調變一誤差訊號的放大器的增益。
  27. 如申請專利範圍第18項的方法，其中，該調整該調變包括調整一用於該調變一誤差訊號的放大器的輸入。
  28. 如申請專利範圍第18項的方法，其中，該調整該調變包括調整一用於該調變一誤差訊號的計時器的暫停時間週期。
  29. 如申請專利範圍第18項的方法，其中，該偵測該低負載條件包括比較該調節感測訊號和複數個臨界值，且其中，該提供一調整值包括以符合該等複數個臨界值中哪一個臨界值為基礎將該調整值斷定為複數個數值中的其中一者。
  30. 一種電腦系統，其包括：一處理器；一週邊系統，其會被耦合至該處理器，該週邊系統包括記憶體；以及一切換模式調節器，其會被耦合至該處理器與該週邊系統，該切換模式調節器包括：一切換網路，其會以一脈衝控制訊號為基礎將一輸入電壓轉換成一輸出電壓，其中，該切換網路在正 常操作期間會有一連續傳導模式(CCM)而在低負載條件期間則會有一不連續傳導模式(DCM)；一誤差網路，其會比較一表示該輸出電壓的訊號和一參考訊號，並且提供一表示其比較結果的誤差訊號，其中，在低於輕負載條件時，該誤差網路會達到飽和而造成調節誤差；一調變器，其會接收該誤差訊號，其會產生該脈衝控制訊號用以控制該切換網路以便調節該輸出電壓，而且其會以一調整值為基礎而藉由降低該脈衝控制訊號的脈衝寬度來調整調變操作；以及一改正網路，其會在該不連續傳導模式期間偵測表示調節誤差的該低負載條件，並且會在偵測到該低負載條件時斷定該調整值，以便避免該誤差網路達到飽和，其中，該改正網路會藉由將一調節感測訊號與至少一臨界值加以比較來偵測該低負載條件，且其中，該改正網路基於該至少一臨界值中哪一個臨界值為符合而將該調整值斷定為複數個數值中的其中一者。
  31. 如申請專利範圍第30項的電腦系統，其中，該改正網路會測量該脈衝控制訊號的脈衝之間的週期並且偵測至少其中一週期超過至少一預設時序臨界值時的該低負載條件。
  32. 如申請專利範圍第30項的電腦系統，其中，該改正網路會接收一表示輸出電流的電流感測訊號並且會偵測該 電流感測訊號下降至一預設電流臨界值以下時的該低負載條件。
  33. 如申請專利範圍第30項的電腦系統，其中，該調變會以該調整值為基礎來調整下面其中一者：該脈衝控制訊號的脈衝導通時間、該脈衝控制訊號的脈衝不導通時間、以及調變頻率。
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