JP2006191741A - 直流変換装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】高信頼性を有し、安価で高効率な直流変換装置を提供する。
【解決手段】トランスＴの１次巻線Ｐ１に直列に接続された主スイッチＱ１とトランスＴの１次巻線Ｐ１の両端に接続され旦つコンデンサＣ２及び補助スイッチＱ２からなる直列回路の補助スイッチＱ２とを交互にオン／オフさせることによりトランスＴの２次巻線Ｓ１の電圧を整流平滑して直流出力を得る直流変換装置において、直流出力と基準電圧とを比較して誤差を検出する誤差検出手段４０と、誤差検出手段４０で検出された誤差に基づき主スイッチＱ１と補助スイッチＱ２のオン／オフを制御する制御回路１１と、補助スイッチＱ２とコンデンサＣ２との接続点の出力を電源として制御回路１１に供給することにより制御回路１１を起動する起動手段Ｒ１、ＳＷとを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、高信頼性、高効率な直流変換装置に関する。
図８は従来の直流変換装置の回路構成図である（特許文献１）。図８に示す直流変換装置は、アクティブクランプ方式と呼ばれるもので、交流電源Ｖａｃからの交流電圧を整流するブリッジ回路ＢＤと、ブリッジ回路ＢＤの出力を平滑するコンデンサＣ１とを有し、コンデンサＣ１の両端には、トランスＴの１次巻線Ｐ１（巻数Ｎｐ）とＭＯＳＦＥＴ（以下、ＦＥＴと称する。）等からなる主スイッチＱ１とからなる直列回路が接続されている。コンデンサＣ１の両端電圧を入力電圧Ｖｉｎとする。
トランスＴの１次巻線Ｐ１の両端には、ＦＥＴ等からなる補助スイッチＱ２とコンデンサＣ２とからなる直列回路が接続されている。主スイッチＱ１及び補助スイッチＱ２は、制御回路１１１のＰＷＭ制御により交互にオン／オフするようになっている。
また、トランスＴの１次巻線Ｐ１と同相電圧が発生するように巻回されたトランスＴの２次巻線Ｓ１（巻数Ｎｓ）には、ダイオードＤ１０、Ｄ１１とリアクトルＬ１０とコンデンサＣ１０とからなる整流平滑回路が接続されている。この整流平滑回路は、トランスＴの２次巻線Ｓ１に誘起された電圧（オン／オフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を負荷３０に供給する。
また、トランスＴの１次巻線Ｐ１と逆相電圧が発生するように巻回されたトランスＴの補助巻線Ｓ２（巻数ＮＡ）には、ダイオードＤ１とコンデンサＣ３とからなる整流平滑回路が接続されている。この整流平滑回路は、トランスＴの補助巻線Ｓ２に誘起された電圧を整流平滑し、得られた直流電圧を電圧Ｖｃｃとして制御回路１１１に供給する。
制御回路１１１は、誤差検出手段４０からの誤差電圧（出力電圧Ｖｏと基準電圧との差電圧）に基づき、主スイッチＱ１をオン／オフ制御するためのパルスからなるＱ１制御信号Ｑ１ｃ及び補助スイッチＱ２をオン／オフ制御するためのパルスからなるＱ２制御信号Ｑ２ｃ（Ｑ１制御信号Ｑ１ｃと逆位相を有する）を生成するとともに、出力電圧Ｖｏが所定電圧となるようにＱ１制御信号Ｑ１ｃ及びＱ２制御信号Ｑ２ｃのデューティ比を制御する。
さらに、直流変換装置は、ローサイドドライバ１１２及びハイサイドドライバ１１３を備えている。ローサイドドライバ１１２は、制御回路１１１からのＱ１制御信号Ｑ１ｃを増幅してＱ１ゲート信号Ｑ１ｇを生成し、主スイッチＱ１のゲートに印加して主スイッチＱ１を駆動する。ハイサイドドライバ１１３は、制御回路１１１からのＱ２制御信号Ｑ２ｃを増幅してＱ２ゲート信号Ｑ２ｇを生成し、補助スイッチＱ２のゲートに印加して補助スイッチＱ２を駆動する。
次に、このように構成された直流変換装置の動作を図９〜図１２に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。
今、主スイッチＱ１のオンデューティ（主スイッチＱ１がオンしている比率）をＤ（０＜Ｄ＜１）とすると、出力電圧Ｖｏは、下記式（１）で表すことができる。
Ｖｏ=Ｖｉｎ・（Ｎｓ／Ｎｐ）・Ｄ・・・（１）
また、主スイッチＱ１がオンしている間にトランスＴの１次巻線Ｐ１に印加される電圧と補助スイッチＱ２がオフしている時にトランスＴの１次巻線Ｐ１に印加される電圧は等しいことから、下記式（２）が成り立つ。
Ｖｉｎ・Ｄ＝Ｖｃ・（１−Ｄ）・・・（２）
式（２）から、
Ｖｃ＝Ｖｉｎ・Ｄ／（１−Ｄ）・・・（３）
式（１）から、
Ｄ＝（Ｖｏ／Ｖｉｎ）・（Ｎｐ／Ｎｓ）・・・（４）
となる。従って、コンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃは、
Ｖｃ＝（Ｖｏ・（Ｎｐ／Ｎｓ））／（１−（Ｖｏ／Ｖｉｎ）・（Ｎｐ／Ｎｓ））
・・・（５）
となる。
ただし、０＜（Ｖｏ・Ｎｐ）／（Ｖｉｎ・Ｎｓ）＜１とする。このため、入力電圧Ｖｉｎが小さくなるほど大きくなる。
図９及び図１０は従来の直流変換装置における入力電圧ＶｉｎとコンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃの関係を説明するための波形図であり、図９は入力電圧Ｖｉｎが高い時の動作波形、図１０は入力電圧Ｖｉｎが低い時の動作波形を示している。
図９に示すように、入力電圧Ｖｉｎが例えば３７５Ｖと高い場合には、例えば２４Ｖの出力電圧Ｖｏ及び１０Ａの出力電流を得るためには、主スイッチＱ１のオン期間（ドレイン−ソース間の電圧ＶｄｓがＬレベルである期間）は短い。主スイッチＱ１のオン期間に、トランスＴの１次巻線Ｐ１を介して主スイッチＱ１にドレイン電流Ｉｄが流れる。この場合、コンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃは、１００Ｖ程度である。
一方、図１０に示すように、入力電圧Ｖｉｎが例えば１００Ｖと低い場合には、主スイッチＱ１のオン期間は、例えば２４Ｖの出力電圧Ｖｏ及び１０Ａの出力電流を得るために長くなる。この場合、コンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃは、３７０Ｖ程度と高くなる。
このため、図８に示す直流変換装置では、図１１のエンベロープ波形（各波形の最大値の軌跡）に示すように、時刻ｔ１において交流電源Ｖａｃの供給が停止された場合、入力電圧Ｖｉｎが徐々に低下するとともにコンデンサＣ２の両端の電圧Ｖｃが徐々に上昇する。これに伴って、補助巻線Ｓ２、ダイオードＤ１及びコンデンサＣ３で生成される電圧Ｖｃｃの電圧が低下する。そして、時刻ｔ２において電圧Ｖｃｃの電圧が制御回路１１１の停止電圧に達すると、制御回路１１１が停止し、主スイッチＱ１と補助スイッチＱ２が共にオフ状態になる。従って、コンデンサＣ２の放電経路がなくなり、コンデンサＣ２の両端には大きな電圧Ｖｃが保持された状態になる。
この状態で、交流電源Ｖａｃが投入されて再度入力電圧Ｖｉｎが印加されると、起動手段としての起動抵抗Ｒ１を介して電圧Ｖｃｃの電圧が上昇し、電圧Ｖｃｃの電圧が制御回路１１１の起動電圧に達すると、主スイッチＱ１と補助スイッチＱ２とが交互にオン／オフを行なうスイッチング動作を開始する。このとき、図１２のエンベロープ波形（各波形の最大値の軌跡）に示すように、時刻ｔ３において補助スイッチＱ２がオンすると、コンデンサＣ２に保持されている高い電圧Ｖｃと入力電圧Ｖｉｎとが加算された電圧「Ｖｃ＋Ｖｉｎ」が主スイッチＱ１に印加される。このため、定常状態では印加されない大きな電圧が主スイッチＱ１に印加されるため、破損を防止するために、主スイッチＱ１として電圧耐量の大きな素子を使用する必要がある。
なお、関連する技術として、特許文献２は、電力変換効率を高め、併せて機器の小型化を図ることのできるトランス方式ＤＣ−ＤＣコンバータを開示している。このトランス方式ＤＣ−ＤＣコンバータは、電池（低電圧直流電源）と逆流防止ダイオードと高周波トランスの１次巻線とスイッチングトランジスタとで閉ループ回路が構成され、スイッチングトランジスタのＯＮ／ＯＦＦの制御回路の起動用電源を電池から起動用ダイオードを介して印加し、高周波トランスのリーケージインダクタンスに蓄積されたエネルギーを吸収するスナバ回路を１次巻線に並列接続してある。スナバ回路は整流ダイオードとコンデンサとツェナーダイオードからなり、コンデンサに充電されたツェナー電圧を他の逆流防止ダイオードを介して制御回路の電源として印加する。
特開２０００−９２８２９号公報 特開平５−１７６５３３号公報
上述したように、従来のアクティブクランプ方式を用いた直流変換装置にあっては、直流変換装置を停止するときに主スイッチＱ１と補助スイッチＱ２とが共にオフ状態になるので、コンデンサＣ２に高い電圧Ｖｃが充電された状態になり、直流変換装置を再起動するときに主スイッチＱ１に定常状態より大きな電圧が印加される。
その結果、主スイッチＱ１が破損したり、この破損を回避するために主スイッチＱ１に電圧耐量の大きな素子を使用する必要があり、直流変換装置が高価になり、また効率低下を招くという問題がある。
本発明は、上述した問題を解消するためになされたものであり、高信頼性を有し、安価で高効率な直流変換装置を提供することにある。
本発明は、前記課題を解決するために以下の手段を採用した。請求項１の発明は、トランスの１次巻線に直列に接続された主スイッチとトランスの１次巻線の両端に接続され旦つコンデンサ及び補助スイッチからなる直列回路の補助スイッチとを交互にオン／オフさせることによりトランスの２次巻線の電圧を整流平滑して直流出力を得る直流変換装置において、前記直流出カと基準電圧を比較して誤差を検出する誤差検出手段と、前記誤差検出手段で検出された誤差に基づき前記主スイッチと補助スイッチのオン／オフを制御する制御回路と、前記補助スイッチとコンデンサとの接続点の出力を電源として前記制御回路に供給することにより該制御回路を起動する起動手段とを備えることを特徴する。
請求項２の発明は、請求項１記載の発明において、前記起動手段は、前記制御回路からの制御信号によりオン／オフするスイッチと、前記スイッチに直列に接続された抵抗とを備えることを特徴とする。
請求項３の発明は、請求項１記載の発明において、前記起動手段は、前記制御回路からの制御信号によりオン／オフするスイッチと、前記スイッチに直列に接続された定電流手段とを備えることを特徴とする。
請求項４の発明は、請求項２又は請求項３記載の直流変換装置において、前記制御回路は、該制御回路が動作している間には前記スイッチをオフし、該制御回路が停止している間にはオンする制御信号を前記スイッチに供給することを特徴とする。
請求項５の発明は、請求項１記載の直流変換装置において、前記トランスは、前記１次巻線と結合する補助巻線を備え、前記起動手段は、前記補助巻線に発生した電圧によりオン／オフするスイッチと、前記スイッチによりオン／オフが制御される定電流回路とを備え、前記スイッチは、前記補助巻線に発生した電圧により前記制御回路が動作している間にはオンし、前記制御回路が停止している間にはオフすることを特徴とする。
請求項６の発明は、請求項１記載の直流変換装置において、前記起動手段は、前記制御回路からの制御信号によりオン／オフするスイッチと、前記スイッチによりオン／オフが制御される定電流回路とを備えることを特徴とする。
請求項７の発明は、請求項６記載の直流変換装置において、前記制御回路は、該制御回路が動作している間には前記スイッチをオンし、該制御回路が停止している間にはオフする制御信号を前記スイッチに供給することを特徴とする。
本発明によれば、制御回路の起動時の電源をアクティブクランプのコンデンサから取るように構成したので、起動時に、アクティブクランプのコンデンサに蓄えられている電荷を制御回路の制御電源を構成するコンデンサに移すことによりアクティブクランプのコンデンサに蓄えられた電荷を放電させることができる。
従って、直流変換動作が停止された後に再起動する場合であってもアクティブクランプのコンデンサに高い電圧が充電された状態にならないので、主スイッチに定常状態より大きな電圧が印加されることがない。その結果、主スイッチに電圧耐量の大きな素子を使用する必要がなく、安価で高効率な直流変換装置を提供することができる。
以下、本発明に係る直流変換装置の実施の形態を、図面を参照して詳細に説明する。
図１は実施例１の直流変換装置の回路構成図である。なお、図１において、図８に示した構成部分と同一部分には同一符号を付し、その説明を省略する。
図１に示す直流変換装置において、制御回路１１を起動するための起動手段は、起動抵抗Ｒ１とスイッチＳＷとから構成されている。起動抵抗Ｒ１の一端はコンデンサＣ２（アクティブクランプコンデンサ）と補助スイッチＱ２のドレインとの接続点に接続され、起動抵抗Ｒ１の他端はスイッチＳＷを介して電圧Ｖｃｃが供給される制御電源ラインに接続されている。スイッチＳＷは、制御回路１１からの制御信号ＣＳにより開閉されるようになっている。
主スイッチＱ１及び補助スイッチＱ２は、共にオフとなる期間（デットタイム）を有し、制御回路１１のＰＷＭ制御により交互にオン／オフするようになっている。
制御回路１１は、主スイッチＱ１及び補助スイッチＱ２をオン／オフ制御するためのＱ１制御信号Ｑ１ｃと、Ｑ１制御信号Ｑ１ｃとは逆相のＱ２制御信号Ｑ２ｃを生成する。制御回路１１は、起動後には、補助巻線Ｓ２、ダイオードＤ１及びコンデンサＣ３からなる制御電源が生成する電圧Ｖｃｃによって動作する。
また、制御回路１１は、電圧Ｖｃｃの電圧が制御回路１１の起動電圧に達する前は、スイッチＳＷをオンさせ、起動電圧に達した後はスイッチＳＷをオフさせるための制御信号ＣＳを生成し、スイッチＳＷに送る。
また、直流変換装置は、ローサイドドライバ１２及びハイサイドドライバ１３を備えている。ローサイドドライバ１２は、制御回路１１からのＱ１制御信号Ｑ１ｃを増幅してＱ１ゲート信号Ｑ１ｇを生成し、主スイッチＱ１のゲートに印加して主スイッチＱ１を駆動する。ハイサイドドライバ１３は、制御回路１１からのＱ２制御信号Ｑ２ｃを増幅してＱ２ゲート信号Ｑ２ｇを生成し、補助スイッチＱ２のゲートに印加して補助スイッチＱ２を駆動する。
さらに、誤差検出手段４０は、出力電圧Ｖｏと基準電圧との誤差電圧を検出し、この誤差電圧を制御回路１１にフィードバックする。
次に、このように構成された実施例１の直流変換装置のスイッチング動作を説明する。
まず、交流電源Ｖａｃを投入すると、交流電源Ｖａｃの交流電圧はブリッジ回路ＢＤで全波整流されてコンデンサＣ１に印加される。電圧Ｖｃｃの電圧が制御回路１１の起動電圧に達していない場合には、スイッチＳＷは、制御回路１１からの制御信号ＣＳによりオンされる。
従って、コンデンサＣ２に蓄えられている電荷は、起動抵抗Ｒ１及びスイッチＳＷを介してコンデンサＣ３に移されて放電される。そして、電圧Ｖｃｃが上昇し、制御回路１１の起動電圧に達すると、主スイッチＱ１と補助スイッチＱ２とのスイッチング動作が開始され、これにより直流変換動作が開始される。
まず、主スイッチＱ１がオンすると、入力電圧ＶｉｎからトランスＴの１次巻線Ｐ１を介して主スイッチＱ１に電流が流れる。このとき、整流平滑回路には、Ｓ１→Ｄ１０→Ｌ１０→Ｃ１０→Ｓ１と電流が流れる。
次に、主スイッチＱ１をオフさせると、トランスＴの１次巻線Ｐ１と、トランスＴの１次及び２次巻線間のリーケージインダクタンスに蓄えられたエネルギーにより主スイッチＱ１（ＦＥＴのドレイン・ソース間）に形成された寄生コンデンサ（図示せず）が充電され電圧共振が形成されて、主スイッチＱ１の電圧が上昇する。また、整流平滑回路では、Ｌ１０→Ｃ１０→Ｄ１１→Ｌ１０と電流が流れて、負荷３０に電流を供給する。
次に、補助スイッチＱ２をオンさせると、トランスＴの１次巻線Ｐ１に蓄えられたエネルギーがコンデンサＣ２に供給され、コンデンサＣ２が充電されていく。次に、コンデンサＣ２に蓄えられたエネルギーは、Ｃ２→Ｑ２→Ｐ１→Ｃ２に流れる。
次に、実施例１の直流変換装置の直流変換動作の停止時及び再起動時における動作を図２に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。
背景技術の欄において、図１１を参照しながら既に説明したように、時刻ｔ１において交流電源Ｖａｃの供給が停止された場合、入力電圧Ｖｉｎが徐々に低下するとともにコンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃが徐々に上昇する。これに伴って、補助巻線Ｓ２、ダイオードＤ１及びコンデンサＣ３で生成される電圧Ｖｃｃの電圧が低下する。
そして、時刻ｔ２において、電圧Ｖｃｃの電圧が、制御回路１１の停止電圧に達すると、Ｑ１制御信号Ｑ１ｃ及びＱ２制御信号Ｑ２ｃがＬレベルになり、主スイッチＱ１及び補助スイッチＱ２はオフ状態になる。このため、図１１に示すように、コンデンサＣ２の電荷はそのまま保持され、コンデンサＣ２の両端の電圧Ｖｃは高い電圧を維持する。そして、直流変換動作が停止する。
交流電源Ｖａｃの供給が停止された状態で、交流電源Ｖａｃが投入されて再度入力電圧Ｖｉｎが印加されると、主スイッチＱ１と補助スイッチＱ２とが交互にオン／オフを開始する。このとき、電圧Ｖｃｃの電圧が制御回路１１の起動電圧に達する前は、スイッチＳＷは、制御回路１１からの制御信号ＣＳによりオンされているので、コンデンサＣ２に蓄えられている電荷は、コンデンサＣ３に移されて放電される。従って、図２のエンベロープ波形（各波形の最大値の軌跡）に示すように、時刻ｔ３において補助スイッチＱ２がオンする時点では、コンデンサＣ２に保持されている電圧Ｖｃはゼロであるため、入力電圧Ｖｉｎのみが主スイッチＱ１に印加される。
このため、定常状態と同じ電圧が主スイッチＱ１に印加されることになるため、主スイッチＱ１として電圧耐量の大きな素子を使用する必要はない。従って、直流変換装置を安価に構成できるとともに、損失を低減させて変換効率を向上させることができる。
次に実施例２の直流変換装置を説明する。実施例２の直流変換装置では、実施例１の直流変換装置における起動抵抗Ｒ１の代わりに、定電流源ＣＣを使用したことを特徴とする。
図３は実施例２の直流変換装置の回路構成図である。この直流変換装置では、制御回路１１を起動するための起動手段は、定電流源ＣＣとスイッチＳＷから構成されており、具体的には、図１に示した実施例１の直流変換装置の起動抵抗Ｒ１が定電流源ＣＣに置き換えられて構成されている。
定電流源ＣＣは、本発明の定電流手段に対応し、コンデンサＣ２に蓄えられた電荷を一定の電流で出力する。定電流源ＣＣとしては、周知の種々の回路を用いることができる。
この実施例２の直流変換装置によれば、上述した実施例１の直流変換装置と同様に、交流電源Ｖａｃの供給が停止された状態で、交流電源Ｖａｃが投入されて再度入力電圧Ｖｉｎが印加された場合であっても、入力電圧Ｖｉｎのみが主スイッチＱ１に印加されるので、定常状態と同じ電圧が主スイッチＱ１に印加されることになり、主スイッチＱ１として電圧耐量の大きな素子を使用する必要はない。従って、直流変換装置を安価に構成できるとともに、損失を低減させて変換効率を向上させることができる。
実施例３の直流変換装置は、実施例１の直流変換装置におけるスイッチＳＷとしてトランジスタを使用したことを特徴とする。
図４は実施例３の直流変換装置の回路構成図である。この直流変換装置では、制御回路１１を起動するための起動手段は、起動抵抗Ｒ１、ＦＥＴからなるスイッチＱ３及び抵抗Ｒ２から構成されている。即ち、この直流変換装置は、図１に示す直流変換装置のスイッチＳＷとしてスイッチＱ３が用いられるとともに、抵抗Ｒ２が追加されて構成されている。
スイッチＱ３のソースは制御電源ライン（電圧Ｖｃｃ）に接続され、ドレインは起動抵抗Ｒ１に接続され、ゲートは制御回路１１に接続されている。このゲートには制御回路１１から制御信号ＣＳが供給される。また、抵抗Ｒ２は、コンデンサＣ２と補助スイッチＱ２との接続点とスイッチＱ３のゲートとの間に接続されている。
このように構成された実施例３の直流変換装置によれば、交流電源Ｖａｃを投入し、電圧Ｖｃｃの電圧が制御回路１１の起動電圧に達していない場合には、スイッチＱ３は、制御回路１１からの制御信号ＣＳによりオンされる。従って、コンデンサＣ２に蓄えられている電荷は、Ｃ２→Ｒ１→Ｑ３→Ｃ３とコンデンサＣ３に移されて放電される。そして、電圧Ｖｃｃが上昇し、制御回路１１の起動電圧に達すると、主スイッチＱ１と補助スイッチＱ２とのスイッチング動作が開始される。
また、交流電源Ｖａｃの供給が停止された状態で、交流電源Ｖａｃが投入されて再度入力電圧Ｖｉｎが印加された場合には、電圧Ｖｃｃの電圧が制御回路１１の起動電圧に達する前は、スイッチＱ３は、制御回路１１からの制御信号ＣＳによりオンされるので、コンデンサＣ２に蓄えられている電荷は、コンデンサＣ３に移されて放電される。従って、入力電圧Ｖｉｎのみが主スイッチＱ１に印加される。即ち、実施例１の直流変換装置と同様に動作するとともに、同様な効果が得られる。
図５は実施例４の直流変換装置の回路構成図である。この直流変換装置では、制御回路１１を起動するための起動手段は、ＦＥＴからなるスイッチＱ４、抵抗Ｒ２、抵抗Ｒ３、ツェナーダイオードＤ２及びダイオードＤ３からなる定電流回路とこの定電流回路をオン／オフするＦＥＴからなるスイッチＱ３から構成されている。コンデンサＣ２と補助スイッチＱ２の接続点にはスイッチＱ４のドレインが接続され、スイッチＱ４のソースは抵抗Ｒ３を介してダイオードＤ３のアノードに接続され、ダイオードＤ３のカソードは制御電源ライン（電圧Ｖｃｃ）に接続されている。
また、コンデンサＣ２と補助スイッチＱ２の接続点には抵抗Ｒ２の一端が接続され、抵抗Ｒ２の他端はスイッチＱ４のゲート、ツェナーダイオードＤ２のカソード及びスイッチＱ３のドレインに接続されている。ツェナーダイオードＤ２のアノードは、抵抗Ｒ３とダイオードＤ３との接続点に接続されている。スイッチＱ３のソースはグランドライン（ＧＮＤ）に接続され、ゲートは制御回路１１に接続されている。このスイッチＱ３のゲートに、制御回路１１から制御信号ＣＳが供給される。
制御回路１１は、電圧Ｖｃｃの電圧が制御回路１１の起動電圧に達する前は、スイッチＱ３をオフさせ、起動電圧に達した後はスイッチＱ３をオンさせるための制御信号ＣＳを生成し、スイッチＱ３に送る。
このように構成された実施例４の直流変換装置によれば、交流電源Ｖａｃを投入し、電圧Ｖｃｃの電圧が制御回路１１の起動電圧に達していない場合には、スイッチＱ３は、制御回路１１からの制御信号ＣＳによりオフされる。従って、スイッチＱ４がオンとなり、コンデンサＣ２に蓄えられている電荷は、コンデンサＣ３に移されて放電される。そして、電圧Ｖｃｃが上昇し、制御回路１１の起動電圧に達すると、主スイッチＱ１と補助スイッチＱ２とのスイッチング動作が開始される。
また、交流電源Ｖａｃの供給が停止された状態で、交流電源Ｖａｃが投入されて再度入力電圧Ｖｉｎが印加された場合には、電圧Ｖｃｃの電圧が制御回路１１の起動電圧に達する前は、スイッチＱ３は、制御回路１１からの制御信号ＣＳによりオフされ、スイッチＱ４がオンされるので、コンデンサＣ２に蓄えられている電荷は、コンデンサＣ３に移されて放電される。従って、入力電圧Ｖｉｎのみが主スイッチＱ１に印加される。即ち、実施例１の直流変換装置と同様に動作するとともに、同様な効果が得られる。
図６は実施例５の直流変換装置の回路構成図である。この直流変換装置は、実施例４の直流変換装置に対して、コンデンサＣ２の一端が補助スイッチＱ２とグランドとの接続点に接続されている点が異なる。
このような実施例５の直流変換装置によっても、実施例４の直流変換装置と同様に動作し、同様な効果が得られる。
図７は実施例６の直流変換装置の回路構成図である。この直流変換装置では、図５に示す実施例４の直流変換装置の構成に、ダイオードＤ４とコンデンサＣ４を追加したことを特徴とする。ダイオードＤ４のカソードは、スイッチＱ３のゲートに接続され、ダイオードＤ４のアノードは、トランスＴの補助巻線Ｓ２とダイオードＤ１のアノードとの接続点に接続されている。コンデンサＣ４は、ダイオードＤ４のカソードとスイッチＱ３のソースとの間に接続されている。
このように構成された実施例６の直流変換装置によれば、交流電源Ｖａｃを投入し、電圧Ｖｃｃの電圧が制御回路１１の起動電圧に達していない場合には、スイッチＱ１，Ｑ２は共にオフであり、補助巻線Ｓ２に電圧が発生しないので、スイッチＱ３は、オフである。従って、スイッチＱ４がオンとなり、コンデンサＣ２に蓄えられている電荷は、コンデンサＣ３に移されて放電される。そして、電圧Ｖｃｃが上昇し、制御回路１１の起動電圧に達すると、主スイッチＱ１と補助スイッチＱ２とのスイッチング動作が開始される。すると、補助巻線Ｓ２に電圧が発生してスイッチＱ３がオンとなり、スイッチＱ４がオフとなる。
また、交流電源Ｖａｃの供給が停止された状態で、交流電源Ｖａｃが投入されて再度入力電圧Ｖｉｎが印加された場合には、電圧Ｖｃｃの電圧が制御回路１１の起動電圧に達する前は、スイッチＱ３は、補助巻線Ｓ２に電圧が発生していないのでオフしているので、スイッチＱ４がオンされるので、コンデンサＣ２に蓄えられている電荷は、コンデンサＣ３に移されて放電される。従って、入力電圧Ｖｉｎのみが主スイッチＱ１に印加される。即ち、実施例１の直流変換装置と同様に動作するとともに、同様な効果が得られる。
また、制御回路１１で制御信号ＣＳを生成する必要がなくなるので、制御回路１１の構成が簡単になる。
なお、上述した実施例１乃至実施例６では、トランスＴの１次巻線Ｐ１の両端に、補助スイッチＱ２とコンデンサＣ２とからなる直列回路を接続したが、この直列回路は、例えば、主スイッチＱ１の両端に接続しても良い。
また、実施例１乃至実施例６では、主スイッチＱ１に寄生コンデンサ（図示せず）のみを有していたが、主スイッチＱ１の両端にさらにコンデンサを接続しても良い。
また、上述した実施例１乃至実施例６では、トランスＴの１次巻線Ｐ１と主スイッチＱ１とからなる直列回路の両端には、交流電源の交流電圧を整流して整流電圧を得るブリッジ回路ＢＤが接続されていたが、例えば、トランスＴの１次巻線Ｐ１と主スイッチＱ１とからなる直列回路の両端には、直流電源が接続されていても良い。
本発明は、ＤＣ−ＤＣ変換型の電源回路やＡＣ−ＤＣ変換型の電源回路に適用可能である。
実施例１の直流変換装置を示す回路構成図である。 実施例１の直流変換装置をオフ状態からオン状態に移行させる際の動作を示すタイミングチャートである。 実施例２の直流変換装置を示す回路構成図である。 実施例３の直流変換装置を示す回路構成図である。 実施例４の直流変換装置を示す回路構成図である。 実施例５の直流変換装置を示す回路構成図である。 実施例６の直流変換装置を示す回路構成図である。 従来の直流変換装置を示す回路構成図である。 図８に示す直流変換装置において高い入力電圧が印加された場合の動作を示すタイミングチャートである。 図８に示す直流変換装置において低い入力電圧が印加された場合の動作を示すタイミングチャートである。 図８に示す直流変換装置をオン状態からオフ状態に移行させる際の動作を示すタイミングチャートである。 図８に示す直流変換装置をオフ状態からオン状態に移行させる際の動作を示すタイミングチャートである。
符号の説明
Ｖａｃ 交流電源
ＢＤ ブリッジ回路
１１ 制御回路
１２ ローサイドドライバ
１３ ハイサイドドライバ
３０ 負荷
４０ 誤差検出手段
Ｑ１ 主スイッチ
Ｑ２ 補助スイッチ
Ｑ３，Ｑ４ スイッチ
Ｔ トランス
Ｐ１ １次巻線
Ｓ１ ２次巻線
Ｓ２ 補助巻線
Ｄ１，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ１０，Ｄ１１ ダイオード
Ｄ２ ツェナーダイオード
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ１０ コンデンサ
Ｒ１，Ｒ２ 起動抵抗
Ｒ３ 抵抗
Ｌ１０ リアクトル
ＳＷ スイッチ
ＣＣ 定電流源

Claims (7)

  1. トランスの１次巻線に直列に接続された主スイッチとトランスの１次巻線の両端又は主スイッチの両端に接続され旦つコンデンサ及び補助スイッチからなる直列回路の補助スイッチとを交互にオン／オフさせることによりトランスの２次巻線の電圧を整流平滑して直流出力を得る直流変換装置において、
    前記直流出力と基準電圧とを比較して誤差を検出する誤差検出手段と、
    前記誤差検出手段で検出された誤差に基づき前記主スイッチと補助スイッチのオン／オフを制御する制御回路と、
    前記補助スイッチとコンデンサとの接続点の出力を電源として前記制御回路に供給することにより該制御回路を起動する起動手段と、
    を備えることを特徴する直流変換装置。
  2. 前記起動手段は、
    前記制御回路からの制御信号によりオン／オフするスイッチと、
    前記スイッチに直列に接続された抵抗と、
    を備えることを特徴とする請求項１記載の直流変換装置。
  3. 前記起動手段は、
    前記制御回路からの制御信号によりオン／オフするスイッチと、
    前記スイッチに直列に接続された定電流手段と、
    を備えることを特徴とする請求項１記載の直流変換装置。
  4. 前記制御回路は、該制御回路が動作している間には前記スイッチをオフし、該制御回路が停止している間にはオンする制御信号を前記スイッチに供給することを特徴とする請求項２又は請求項３記載の直流変換装置。
  5. 前記トランスは、前記１次巻線と結合する補助巻線を備え、
    前記起動手段は、前記補助巻線に発生した電圧によりオン／オフするスイッチと、
    前記スイッチによりオン／オフが制御される定電流回路とを備え、
    前記スイッチは、前記補助巻線に発生した電圧により前記制御回路が動作している間にはオンし、前記制御回路が停止している間にはオフすることを特徴とする請求項１記載の直流変換装置。
  6. 前記起動手段は、
    前記制御回路からの制御信号によりオン／オフするスイッチと、
    前記スイッチによりオン／オフが制御される定電流回路と、
    を備えることを特徴とする請求項１記載の直流変換装置。
  7. 前記制御回路は、該制御回路が動作している間には前記スイッチをオンし、該制御回路が停止している間にはオフする制御信号を前記スイッチに供給することを特徴とする請求項６記載の直流変換装置。
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