JP2007236128A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

【課題】大きなラインフィルタを用いず、少ない部品でコストアップや効率低下を最小に抑え、雑音端子電圧を抑制できる極性反転型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いたスイッチング電源回路を提供することを目的とする。
【解決手段】スイッチング素子Ｑ１と直列にチョークコイルＬ２を備え、制御回路４、整流Ｄ１・平滑回路Ｃ３を備えた極性反転型ＤＣ−ＤＣコンバータ３を用いたスイッチング電源回路において、チョークコイルＬ２の両端に直列接続したダイオードＤ２と抵抗Ｒ１を並列に接続したことを特徴とする。
【選択図】 図１

Description

本発明は、簡素な構成で小電力の電源に用いられる極性反転型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いたスイッチング電源回路に関する。

図４に交流電源から負の直流出力を得る極性反転型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いたスイッチング電源回路を示す。
図４において、交流電源ＡＣを整流回路１で整流し、ラインフィルターＬ１とコンデンサＣ２、Ｃ３からなる平滑回路２を介した直流電圧Ｖｉｎを昇降圧チョッパ回路３を用いて負の出力電圧Ｖｏｕｔを得る極性反転型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いたスイッチング電源回路である。昇降圧チョッパ回路３はスイッチング素子Ｑ１、制御回路４、整流ダイオードＤ１、チョークコイルＬ２、平滑コンデンサＣ４の構成であり、一般的な極性反転型ＤＣ−ＤＣコンバータとして知られている。例えば、特許文献１、２参照。

図４における昇降圧チョッパ回路３の動作は、正の直流入力Ｖｉｎにおいて，制御回路４からの信号によりスイッチング素子Ｑ１をオンし、スイッチング素子Ｑ１のオン期間中にチョークコイルＬ２にエネルギーを蓄積し、スイッチング素子Ｑ１をオフした瞬間に発生する逆起電力で、整流ダイオードＤ１を介して負荷Ｖｏｕｔに負の直流電圧を出力する。また、整流ダイオードＤ１は正の電圧が直接負荷に印可されるのを防止する。

制御回路４は、負の出力電圧Ｖｏｕｔが一定となるようにする回路であり、特に小電力に用いる昇降圧チョッパ回路３の場合、スイッチング素子Ｑ１のオンオフは周波数変調方式（自励発振方式）が一般的（例えば、特許文献３）であるが、負荷変動、入力変動によりスイッチング周波数の変動が大きく、そのため、使用するチョークコイルＬ２は周波数変動の全域をカバーすることを考慮すると設計的に形状が大きくなる。

そこで、スイッチング素子のオンオフ周期を一定にする、即ち、周期一定でオン期間のみ変えることによって出力電圧を一定にするパルス幅変調方式（以下、ＰＷＭと呼ぶ）がチョークコイルを小さくでき、簡素な構成で小型化できることが知られている。例えば、特許文献１、２参照。

このようなＰＷＭ方式における昇降圧チョッパ回路は、入力電圧が高くなる場合または負荷が軽くなる場合、オン状態でもないオフ状態でもない電流不連続期間が生じることが一般的に知られている。
図５は電流不連続期間を説明するためのチョークコイルＬ２の両端の電圧波形ＶＬ２とチョークコイルＬ２に流れる電流波形ＩＬ２を示す。

図５において、スイッチング素子Ｑ１のオン（Ｔｏｎ）期間にチョークコイルＬ２に流れる電流ＩＬ２はゼロから立ち上がり直線的にＩｐまで上昇するとともにチョークコイルＬ２にエネルギーを蓄積する。そして、所定期間後、スイッチング素子Ｑ１のオフ（Ｔｏｆｆ）期間に、チョークコイルＬ２に蓄えられたエネルギーがダイオードＤ２を介して負荷に負の出力電圧Ｖｏｕｔが供給される。このとき、チョークコイルＬ２に流れる電流ＩＬ２はＩｐから直線的に下降してゼロとなる。ただし、オン期間の終わりのＩｐとオフ期間の始めのＩｐは同じ値である。

スイッチング素子Ｑ１が次のオンする迄の期間、電流不連続期間が生じ、スイッチング素子Ｑ１のドレインとソース間の電圧Ｖｄｓ波形は、Ｔｏｆｆ時に入力電圧Ｖｉｎ ＋ 出力電圧Ｖｏｕｔのフライバック電圧が入力電圧のレベルまで戻る。このように、電流不連続期間は、ターンオン時に電流が必ずゼロから立ち上がるために、ターンオン時のロスとノイズの両方が小さいことが利点として知られている。

しかし、電流不連続期間において、チョークコイルＬ２の線間容量とリーケージインダクタンス等による共振振動が加わり、その波形は自由振動として収束する。この共振振動の周波数は１ＭＨｚ前後のため、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ周期における周波数が１００ＫＨｚ近辺においては、共振振動が収束する前に次のスイッチング動作が始まる。即ち、この共振振動は大きなレベルのままで、入力に戻るノイズとなるため、雑音端子電圧のレベルを悪化させる原因となる。そして、この雑音端子電圧のレベルを低減するためには入力側のラインフィルタＬ１に大きなものを用いなければならない。また、このラインフィルタは高価であり、小型の電源装置ではスペースや重量、コストの面で不利であった。

特開２００２−１１２５３３ 特開２００１−３７２２３ 特開平９−３２２５３０

本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、大きなラインフィルタを用いず、少ない部品でコストアップや効率低下を最小に抑え、雑音端子電圧を抑制できる極性反転型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いたスイッチング電源回路を提供することを目的とする。

スイッチング素子と直列にチョークコイルを備え、制御回路、整流・平滑回路を備えた極性反転型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いたスイッチング電源回路において、チョークコイルの両端に直列接続したダイオードと抵抗を並列に接続したことを特徴とする。

本発明によれば、極性反転型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いたスイッチング電源回路において、チョークコイルの両端に直列接続したダイオードと抵抗を並列に接続することにより、高価なラインフィルタを用いることなく、安価な部品であるダイオードと抵抗で雑音端子電圧を抑制することができる。

図１に、本発明の極性反転型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いたスイッチング電源回路を示す。
図１は、従来の極性反転型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いたスイッチング電源回路の極性反転型ＤＣ−ＤＣコンバータの要部であるチョークコイルＬ２の両端にダンパー回路４を付加した点が異なる。図４の従来例と同じところ又は対応する部分は同一の符号を付した。

図１において、交流電源ＡＣを整流回路１で整流し、ラインフィルターＬ１とコンデンサＣ２、Ｃ３からなる平滑回路２を介した直流電圧Ｖｉｎを昇降圧チョッパ回路３を用いて負の出力電圧Ｖｏｕｔを得る極性反転型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いたスイッチング電源回路である。そして、極性反転型ＤＣ−ＤＣコンバータはＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子Ｑ１、ＰＷＭ制御回路４、整流ダイオードＤ１、チョークコイルＬ２、抵抗Ｒ１とダイオードＤ２からなるダンパー回路５、平滑コンデンサＣ３で構成した昇降圧チョッパ回路３である。

図２にチョークコイルＬ２の両端の電圧波形ＶＬ２とチョークコイルＬ２に流れる電流波形ＩＬ２を示す。
図２において、スイッチング素子Ｑ１のオン（Ｔｏｎ）期間にチョークコイルＬ２に流れる電流ＩＬ２はゼロから立ち上がり直線的にＩｐまで上昇するとともにチョークコイルＬ２にエネルギーを蓄積する。そして、所定期間後、スイッチング素子Ｑ１のオフ（Ｔｏｆｆ）期間に、チョークコイルＬ２に蓄えられたエネルギーがダイオードＤ２を介して負荷に負の出力電圧Ｖｏｕｔが供給される。このとき、チョークコイルＬ２に流れる電流ＩＬ２はＩｐから直線的に下降してゼロとなる。ただし、オン期間の終わりのＩｐとオフ期間の始めのＩｐは同じ値である。

つぎに、スイッチング素子Ｑ１が次のオンするまでの電流不連続期間は、チョークコイルＬ２の両端の電圧波形ＶＬ２はマイナスの出力電圧Ｖｏｕｔからプラスの入力電圧Ｖｉｎの間をゼロ電圧を中心に自由振動を伴いゼロに収束します。
この自由振動を早く抑制するために、チョークコイルＬ２の両端の電圧ＶＬ２がプラス側に振動した時、即ち、ダンパ回路５のダイオードＤ２の極性をカソード側をスイッチング素子Ｑ１とチョークコイルＬ２の接続側に接続し、チョークコイルＬ２の他方側にダイオードＤ２のアノード側に接続する。そのために、自由振動のエネルギーはダンパー回路５であるダイオードＤ２を介して抵抗Ｒ１で熱として消費することにより自由振動の収束を早める。

この場合、ダイオードＤ３は逆回復時間の特性を備えており、逆回復時間の特性の早いものを用いると自由振動が急峻に動作するため振動周波数が早くなり（図２（ａ）参照）、逆回復時間の特性の遅いものを用いると自由振動が緩やかに動作するため振動周波数も遅くなる（図２（ｂ）参照）。

この自由振動は、チョークコイルＬ２の線間容量、リーケージインダクタンス等の共振振動（およそ１ＭＨｚ近辺）により発生するもので、発信周波数が１００ＫＨｚ近辺におけるＤＣ―ＤＣコンバータでは、自由振動が収束する前に次のスイッチング動作に移るため、大きなレベルのままで入力に戻るノイズとなる。このノイズ（自由振動）を抑制するためには逆回復時間の遅い特性のダイオードを用いることが好ましい。

さらに、高周波側の自由振動を抑制する方法として図３に示すように、チョークコイルＬ２の両端にダンパー回路６として抵抗Ｒ３とダイオードＤ３の直列回路とコンデンサＣ５を並列接続することによりさらなる自由振動を抑制することができ、雑音端子電圧を抑制できる。
このように、安価な部品（汎用ダイオードと抵抗およびコンデンサ）を用いることにより、高価なラインフィルタを用いることなく雑音端子電圧を抑制できる。特に小型の電源に使用することことにより得られる総合効果は大きい。

以上、本発明のスイッチング電源回路の実施例を述べたが、これら実施例に限られるものではない。例えば回路例として、極性反転型チョッパ回路を用いたが降圧形、昇圧型チョッパ回路を用いてもよい。さらに、スイッチング素子はトランジスタ、ＩＰＤ（インテグレーテッド・パワー・デバイス）を用いてもよい。

本発明の極性反転型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いたスイッチング電源回路 図１における、チョークコイルＬ２の両端の電圧波形ＶＬ２とチョークコイルＬ２に流れる電流波形ＩＬ２を示す。 他の実施例であるダンパー回路を示す。 従来の極性反転型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いたスイッチング電源回路 図４における、チョークコイルＬ２の両端の電圧波形ＶＬ２とチョークコイルＬ２に流れる電流波形ＩＬ２を示す。

符号の説明

１ 整流回路
２ 平滑回路
３ 昇降圧チョッパ回路
４ ＰＷＭ制御回路
５ ダンパー回路
Ｄ１、Ｄ２ダイオード
Ｌ１ ラインフィルター
Ｌ２ チョークコイル
Ｃ１、Ｃ２，Ｃ３ コンデンサ

Claims (3)

1. スイッチング素子と直列にチョークコイルを備え、制御回路、整流・平滑回路を備えた極性反転型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いたスイッチング電源回路において、
   該チョークコイルの両端に直列接続したダイオードと抵抗を並列接続したことを特徴とするスイッチング電源回路。
2. 前記チョークコイルの両端に直列接続したダイオードと抵抗を並列接続し、さらにコンデンサを並列接続したことを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源回路。
3. 前記ダイオードは逆回復時間の遅い特性のものを用いたことを特徴とする請求項１、請求項２記載のスイッチング電源回路。

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