JP2004266928A - 電源装置及びそれを用いる放電灯点灯装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】入力端子間に接続されるコンデンサが大型化することなく、入力電流に生じるリップル電流や入力電流のピーク値を抑制した電源装置及びそれを用いる放電灯点灯装置を提供する。
【解決手段】制御電源回路６は、入力端子間に接続されたコンデンサ１１と、コンデンサ１１の両端間に接続されたトランス１３の一次巻線Ｎ１及びスイッチング素子１２の直列回路と、スイッチング素子１２の両端間に接続されたコンデンサ１４及びトランス１３の二次巻線Ｎ２の直列回路と、コンデンサ１４及び二次巻線Ｎ２の接続点にアノードが接続されたダイオード１５と、二次巻線Ｎ２の両端間にダイオード１５を介して接続されたコンデンサ１６とで構成されるＳＥＰＩＣ方式のコンバータからなり、トランス１３の一次巻線Ｎ１と直列にインダクタ３８を接続している。
【選択図】 図１
【解決手段】制御電源回路６は、入力端子間に接続されたコンデンサ１１と、コンデンサ１１の両端間に接続されたトランス１３の一次巻線Ｎ１及びスイッチング素子１２の直列回路と、スイッチング素子１２の両端間に接続されたコンデンサ１４及びトランス１３の二次巻線Ｎ２の直列回路と、コンデンサ１４及び二次巻線Ｎ２の接続点にアノードが接続されたダイオード１５と、二次巻線Ｎ２の両端間にダイオード１５を介して接続されたコンデンサ１６とで構成されるＳＥＰＩＣ方式のコンバータからなり、トランス１３の一次巻線Ｎ１と直列にインダクタ３８を接続している。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電源装置及びそれを用いる放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より図１３に示すような回路構成を有する放電灯点灯装置Ａが提供されており、この放電灯点灯装置Ａは、直流電源１の電源電圧をスイッチングすることで、高輝度放電灯のようなランプ３が必要とする電力に変換してランプ３に供給する電力変換回路２と、電力変換回路２の出力電圧を検出し、出力電圧が所望の電圧値になるように電力変換回路２のスイッチング動作を制御する制御回路４と、ランプ始動時に高電圧を印加して放電を開始させるイグナイタ回路５と、直流電源１から電源供給を受けて制御回路４の動作電源を供給する制御電源回路６とで構成される。尚、本図に示す制御電源回路６では、直流電源１の電源電圧を所望の電圧値に変換して制御回路４に供給しているが、電力変換回路２内部で生成される電圧を所望の電圧に変換して制御回路４に供給するものも従来より提供されている。
【０００３】
制御電源回路６としては、抵抗と定電圧ダイオードとで構成されるシャントレギュレータやシリーズレギュレータなど、抵抗成分による電圧降下を利用して出力電圧を調整する回路構成のものが提供されているが、入力電圧と出力電圧との電圧差が大きい場合には抵抗成分による電力損失が大きくなるという問題があった。また入力電圧の変動範囲が大きい場合はその最大損失で回路設計を行う必要があるから、定格電圧の高い大型の素子を使用する必要があり、そのために回路の大型化を招くという問題があった。また更に、入力電圧が制御回路４を動作させるのに必要な動作電圧よりも低くなると、必要な動作電圧が得られないという問題があった。
【０００４】
また制御電源回路６をフライバックコンバータなどのＲＣＣ方式のスイッチングコンバータで構成したものも従来より提供されており、この場合は電力損失や入力電圧の変動範囲による影響は小さいが、スイッチング素子のオン／オフ時にトランスの漏れインダクタンスによって発生するサージ電圧に対して十分な対策が必要になり、スイッチング素子として耐量の大きな素子を使用する必要があり、コストアップを招くという問題があった。
【０００５】
そこで、上記のような問題点を解決するために、制御電源回路６として図１４に示すようなシングルエンド１次インダクタンスコンバータ（ＳＥＰＩＣ）方式のコンバータを用いたものが従来より提供されている（例えば特許文献１及び特許文献２参照）。
【０００６】
この制御電源回路６は、入力電源の入力端子間に接続されたコンデンサ１１と、入力電源の高電位側の端子に一端が接続されたトランス１３の一次巻線Ｎ１と、一次巻線Ｎ１の他端と入力電源の低電位側の端子との間に接続されたスイッチング素子１２と、一次巻線Ｎ１とスイッチング素子１２との接続点に一端が接続されたコンデンサ１４と、コンデンサ１４の他端と入力電源の低電位側の端子との間に接続されたトランス１３の二次巻線Ｎ２と、コンデンサ１４と二次巻線Ｎ２との接続点にアノードが接続されたダイオード１５と、ダイオード１５のカソードと入力電源の低電位側の端子との間に接続されたコンデンサ１６とで構成され、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２との巻数比は１：１となっている。なお図１５（ａ）〜（ｃ）は制御電源回路６の各部の波形図であり、図１５（ａ）はスイッチング素子１２のオン／オフ状態を、図１５（ｂ）はスイッチング素子１２に流れる電流Ｉ１を、図１５（ｃ）はトランス１３の一次巻線Ｎ１に流れる電流Ｉ２をそれぞれ示している。
【０００７】
上記のＳＥＰＩＣ方式のコンバータでは、トランス１３に漏れインダクタンスがあっても、コンデンサ１４，１６への閉回路が常に存在するため、スイッチング素子１２にサージ電圧が発生しにくく、スイッチング素子１２に耐圧の低い素子を使用できるという利点がある。
【０００８】
【特許文献１】
特開平８−６６０１７号公報（第２頁−第３頁、及び、第１図）
【特許文献２】
特許第３１４３８４７号公報（第２頁−第３頁、及び、第３図）
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、ＲＣＣ方式のコンバータやＳＥＰＩＣ方式のコンバータからなる制御電源回路６では、スイッチング素子のオン／オフによって一次側の電流が変動するという問題がある。例えば図１４に示すようなＳＥＰＩＣ方式の制御電源回路６では、図１５（ｃ）に示すようにトランス１３の一次巻線Ｎ１に流れる電流Ｉ２が三角波形となり、電源の入力側から見てリップル電流やピーク電流が大きくなる。入力電流のリプル電流やピーク値が大きくなると、配線のインピーダンスを下げるために配線を太くする必要があるが、ノイズの原因になるため、あまり好ましくなく、そのため入力端子間にコンデンサ１１を接続している。
【００１０】
コンデンサ１１の静電容量は、リップル電流を抑制するために比較的大きくする必要があるが、入力電源の電源電圧範囲が広い場合にはコンデンサ１１の耐圧を電源電圧範囲の最大値で規定する必要があるから、コンデンサ１１が大型化するという問題があった。また制御電源回路６が、電力変換回路２内で生成した電圧を入力とする場合でもランプ３の点灯状態によって発生する電圧が大きく変動するため、変動範囲の最大値でコンデンサ１１の耐圧を規定しなければならず、やはりコンデンサ１１が大型化するという問題があった。
【００１１】
本発明は上記問題点に鑑みて為されたものであり、その目的とするところは、入力端子間に接続されるコンデンサが大型化することなく、入力電流に生じるリップル電流や入力電流のピーク値を抑制した電源装置及びそれを用いる放電灯点灯装置を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１の発明では、直流電源の両端間に接続された第１のコンデンサと、直流電源の高電位側の端子に一端が接続されたトランスの一次巻線と、当該一次巻線の他端と直流電源の低電位側の端子との間に接続されたスイッチング素子と、一次巻線とスイッチング素子との接続点に一端が接続された第２のコンデンサと、スイッチング素子の両端間に第２のコンデンサを介して接続されたトランスの二次巻線と、当該二次巻線と第２のコンデンサとの接続点にアノードが接続された整流素子と、二次巻線の両端間に整流素子を介して接続された第３のコンデンサとを備え、スイッチング素子をオン／オフさせることで直流電源の電源電圧を所望の電圧に変換するシングルエンド１次インダクタンスコンバータ方式のコンバータ回路からなり、入力電流のピーク値及びリップルが小さくなるようにトランスの一次巻線又は二次巻線の少なくとも何れか一方と直列にインダクタンス要素を接続したことを特徴とする。
【００１３】
請求項２の発明では、請求項１の発明において、インダクタンス要素が一次巻線と直列に接続されたことを特徴とする。
【００１４】
請求項３の発明では、請求項２の発明において、一次巻線とインダクタンス要素との合成インダクタンス値を、二次巻線のインダクタンス値よりも大きくしたことを特徴とする。
【００１５】
請求項４の発明では、請求項１〜３の何れか１つの発明において、インダクタンス要素のインダクタンス値を、当該インダクタンス要素が直列に接続された巻線のインダクタンス値よりも小さくしたことを特徴とする。
【００１６】
請求項５の発明では、請求項３の発明において、インダクタンス要素がトランスの漏れインダクタンスからなり、漏れインダクタンスを含めた一次側のインダクタンス値を、二次側のインダクタンス値よりも大きくしたことを特徴とする。
【００１７】
請求項６の発明では、請求項５の発明において、トランスの巻線比が略１であり、一次側のインダクタンス値が相互インダクタンスの少なくとも約１．０５倍であることを特徴とする。
【００１８】
請求項７の発明では、請求項１〜６の何れか１つの発明において、出力電圧と基準電圧との誤差を検出する出力誤差検出回路と、トランスの一次巻線及び二次巻線の内直流電源に接続されていない端子に発生する電圧の変化を検出して、変化に応じた電圧を発生する微分回路と、出力誤差検出回路及び微分回路の出力に基づいて所望の出力電圧が得られるようにスイッチング素子の制御端に出力する制御信号のオン時間を調整する制御信号調整回路とを具備してスイッチング素子を自励発振させる自励制御回路を備えて成ることを特徴とする。
【００１９】
請求項８の発明では、請求項７の発明において、外部からの信号入力によって制御信号調整回路からスイッチング素子の制御端への制御信号の出力を強制的に停止させる手段を設けたことを特徴とする。
【００２０】
請求項９の発明では、請求項７の発明において、スイッチング素子は制御信号の大きさに応じた電流を流し、整流素子がオンになると制御信号調整回路からスイッチング素子の制御端への制御信号の出力を停止させる手段を設けたことを特徴とする。
【００２１】
請求項１０の発明では、電源電圧をランプの点灯に必要な電圧に変換してランプに供給する電力変換回路と、電力変換回路の変換動作を制御する制御回路と、制御回路の動作電源を生成する請求項１〜９の何れか１つに記載の電源装置と、を具備して成ることを特徴とする。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下に本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
【００２３】
（実施形態１）
本発明に係る電源装置を従来技術で説明した放電灯点灯装置の制御電源回路６に適用した一実施形態の回路図を図１に示す。
【００２４】
この制御電源回路６は、従来技術で説明した図１４に示すＳＥＰＩＣ方式のコンバータにおいて、トランス１３の一次巻線Ｎ１と直列にインダクタ３８を接続したものであり、入力電源（直流電源）の入力端子間に接続されたコンデンサ１１と、入力電源の高電位側の端子に一端が接続されたインダクタ３８と、一端がインダクタ３８の他端に接続されたトランス１３の一次巻線Ｎ１と、一次巻線Ｎ１の他端と入力電源の低電位側の端子との間に接続されたスイッチング素子１２と、一次巻線Ｎ１及びスイッチング素子１２の接続点に一端が接続されたコンデンサ１４と、コンデンサ１４の他端と入力電源の低電位側の端子との間に接続されたトランス１３の二次巻線Ｎ２と、コンデンサ１４及び二次巻線Ｎ２の接続点にアノードが接続されたダイオード１５と、ダイオード１５のカソードと入力電源の低電位側の端子との間に接続されたコンデンサ１６とで構成され、入力電圧Ｖｉｎをスイッチング素子１２でスイッチングすることによって出力電圧Ｖｏｕｔを所望の電圧値に制御して、負荷である制御回路４に供給するものである。尚、ＳＥＰＩＣ方式のコンバータの動作は従来周知であるので、その説明は省略する。
【００２５】
図２（ａ）〜（ｃ）は本回路の動作を示す波形図であり、図２（ａ）はスイッチング素子１２のオン／オフ状態を、図２（ｂ）はスイッチング素子１２に流れる電流Ｉ１を、図２（ｃ）はトランス１３の一次巻線Ｎ１に流れる電流Ｉ２をそれぞれ示している。
【００２６】
上述のように本実施形態では一次巻線Ｎ１と直列にインダクタ３８を接続しているので、インダクタ３８を接続していない場合に比べてトランス１３の一次側のインダクタンス値が二次側のインダクタンス値よりも大きくなり、その結果、一次巻線Ｎ１に流れる電流Ｉ２のＤＣ重畳成分が大きくなると共に、ピーク電流が低下して、リップル電流も抑制される。また電流Ｉ２に発生するリップル電流の波形は、三角波形から正弦波形に近い波形となるので、リップル電流のさらなる低減やノイズの抑制に繋げることができる。
【００２７】
ところで、一般的なＳＥＰＩＣ方式のコンバータでは、トランス１３の一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２との巻数比が１：１であり、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２のインダクタンス値Ｌ１，Ｌ２がＬ１＝Ｌ２＝Ｌであるトランスを用いるが、トランス１３の一次巻線Ｎ１に直列に接続するインダクタ３８のインダクタンス値Ｌ３を一次巻線Ｎ１及び二次巻線Ｎ２のインダクタンス値Ｌの約０．０５倍以上とすることが望ましい（Ｌ３≧０．０５Ｌ）。
【００２８】
ここで、図３（ａ）はと入力電流のピーク値との関係を、図３（ｂ）は上記の比率（Ｌ３／Ｌ）と入力電流の実効値との関係を夫々示しており、これらの図から明らかなように上記の比率（Ｌ３／Ｌ）が大きいほど入力電流のピーク値及び実効値が小さくなっていき、リップル電流が減少して、脈流成分が小さくなることが分かる。また比率（Ｌ３／Ｌ）が０．０５を超える辺りから、その減衰率が緩やかになり、特に実効値に関してはその傾向が顕著である。よって、一次巻線Ｎ１に直列に接続するインダクタ３８のインダクタンス値Ｌ３を、少なくともトランス１３の一次巻線Ｎ１及び二次巻線Ｎ２のインダクタンス値Ｌの約０．０５倍（５％）以上とすることが望ましい。
【００２９】
また更に、トランス１３の一次巻線Ｎ１の巻数ｎ１と、二次巻線Ｎ２の巻数ｎ２とが異なる場合を考えると（ｎ１≠ｎ２）、一次巻線Ｎ１の巻数ｎ１に対する二次巻線Ｎ２の巻数ｎ２の比ｎ（＝ｎ２／ｎ１）が１以上の場合にはインダクタ３８のインダクタンス値Ｌ３が次式の関係を満たすことが望ましい。
【００３０】
【数１】
【００３１】
また、ｎが１以下の場合にはインダクタ３８のインダクタンス値Ｌ３が次式の関係を満たすことが望ましい。
【００３２】
【数２】
【００３３】
（実施形態２）
本発明の実施形態２を図４に基づいて説明する。上述の実施形態１ではトランス１３の一次巻線Ｎ１と直列にインダクタ３８を接続しているのに対して、本実施形態では漏れインダクタンスの大きい磁気漏れトランス１３ａを用い、磁気漏れトランス１３ａの漏れインダクタンスＬｘで一次巻線Ｎ１と直列に接続されたインダクタンス要素を構成し、実施形態１と同様の効果を得ている。尚、基本的な回路構成は実施形態１と同様であるので、共通する構成要素には同一の符号を付して、その説明は省略する。
【００３４】
ここで磁気漏れトランス１３ａは、漏れインダクタンスＬｘを含めた一次側のインダクタンス値をＬ１、二次側のインダクタンス値をＬ２、相互インダクタンスをＭ、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の巻線比をｎ（＝ｎ２／ｎ１）とすると、一次側のインダクタンス値Ｌ１を二次側のインダクタンス値Ｌ２よりも大きくする必要があり、そのインダクタンス値Ｌ１は、ｎが１以上の場合は、
【００３５】
【数３】
【００３６】
であることが望ましく、ｎが１以下の場合は、
【００３７】
【数４】
【００３８】
となることが望ましい。また、巻線比が略１（巻線比が約０．９８以上且つ約１．０２以下）であれば、相互コンダクタンスＭの少なくとも約１．０５倍であることが望ましい（Ｌ１≧１．０５Ｍ）。
【００３９】
なお磁気漏れトランス１３ａとしては、一次側のインダクタンス値Ｌ１が二次側のインダクタンス値Ｌ２よりも大きくなるように構成する必要があり、図５（ａ）に示すようにドラムコアやロッドコアなどの開磁路コア４０を用い、コア４０に一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２とを層状に巻回する場合には、コア４０に対して一次巻線Ｎ１を巻線する距離に比べて、二次巻線Ｎ２を巻線する距離が遠くなるように巻線すれば良い。すなわち、コア４０に対して一次巻線Ｎ１を内周側に、二次巻線Ｎ２を外周側に巻回することで、一次巻線Ｎ１に比べて二次巻線Ｎ２のコア４０に対する結合を下げて、一次側のインダクタンス値Ｌ１を二次側のインダクタンス値Ｌ２よりも大きくできる。
【００４０】
また図５（ｂ）に示すようにドラムコアやロッドコアなどの開磁路コア４０を用いる場合や、図５（ｃ）に示すようにＥＥコアやＥＩコアなどの閉磁路コア４１を用いる場合に、一次巻線Ｎ１を巻線する幅が、二次巻線Ｎ２を巻線する幅よりも広くなるように、巻線する幅を変えたものでも良く、一次巻線Ｎ１を巻線する幅を二次巻線Ｎ２に比べて広げることで、コア４０，４１に対する二次巻線Ｎ２の結合を一次巻線Ｎ１よりも下げて、一次側のインダクタンス値Ｌ１を二次側のインダクタンス値Ｌ２よりも大きくできる。
【００４１】
また更に図５（ｄ）に示すようなＥＩコアなどのギャップ付きの閉磁路コア４２を用いる場合には、ギャップ位置に対する一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の巻位置を変えるようにしても良い。すなわち、ギャップ４２ａのある側に二次巻線Ｎ２を巻線するとともに、ギャップ４２ａから離れた位置に一次巻線Ｎ１を巻線することによって、コア４２に対する二次巻線Ｎ２の結合が一次巻線Ｎ１よりも弱まり、一次側のインダクタンス値Ｌ１を二次側のインダクタンス値Ｌ２よりも大きくできる。
【００４２】
（実施形態３）
本発明の実施形態３を図６及び図７に基づいて説明する。図６は本実施形態の回路図であり、上述の実施形態２においてスイッチング素子１２として、一次巻線Ｎ１及びコンデンサ１４の接続点にコレクタが接続されると共に、入力電源の低電位側の端子にエミッタが接続されたＮＰＮ形のトランジスタを用い、スイッチング素子１２の制御端（ベース）にＰＷＭ信号を出力して、そのオン／オフを制御することで、出力電圧Ｖｏｕｔを所望の電圧値に安定化するＰＷＭ制御回路１７を付加したものであって、スイッチング素子１２及びＰＷＭ制御回路１７以外は実施形態２と同様であるので、共通する構成要素には同一の符号を付して、その説明は省略する。
【００４３】
ＰＷＭ制御回路１７は、制御電源回路６の出力端にカソードが接続された定電圧ダイオード１８ａ及び定電圧ダイオード１８ａのアノードと入力電源の低電位側の端子との間に接続された抵抗１８ｂからなる誤差検出回路１８と、矩形波信号を出力する発振器１９ａ及び発振器１９ａの出力を微分して鋸波を発生する擬似微分回路１９ｂからなる鋸波発生回路１９と、誤差検出回路１８の出力と鋸波発生回路１９の出力との高低を比較することでスイッチング素子１２の制御端に印加するＰＷＭ信号を発生するコンパレータ２０とで構成される。
【００４４】
ＰＷＭ制御回路１７では、誤差検出回路１８から得られた信号と、鋸波発生回路１９から入力された鋸波との高低をコンパレータ２０で比較することによってＰＷＭ信号を得ており、出力電圧Ｖｏｕｔが定電圧ダイオード１８ａのツェナー電圧を超える期間が長くなるほご、ＰＷＭ信号のオンデューティが小さくなるので、スイッチング素子１２のオン期間が短くなって、出力電圧Ｖｏｕｔが低下する。一方、出力電圧Ｖｏｕｔが定電圧ダイオード１８ａのツェナー電圧を超える期間が短くなるほど、ＰＷＭ信号のオンデューティが大きくなり、スイッチング素子１２のオン期間が長くなるので、出力電圧Ｖｏｕｔが増加し、出力電圧Ｖｏｕｔが所望の電圧値に制御されるのである。
【００４５】
尚、図６ではコンパレータ２０を用いて誤差検出回路１８の出力と鋸波発生回路１９の出力との高低を比較しているが、図７に示すように２個のトランジスタ２１ａ，２１ｂを用いてコンパレータ回路２１を構成し、このコンパレータ回路２１で誤差検出回路１８の出力と鋸波発生回路１９の出力との高低を比較するようにしても良い。
【００４６】
（実施形態４）
本発明の実施形態４を図８及び図９に基づいて説明する。図８は本実施形態の回路図であり、上述の実施形態２においてスイッチング素子１２として、一次巻線Ｎ１及びコンデンサ１４の接続点にコレクタが接続されると共に、入力電源の低電位側の端子に抵抗２６を介してエミッタが接続されたＮＰＮ形のトランジスタを用い、スイッチング素子１２の制御端（ベース）に制御信号を出力してスイッチング素子１２を自励発振させる自励制御回路２２を付加したものであって、スイッチング素子１２及び自励制御回路２２以外の構成は実施形態２と同様であるので、共通する構成要素には同一の符号を付して、その説明は省略する。
【００４７】
自励制御回路２２は、出力誤差検出回路２３と、ベース電流調整回路２４と、微分回路２５と、スイッチング素子１２のエミッタと入力電源の低電位側の端子との間に接続された抵抗２６とで構成される。
【００４８】
出力誤差検出回路２３は、制御電源回路６の出力端にカソードが接続された定電圧ダイオード２３ａと、定電圧ダイオード２３ａのアノードに一端が接続された抵抗２３ｂとを備え、出力電圧Ｖｏｕｔが定電圧ダイオード２３ａのツェナー電圧を超えると定電圧ダイオード２３ａが導通する。
【００４９】
ベース電流調整回路２４は、ＮＰＮ形のトランジスタからなり、スイッチング素子１２のベースと入力電源の低電位側の端子との間にコレクタ−エミッタ間が接続されるとともに、抵抗２３ｂの他端にベースが接続されたスイッチング素子２４ａと、スイッチング素子２４ａのエミッタに負極側の端子が接続されるベース電流供給用の直流電源２４ｂと、スイッチング素子２４ａのコレクタと直流電源２４ｂの正極側の端子との間に接続される抵抗２４ｃとで構成され、出力誤差検出回路２３の検出値に基づいてスイッチング素子１２の制御端（ベース）に与える制御信号すなわちベース電流を調整する。尚、ベース電流調整回路２４はベース電流を供給するための電源として直流電源２４ｂを備えているが、ベース電流の供給源を別電源としても良いし、入力端或いは出力端からインピーダンス素子を介して電源を得るようにしても良い。
【００５０】
微分回路２５は、スイッチング素子１２のコレクタとスイッチング素子２４ａのベースとの間に接続されたコンデンサ２５ａ及び抵抗２５ｂの直列回路からなり、スイッチング素子１２のコレクタ電圧の変化を検出してベース電流調整回路２４にフィードバックする。
【００５１】
以下に自励制御回路２２の動作を説明する。出力電圧Ｖｏｕｔが定電圧ダイオード２３ａのツェナー電圧を超えると、出力電圧Ｖｏｕｔとツェナー電圧との差電圧が抵抗２３ｂに印加されて、差電圧に応じた電流が抵抗２３ｂに流れるので、出力電圧Ｖｏｕｔがツェナー電圧を超えれば超えるほどスイッチング素子２４ａのベース電流が増加する。この時、スイッチング素子２４ａのベース電流が増加すると、直流電源２４ｂから抵抗２４ｃを介してスイッチング素子２４ａに流れる電流が増加するので、スイッチング素子１２のベース電流が減少する。一方、出力電圧Ｖｏｕｔがツェナー電圧よりも低くなると、定電圧ダイオード２３ａがオフして、スイッチング素子２４ａのベース電流が減少し、直流電源２４ｂから抵抗２４ｃを介してスイッチング素子２４ａに流れる電流が減少するので、スイッチング素子１２のベース電流が増加する。
【００５２】
ここで、ベース電流調整回路２４から供給されるベース電流の増加によってスイッチング素子１２がオンし、スイッチング素子１２のコレクタ−エミッタ間に電流が流れると、コレクタ電流の増加に伴って抵抗２６による電圧降下が増加し、抵抗２６による電圧降下がスイッチング素子１２のベース電圧を超えると、スイッチング素子１２がオフし始める。ここに、スイッチング素子１２がオフし始める時のコレクタ電流の電流値がベース電流調整回路２４によって制御され、オン時間が調整されることになる。
【００５３】
スイッチング素子１２がオフし始めると、コレクタ電圧が上昇するが、コレクタ電圧の上昇は微分回路２５によって検出されて、スイッチング素子２４ａのベースに与えられ、そのコレクタ電流が増加するので、スイッチング素子１２のベース電流を急激に減少させて、スイッチング素子１２を急速にオフさせる。
【００５４】
スイッチング素子１２のオフによってトランス１３ａのエネルギーがコンデンサ１４，１６に放出されるのであるが、エネルギーの放出が完了すると、スイッチング素子１２のコレクタ電圧が（Ｖｉｎ＋Ｖｏｕｔ）から低下し始める。コレクタ電圧の減少は微分回路２５によって検出され、その出力がスイッチング素子２４ａのベースに与えられるので、スイッチング素子２４ａのベース電流が減少して、そのコレクタ電流が減少し、スイッチング素子１２のベース電流を増やして、スイッチング素子１２をオンさせる。
【００５５】
本回路では以上のようなスイッチング動作を繰り返すことで、スイッチング素子１２を自励発振させ、安定な出力を得ることができる。また、このような自励発振動作によって、スイッチング素子１２のコレクタ電流の休止期間を無くすことができ、入力電流のピーク値やリップルをさらに低減できる。
【００５６】
またＳＥＰＩＣ方式のコンバータでは、図１及び図２に示すように一次側のインダクタンスを増やさなくても、電流連続モード（トランスやインダクタンス電流がゼロになる期間がないモード）で動作させることにより入力電流のピーク値やリップルを低減できるが、スイッチング素子１２に制御信号を与える他励式の制御回路が必要になって、回路構成が複雑になるという問題がある。それに対して本実施形態ではスイッチング素子１２を自励発振させる自励制御回路２２を設けることで、スイッチング素子１２のコレクタ電流の休止期間を無くして、入力電流のピーク値やリップルをさらに低減させており、回路構成を複雑にすることなく入力電流のピーク値やリップルをさらに低減することができる。
【００５７】
また、本実施形態では微分回路２５によりスイッチング素子１２のコレクタ及び一次巻線Ｎ１の接続点の電圧変化を検出して、ベース電流調整回路２４にフィードバックしているが、トランス１３の巻線Ｎ１，Ｎ２の内、入力電源に接続されていない端子の電圧を検出すれば良く、図９に示すようにコンデンサ１４及び二次巻線Ｎ２の接続点とスイッチング素子２４ａのベースとの間に、コンデンサ２５ａ及び抵抗２５ｂの直列回路からなる微分回路２５を接続して、上記接続点の電圧変化を検出し、ベース電流調整回路２４にフィードバックしても良い。
【００５８】
（実施形態５）
本発明の実施形態５を図１０に基づいて説明する。尚、本回路の基本的な構成は実施形態４で説明した図８の電源装置と同様であるので、共通する構成要素には同一の符号を付して、その説明は省略し、以下では本実施形態の特徴部分について説明する。
【００５９】
本回路では、図８の回路において、スイッチング素子１２の制御端（ベース）とベース電流調整回路２４の出力端との間にコンデンサ２７を接続してあり、これによって、スイッチング素子２４ａがオフし始める際にコンデンサ２７の充電電圧によって逆バイアスがかけられ、スイッチング素子２４ａのオフ動作を高速化することができ、また発振不良でスイッチング素子１２がオンし続けることによって、素子が破壊されるのを防止できる。さらに、コンデンサ２７にバイアス電圧が発生するので、ベース電流供給用のインピーダンス素子（抵抗２４ｃ）の損失を低減できる。
【００６０】
また本実施形態では出力誤差検出回路２３を、制御電源回路６の出力端に一端が接続された抵抗２３ｂと、抵抗２３ｂの他端にカソードが接続された定電圧ダイオード２３ａと、定電圧ダイオード２３ａのアノードとスイッチング素子２４ａのベースとの間にエミッタ−コレクタ間が接続されたＰＮＰ形のトランジスタ２３ｃと、トランジスタ２３ｃのベース電位を与える直流電源２３ｄとで構成しており、これによって定電圧ダイオード２３ａのツェナー電圧と直流電源２３ｄの電源電圧との和の電圧（基準電圧）と出力電圧Ｖｏｕｔとの誤差が検出される。すなわち、出力電圧Ｖｏｕｔが上記基準電圧を超えると、基準電圧との誤差量に応じた大きさの電流が出力され、スイッチング素子２４ａのベース電流が増加する。この時、ベース電流調整回路２４では、直流電源２４ｂから抵抗２４ｃを介してスイッチング素子２４ａに流れる電流が増加するので、スイッチング素子１２のベース電流が減少する。一方、出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧よりも低くなると、定電圧ダイオード２３ａがオフして、スイッチング素子２４ａのベース電流が減少し、直流電源２４ｂから抵抗２４ｃを介してスイッチング素子２４ａに流れる電流が減少するので、スイッチング素子１２のベース電流が増加する。
【００６１】
ここで、ベース電流調整回路２４から供給されるベース電流が増加してスイッチング素子１２がオンし、スイッチング素子１２のコレクタ−エミッタ間に電流が流れると、コレクタ電流の増加に伴って抵抗２６による電圧降下が増加し、抵抗２６による電圧降下がスイッチング素子１２のベース電圧を超えると、スイッチング素子１２がオフし始める。
【００６２】
スイッチング素子１２がオフし始めると、コレクタ電圧が上昇するが、コレクタ電圧の上昇は微分回路２５によって検出されて、スイッチング素子２４ａのベースに与えられ、そのコレクタ電流を増加させることで、スイッチング素子１２のベース電流を急激に減少させて、スイッチング素子１２を急速にオフさせる。
【００６３】
スイッチング素子１２のオフによってトランス１３ａのエネルギーがコンデンサ１４，１６に放出され、エネルギーの放出が完了すると、スイッチング素子１２のコレクタ電圧が（Ｖｉｎ＋Ｖｏｕｔ）から低下し始める。コレクタ電圧の減少は微分回路２５によって検出され、その出力がスイッチング素子２４ａのベースに与えられるので、スイッチング素子２４ａのベース電流が減少して、そのコレクタ電流が減少し、スイッチング素子１２のベース電流を増やして、スイッチング素子１２をオンさせる。以上のようなスイッチング動作を繰り返すことで、スイッチング素子１２を自励発振させ、安定な出力を得ることができる。
【００６４】
なお、本実施形態ではベース電流調整回路２４のスイッチング素子２４ａの制御端（ベース）に抵抗２８を介して外部入力端子ｔ１を接続してあり、外部入力端子ｔ１に外部から停止信号を入力することで、スイッチング素子２４ａをオンさせて、スイッチング素子１２のベース電流を減少させ、スイッチング素子１２を強制的に停止させることができる。
【００６５】
（実施形態６）
本発明の実施形態６を図１１に基づいて説明する。尚、本回路の基本的な構成は実施形態４で説明した図８の電源装置と同様であるので、共通する構成要素には同一の符号を付して、その説明は省略し、以下では本実施形態の特徴部分について説明する。
【００６６】
上述した図８の回路では、ベース電流調整回路２４にベース電流を供給するための直流電源２４ｂを設けていたが、本実施形態では制御電源回路６の出力からベース電流を供給する電源を得ており、後述する調整回路２９のスイッチング素子２９ａと抵抗とを介して制御電源回路６の出力端子間にコレクタ−エミッタ間が接続されたスイッチング素子２４ａと、スイッチング素子２４ａのコレクタに一端が接続されるとともに他端が起動回路３０の出力端に接続された抵抗２４ｄとでベース電流調整回路２４を構成している。
【００６７】
また本回路では、制御電源回路６の出力端からベース電流調整回路２４への電源供給をオン／オフすることによって、ベース電流調整回路２４により供給されるベース電流をダイオード１５のオン／オフ状態によって調整する調整回路２９を設けている。この調整回路２９は、エミッタがダイオード１５のカソードに接続されるとともに、コレクタが抵抗を介してスイッチング素子２４ａのコレクタに接続されたＰＮＰ形のトランジスタからなるスイッチング素子２９ａと、スイッチング素子２９ａのベースとダイオード１５のアノードとの間に接続された抵抗２９ｂとで構成される。
【００６８】
以下に調整回路２９の動作を簡単に説明する。ベース電流を流す必要のないスイッチング素子１２のオフ時には、トランス１３ａのエネルギーがコンデンサ１６に放出されて、ダイオード１５がオンする。調整回路２９ではスイッチング素子２９ａによりダイオード１５の両端電圧を検出しており、ダイオード１５がオンになると、スイッチング素子２９ａにベース電流が流れなくなって、スイッチング素子２９ａがオフし、ベース電流調整回路２４への電源供給が遮断されるので、スイッチング素子１２にベース電流が流れなくなる。
【００６９】
その後、トランス１３ａからコンデンサ１６へのエネルギーの放出が終了すると、ダイオード１５がオフになり、ダイオード１５の両端間に逆電圧が印加される。ダイオード１５の両端間に逆電圧が加わると、スイッチング素子２９ａにベース電流が流れて、スイッチング素子２９ａがオンになり、ベース電流調整回路２４にベース電流の供給源が接続されるので、ベース電流調整回路２４からスイッチング素子１２にベース電流が供給されて、スイッチング素子１２がオンする。
【００７０】
このように調整回路２９では、ダイオード１５のオン／オフ状態に応じて、ベース電流調整回路２４からスイッチング素子１２へのベース電流の供給を調整しており、ダイオード１５のオフ時にはベース電流調整回路２４からベース電流を供給させることで、スイッチング素子１２をオンさせるとともに、ダイオード１５のオン時（スイッチング素子１２のオフ時）にはベース電流調整回路２４からのベース電流を停止させることで、不要なベース電流がスイッチング素子１２に流れるのを防止して、ベース電流による損失を低減できる。尚、自励発振回路２２による自励発振動作は実施形態４の動作と同様であるのでその説明は省略する。
【００７１】
また本回路でも、図８の回路において、スイッチング素子１２の制御端（ベース）とベース電流調整回路２４の出力端との間にコンデンサ２７を接続してあり、これによって、スイッチング素子２４ａがオフし始める際にコンデンサ２７の充電電圧によって逆バイアスがかけられ、スイッチング素子２４ａのオフ動作を高速化することができ、また発振不良でスイッチング素子１２がオンし続けることによって、素子が破壊されるのを防止できる。さらに、コンデンサ２７にバイアス電圧が発生するので、ベース電流供給用のインピーダンス素子（抵抗）の損失を低減できる。
【００７２】
また本回路では、入力電圧が所定電圧以上になるとスイッチング素子１２の制御端（ベース）にベース電流を供給し始める起動回路３０を、コンデンサ２７と抵抗２４ｄとの直列回路を介してスイッチング素子１２のベースに接続しており、起動時に入力電圧Ｖｉｎが所定電圧以上になると、起動回路３０がベース電流の供給を始めることで、自励制御回路２２による自励発振動作を確実に開始させることができる。
【００７３】
（実施形態７）
本発明に係る電源装置を制御回路の電源として用いる放電灯点灯装置の一実施形態を図１２に基づいて説明する。
【００７４】
放電灯点灯装置Ａは、直流電源１の電源電圧をスイッチングすることで、高輝度放電灯のようなランプ３が必要とする電力に変換してランプ３に供給する電力変換回路２と、電力変換回路２の出力電圧を検出し、出力電圧が所望の電圧値になるように電力変換回路２のスイッチング動作を制御する制御回路４と、ランプ始動時に高電圧を印加して放電を開始させるイグナイタ回路５と、電力変換回路２の内部で生成された電圧を入力として制御回路４に動作電源を供給する制御電源回路６とで構成される。
【００７５】
電力変換回路２は、電解コンデンサからなるコンデンサ３１、ＦＥＴからなるスイッチング素子３２、ダイオード３３、インダクタ３４及びコンデンサ３６からなり、入力電圧を降圧した一定の電圧を発生する降圧チョッパ回路２ａと、降圧チョッパ回路２ａの出力電圧をＦＥＴからなるスイッチング素子３７ａ〜３７ｄでスイッチングすることにより交流電圧に変換してランプ３に供給するフルブリッジ形のインバータ回路２ｂとで構成され、スイッチング素子３２及び３７ａ〜３７ｄの制御端には制御回路４からの制御信号ａ〜ｅが入力されて、オン／オフが制御される。
【００７６】
制御電源回路６は実施形態４で説明した図８の回路と同様の回路構成を有し、降圧チョッパ回路２ａの限流用のインダクタ３４に補助巻線３４ａを設け、補助巻線３４ａに発生する電圧をダイオード３５で整流して得た電圧を入力電圧としている。尚、制御電源回路６の構成及び動作は実施形態４と同様であるのでその説明は省略する。
【００７７】
ここで、放電灯点灯装置Ａの電源が商用電源の場合には、電力変換回路２内で生成される電圧を制御電源回路６に直接入力すると、電圧が高いために、制御電源回路６の構成部品に耐圧の高い素子を使用する必要があるが、補助巻線３４ａにより降圧した電圧を制御電源回路６に入力しているので、構成部品の耐圧を下げることができる。また、ランプ３の状態によって制御電源回路６の入力が大きく変動するため、入力段のコンデンサ１１の静電容量をできるだけ小さくすることが望ましいが、実施形態４で説明したように制御電源回路６の入力電流のピーク値やリップルを下げることができたので、コンデンサ１１に静電容量の小さいものを使用することができ、入力電源の電圧変動にも対応できる。
【００７８】
尚、本実施形態では制御電源回路６の電源として、直流電源１を入力とした降圧チョッパ回路２ａ内で生成される電圧を用いているが、商用交流電源を入力としたＰＦＣ回路の出力を用いても良いし、ＰＦＣ回路の内部で発生する電圧を電源として用いても良い。
【００７９】
また上述の各実施形態では、スイッチング素子１２としてトランジスタを例に説明を行ったが、スイッチング素子１２をトランジスタに限定する趣旨のものではなく、ＦＥＴやＩＧＢＴなどのスイッチング素子を用いても良い。また、ＰＷＭ制御回路１７や自励制御回路２２の回路構成も上記の構成に限定する趣旨のものではなく、同様の機能を有するものであれば、回路構成は問わない。
【００８０】
【発明の効果】
上述のように、請求項１の発明は、直流電源の両端間に接続された第１のコンデンサと、直流電源の高電位側の端子に一端が接続されたトランスの一次巻線と、当該一次巻線の他端と直流電源の低電位側の端子との間に接続されたスイッチング素子と、一次巻線とスイッチング素子との接続点に一端が接続された第２のコンデンサと、スイッチング素子の両端間に第２のコンデンサを介して接続されたトランスの二次巻線と、当該二次巻線と第２のコンデンサとの接続点にアノードが接続された整流素子と、二次巻線の両端間に整流素子を介して接続された第３のコンデンサとを備え、スイッチング素子をオン／オフさせることで直流電源の電源電圧を所望の電圧に変換するシングルエンド１次インダクタンスコンバータ方式のコンバータ回路からなり、入力電流のピーク値及びリップルが小さくなるようにトランスの一次巻線又は二次巻線の少なくとも何れか一方と直列にインダクタンス要素を接続したことを特徴とし、インダクタンス要素を付加することで入力電流のピーク値及びリップルを小さくしているので、入力端子間に接続される第１のコンデンサに静電容量の小さい小型のものを使用でき、電源装置が大型化するのを防止できるという効果があり、また入力電流のピーク値及びリップルを小さくすることで、入力側に発生するノイズを低減できるという効果もある。
【００８１】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、インダクタンス要素が一次巻線と直列に接続されたことを特徴とし、請求項１の発明と同様の効果がある。
【００８２】
請求項３の発明は、請求項２の発明において、一次巻線とインダクタンス要素との合成インダクタンス値を、二次巻線のインダクタンス値よりも大きくしたことを特徴とし、請求項１の発明と同様に、一次巻線と直列にインダクタンス要素を接続して、一次側のインダクタンス値を二次側に比べて大きくすることで、入力電流のピーク値やリップルを低減でき、その結果入力端子間に接続される第１のコンデンサに静電容量の小さい小型のものを使用できるから、電源装置が大型化するのを防止できるという効果がある。
【００８３】
請求項４の発明は、請求項１〜３の何れか１つの発明において、インダクタンス要素のインダクタンス値を、当該インダクタンス要素が直列に接続された巻線のインダクタンス値よりも小さくしたことを特徴とし、請求項１〜３の発明と同様の効果がある。
【００８４】
請求項５の発明は、請求項３の発明において、インダクタンス要素がトランスの漏れインダクタンスからなり、漏れインダクタンスを含めた一次側のインダクタンス値を、二次側のインダクタンス値よりも大きくしたことを特徴とし、トランスの漏れインダクタンスでインダクタンス要素を構成しているので、部品点数を少なくできるという効果がある。
【００８５】
請求項６の発明は、請求項５の発明において、トランスの巻線比が略１であり、一次側のインダクタンス値が相互インダクタンスの少なくとも約１．０５倍であることを特徴とし、請求項５の発明と同様の効果がある。
【００８６】
請求項７の発明は、請求項１〜６の何れか１つの発明において、出力電圧と基準電圧との誤差を検出する出力誤差検出回路と、トランスの一次巻線及び二次巻線の内直流電源に接続されていない端子に発生する電圧の変化を検出して、変化に応じた電圧を発生する微分回路と、出力誤差検出回路及び微分回路の出力に基づいて所望の出力電圧が得られるようにスイッチング素子の制御端に出力する制御信号のオン時間を調整する制御信号調整回路とを具備してスイッチング素子を自励発振させる自励制御回路を備えて成ることを特徴とし、スイッチング素子のオン／オフに応じて一次巻線及び二次巻線の内直流電源に接続されていない端子に発生する電圧が変化するので、微分回路の出力と出力誤差検出回路の出力とに基づいて制御信号調整回路が制御信号のオン時間を調整することで、スイッチング素子を自励発振でき、スイッチング素子の休止期間を無くすことで、入力電流のピーク値やリップルをさらに低減できるという効果がある。
【００８７】
請求項８の発明は、請求項７の発明において、外部からの信号入力によって制御信号調整回路からスイッチング素子の制御端への制御信号の出力を強制的に停止させる手段を設けたことを特徴と、外部からスイッチング素子の制御端への制御信号の出力を停止させることで、自励発振動作を停止できるという効果がある。
【００８８】
請求項９の発明は、請求項７の発明において、スイッチング素子は制御信号の大きさに応じた電流を流し、整流素子がオンになると制御信号調整回路からスイッチング素子の制御端への制御信号の出力を停止させる手段を設けたことを特徴とし、整流素子のオン時にはスイッチング素子がオフしているので、不要な制御信号がスイッチング素子の制御端に流れるのを停止して、制御信号による損失を低減できるという効果がある。
【００８９】
請求項１０の発明は、電源電圧をランプの点灯に必要な電圧に変換してランプに供給する電力変換回路と、電力変換回路の変換動作を制御する制御回路と、制御回路の動作電源を生成する請求項１〜９の何れか１つに記載の電源装置と、を具備して成ることを特徴とし、制御回路の動作電源として小型の電源装置を用いた放電灯点灯装置を実現でき、また電源装置の入力側に発生するノイズを低減できるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施形態１の回路図である。
【図２】（ａ）〜（ｃ）は同上の各部の波形図である。
【図３】（ａ）はインダクタンス値の比率（Ｌ３／Ｌ）と入力電流のピーク値との関係を示す図、（ｂ）はインダクタンス値の比率（Ｌ３／Ｌ）と入力電流の実効値との関係を示す図である。
【図４】実施形態２の回路図である。
【図５】（ａ）〜（ｄ）は同上に用いる磁気漏れトランスの断面図である。
【図６】実施形態３の回路図である。
【図７】同上の別の回路構成を示す要部の回路図である。
【図８】実施形態４の回路図である。
【図９】同上の別の回路構成を示す回路図である。
【図１０】実施形態５の回路図である。
【図１１】実施形態６の回路図である。
【図１２】実施形態７の回路図である。
【図１３】従来の放電灯点灯装置の概略構成図である。
【図１４】従来の電源装置の具体回路図である。
【図１５】（ａ）〜（ｃ）は同上の各部の波形図である。
【符号の説明】
６ 制御電源回路
１１，１４，１６ コンデンサ
１２ スイッチング素子
１３ トランス
１５ ダイオード
３８ インダクタ
Ｎ１ 一次巻線
Ｎ２ 二次巻線
【発明の属する技術分野】
本発明は、電源装置及びそれを用いる放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より図１３に示すような回路構成を有する放電灯点灯装置Ａが提供されており、この放電灯点灯装置Ａは、直流電源１の電源電圧をスイッチングすることで、高輝度放電灯のようなランプ３が必要とする電力に変換してランプ３に供給する電力変換回路２と、電力変換回路２の出力電圧を検出し、出力電圧が所望の電圧値になるように電力変換回路２のスイッチング動作を制御する制御回路４と、ランプ始動時に高電圧を印加して放電を開始させるイグナイタ回路５と、直流電源１から電源供給を受けて制御回路４の動作電源を供給する制御電源回路６とで構成される。尚、本図に示す制御電源回路６では、直流電源１の電源電圧を所望の電圧値に変換して制御回路４に供給しているが、電力変換回路２内部で生成される電圧を所望の電圧に変換して制御回路４に供給するものも従来より提供されている。
【０００３】
制御電源回路６としては、抵抗と定電圧ダイオードとで構成されるシャントレギュレータやシリーズレギュレータなど、抵抗成分による電圧降下を利用して出力電圧を調整する回路構成のものが提供されているが、入力電圧と出力電圧との電圧差が大きい場合には抵抗成分による電力損失が大きくなるという問題があった。また入力電圧の変動範囲が大きい場合はその最大損失で回路設計を行う必要があるから、定格電圧の高い大型の素子を使用する必要があり、そのために回路の大型化を招くという問題があった。また更に、入力電圧が制御回路４を動作させるのに必要な動作電圧よりも低くなると、必要な動作電圧が得られないという問題があった。
【０００４】
また制御電源回路６をフライバックコンバータなどのＲＣＣ方式のスイッチングコンバータで構成したものも従来より提供されており、この場合は電力損失や入力電圧の変動範囲による影響は小さいが、スイッチング素子のオン／オフ時にトランスの漏れインダクタンスによって発生するサージ電圧に対して十分な対策が必要になり、スイッチング素子として耐量の大きな素子を使用する必要があり、コストアップを招くという問題があった。
【０００５】
そこで、上記のような問題点を解決するために、制御電源回路６として図１４に示すようなシングルエンド１次インダクタンスコンバータ（ＳＥＰＩＣ）方式のコンバータを用いたものが従来より提供されている（例えば特許文献１及び特許文献２参照）。
【０００６】
この制御電源回路６は、入力電源の入力端子間に接続されたコンデンサ１１と、入力電源の高電位側の端子に一端が接続されたトランス１３の一次巻線Ｎ１と、一次巻線Ｎ１の他端と入力電源の低電位側の端子との間に接続されたスイッチング素子１２と、一次巻線Ｎ１とスイッチング素子１２との接続点に一端が接続されたコンデンサ１４と、コンデンサ１４の他端と入力電源の低電位側の端子との間に接続されたトランス１３の二次巻線Ｎ２と、コンデンサ１４と二次巻線Ｎ２との接続点にアノードが接続されたダイオード１５と、ダイオード１５のカソードと入力電源の低電位側の端子との間に接続されたコンデンサ１６とで構成され、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２との巻数比は１：１となっている。なお図１５（ａ）〜（ｃ）は制御電源回路６の各部の波形図であり、図１５（ａ）はスイッチング素子１２のオン／オフ状態を、図１５（ｂ）はスイッチング素子１２に流れる電流Ｉ１を、図１５（ｃ）はトランス１３の一次巻線Ｎ１に流れる電流Ｉ２をそれぞれ示している。
【０００７】
上記のＳＥＰＩＣ方式のコンバータでは、トランス１３に漏れインダクタンスがあっても、コンデンサ１４，１６への閉回路が常に存在するため、スイッチング素子１２にサージ電圧が発生しにくく、スイッチング素子１２に耐圧の低い素子を使用できるという利点がある。
【０００８】
【特許文献１】
特開平８−６６０１７号公報（第２頁−第３頁、及び、第１図）
【特許文献２】
特許第３１４３８４７号公報（第２頁−第３頁、及び、第３図）
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、ＲＣＣ方式のコンバータやＳＥＰＩＣ方式のコンバータからなる制御電源回路６では、スイッチング素子のオン／オフによって一次側の電流が変動するという問題がある。例えば図１４に示すようなＳＥＰＩＣ方式の制御電源回路６では、図１５（ｃ）に示すようにトランス１３の一次巻線Ｎ１に流れる電流Ｉ２が三角波形となり、電源の入力側から見てリップル電流やピーク電流が大きくなる。入力電流のリプル電流やピーク値が大きくなると、配線のインピーダンスを下げるために配線を太くする必要があるが、ノイズの原因になるため、あまり好ましくなく、そのため入力端子間にコンデンサ１１を接続している。
【００１０】
コンデンサ１１の静電容量は、リップル電流を抑制するために比較的大きくする必要があるが、入力電源の電源電圧範囲が広い場合にはコンデンサ１１の耐圧を電源電圧範囲の最大値で規定する必要があるから、コンデンサ１１が大型化するという問題があった。また制御電源回路６が、電力変換回路２内で生成した電圧を入力とする場合でもランプ３の点灯状態によって発生する電圧が大きく変動するため、変動範囲の最大値でコンデンサ１１の耐圧を規定しなければならず、やはりコンデンサ１１が大型化するという問題があった。
【００１１】
本発明は上記問題点に鑑みて為されたものであり、その目的とするところは、入力端子間に接続されるコンデンサが大型化することなく、入力電流に生じるリップル電流や入力電流のピーク値を抑制した電源装置及びそれを用いる放電灯点灯装置を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１の発明では、直流電源の両端間に接続された第１のコンデンサと、直流電源の高電位側の端子に一端が接続されたトランスの一次巻線と、当該一次巻線の他端と直流電源の低電位側の端子との間に接続されたスイッチング素子と、一次巻線とスイッチング素子との接続点に一端が接続された第２のコンデンサと、スイッチング素子の両端間に第２のコンデンサを介して接続されたトランスの二次巻線と、当該二次巻線と第２のコンデンサとの接続点にアノードが接続された整流素子と、二次巻線の両端間に整流素子を介して接続された第３のコンデンサとを備え、スイッチング素子をオン／オフさせることで直流電源の電源電圧を所望の電圧に変換するシングルエンド１次インダクタンスコンバータ方式のコンバータ回路からなり、入力電流のピーク値及びリップルが小さくなるようにトランスの一次巻線又は二次巻線の少なくとも何れか一方と直列にインダクタンス要素を接続したことを特徴とする。
【００１３】
請求項２の発明では、請求項１の発明において、インダクタンス要素が一次巻線と直列に接続されたことを特徴とする。
【００１４】
請求項３の発明では、請求項２の発明において、一次巻線とインダクタンス要素との合成インダクタンス値を、二次巻線のインダクタンス値よりも大きくしたことを特徴とする。
【００１５】
請求項４の発明では、請求項１〜３の何れか１つの発明において、インダクタンス要素のインダクタンス値を、当該インダクタンス要素が直列に接続された巻線のインダクタンス値よりも小さくしたことを特徴とする。
【００１６】
請求項５の発明では、請求項３の発明において、インダクタンス要素がトランスの漏れインダクタンスからなり、漏れインダクタンスを含めた一次側のインダクタンス値を、二次側のインダクタンス値よりも大きくしたことを特徴とする。
【００１７】
請求項６の発明では、請求項５の発明において、トランスの巻線比が略１であり、一次側のインダクタンス値が相互インダクタンスの少なくとも約１．０５倍であることを特徴とする。
【００１８】
請求項７の発明では、請求項１〜６の何れか１つの発明において、出力電圧と基準電圧との誤差を検出する出力誤差検出回路と、トランスの一次巻線及び二次巻線の内直流電源に接続されていない端子に発生する電圧の変化を検出して、変化に応じた電圧を発生する微分回路と、出力誤差検出回路及び微分回路の出力に基づいて所望の出力電圧が得られるようにスイッチング素子の制御端に出力する制御信号のオン時間を調整する制御信号調整回路とを具備してスイッチング素子を自励発振させる自励制御回路を備えて成ることを特徴とする。
【００１９】
請求項８の発明では、請求項７の発明において、外部からの信号入力によって制御信号調整回路からスイッチング素子の制御端への制御信号の出力を強制的に停止させる手段を設けたことを特徴とする。
【００２０】
請求項９の発明では、請求項７の発明において、スイッチング素子は制御信号の大きさに応じた電流を流し、整流素子がオンになると制御信号調整回路からスイッチング素子の制御端への制御信号の出力を停止させる手段を設けたことを特徴とする。
【００２１】
請求項１０の発明では、電源電圧をランプの点灯に必要な電圧に変換してランプに供給する電力変換回路と、電力変換回路の変換動作を制御する制御回路と、制御回路の動作電源を生成する請求項１〜９の何れか１つに記載の電源装置と、を具備して成ることを特徴とする。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下に本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
【００２３】
（実施形態１）
本発明に係る電源装置を従来技術で説明した放電灯点灯装置の制御電源回路６に適用した一実施形態の回路図を図１に示す。
【００２４】
この制御電源回路６は、従来技術で説明した図１４に示すＳＥＰＩＣ方式のコンバータにおいて、トランス１３の一次巻線Ｎ１と直列にインダクタ３８を接続したものであり、入力電源（直流電源）の入力端子間に接続されたコンデンサ１１と、入力電源の高電位側の端子に一端が接続されたインダクタ３８と、一端がインダクタ３８の他端に接続されたトランス１３の一次巻線Ｎ１と、一次巻線Ｎ１の他端と入力電源の低電位側の端子との間に接続されたスイッチング素子１２と、一次巻線Ｎ１及びスイッチング素子１２の接続点に一端が接続されたコンデンサ１４と、コンデンサ１４の他端と入力電源の低電位側の端子との間に接続されたトランス１３の二次巻線Ｎ２と、コンデンサ１４及び二次巻線Ｎ２の接続点にアノードが接続されたダイオード１５と、ダイオード１５のカソードと入力電源の低電位側の端子との間に接続されたコンデンサ１６とで構成され、入力電圧Ｖｉｎをスイッチング素子１２でスイッチングすることによって出力電圧Ｖｏｕｔを所望の電圧値に制御して、負荷である制御回路４に供給するものである。尚、ＳＥＰＩＣ方式のコンバータの動作は従来周知であるので、その説明は省略する。
【００２５】
図２（ａ）〜（ｃ）は本回路の動作を示す波形図であり、図２（ａ）はスイッチング素子１２のオン／オフ状態を、図２（ｂ）はスイッチング素子１２に流れる電流Ｉ１を、図２（ｃ）はトランス１３の一次巻線Ｎ１に流れる電流Ｉ２をそれぞれ示している。
【００２６】
上述のように本実施形態では一次巻線Ｎ１と直列にインダクタ３８を接続しているので、インダクタ３８を接続していない場合に比べてトランス１３の一次側のインダクタンス値が二次側のインダクタンス値よりも大きくなり、その結果、一次巻線Ｎ１に流れる電流Ｉ２のＤＣ重畳成分が大きくなると共に、ピーク電流が低下して、リップル電流も抑制される。また電流Ｉ２に発生するリップル電流の波形は、三角波形から正弦波形に近い波形となるので、リップル電流のさらなる低減やノイズの抑制に繋げることができる。
【００２７】
ところで、一般的なＳＥＰＩＣ方式のコンバータでは、トランス１３の一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２との巻数比が１：１であり、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２のインダクタンス値Ｌ１，Ｌ２がＬ１＝Ｌ２＝Ｌであるトランスを用いるが、トランス１３の一次巻線Ｎ１に直列に接続するインダクタ３８のインダクタンス値Ｌ３を一次巻線Ｎ１及び二次巻線Ｎ２のインダクタンス値Ｌの約０．０５倍以上とすることが望ましい（Ｌ３≧０．０５Ｌ）。
【００２８】
ここで、図３（ａ）はと入力電流のピーク値との関係を、図３（ｂ）は上記の比率（Ｌ３／Ｌ）と入力電流の実効値との関係を夫々示しており、これらの図から明らかなように上記の比率（Ｌ３／Ｌ）が大きいほど入力電流のピーク値及び実効値が小さくなっていき、リップル電流が減少して、脈流成分が小さくなることが分かる。また比率（Ｌ３／Ｌ）が０．０５を超える辺りから、その減衰率が緩やかになり、特に実効値に関してはその傾向が顕著である。よって、一次巻線Ｎ１に直列に接続するインダクタ３８のインダクタンス値Ｌ３を、少なくともトランス１３の一次巻線Ｎ１及び二次巻線Ｎ２のインダクタンス値Ｌの約０．０５倍（５％）以上とすることが望ましい。
【００２９】
また更に、トランス１３の一次巻線Ｎ１の巻数ｎ１と、二次巻線Ｎ２の巻数ｎ２とが異なる場合を考えると（ｎ１≠ｎ２）、一次巻線Ｎ１の巻数ｎ１に対する二次巻線Ｎ２の巻数ｎ２の比ｎ（＝ｎ２／ｎ１）が１以上の場合にはインダクタ３８のインダクタンス値Ｌ３が次式の関係を満たすことが望ましい。
【００３０】
【数１】
また、ｎが１以下の場合にはインダクタ３８のインダクタンス値Ｌ３が次式の関係を満たすことが望ましい。
【００３２】
【数２】
（実施形態２）
本発明の実施形態２を図４に基づいて説明する。上述の実施形態１ではトランス１３の一次巻線Ｎ１と直列にインダクタ３８を接続しているのに対して、本実施形態では漏れインダクタンスの大きい磁気漏れトランス１３ａを用い、磁気漏れトランス１３ａの漏れインダクタンスＬｘで一次巻線Ｎ１と直列に接続されたインダクタンス要素を構成し、実施形態１と同様の効果を得ている。尚、基本的な回路構成は実施形態１と同様であるので、共通する構成要素には同一の符号を付して、その説明は省略する。
【００３４】
ここで磁気漏れトランス１３ａは、漏れインダクタンスＬｘを含めた一次側のインダクタンス値をＬ１、二次側のインダクタンス値をＬ２、相互インダクタンスをＭ、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の巻線比をｎ（＝ｎ２／ｎ１）とすると、一次側のインダクタンス値Ｌ１を二次側のインダクタンス値Ｌ２よりも大きくする必要があり、そのインダクタンス値Ｌ１は、ｎが１以上の場合は、
【００３５】
【数３】
であることが望ましく、ｎが１以下の場合は、
【００３７】
【数４】
となることが望ましい。また、巻線比が略１（巻線比が約０．９８以上且つ約１．０２以下）であれば、相互コンダクタンスＭの少なくとも約１．０５倍であることが望ましい（Ｌ１≧１．０５Ｍ）。
【００３９】
なお磁気漏れトランス１３ａとしては、一次側のインダクタンス値Ｌ１が二次側のインダクタンス値Ｌ２よりも大きくなるように構成する必要があり、図５（ａ）に示すようにドラムコアやロッドコアなどの開磁路コア４０を用い、コア４０に一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２とを層状に巻回する場合には、コア４０に対して一次巻線Ｎ１を巻線する距離に比べて、二次巻線Ｎ２を巻線する距離が遠くなるように巻線すれば良い。すなわち、コア４０に対して一次巻線Ｎ１を内周側に、二次巻線Ｎ２を外周側に巻回することで、一次巻線Ｎ１に比べて二次巻線Ｎ２のコア４０に対する結合を下げて、一次側のインダクタンス値Ｌ１を二次側のインダクタンス値Ｌ２よりも大きくできる。
【００４０】
また図５（ｂ）に示すようにドラムコアやロッドコアなどの開磁路コア４０を用いる場合や、図５（ｃ）に示すようにＥＥコアやＥＩコアなどの閉磁路コア４１を用いる場合に、一次巻線Ｎ１を巻線する幅が、二次巻線Ｎ２を巻線する幅よりも広くなるように、巻線する幅を変えたものでも良く、一次巻線Ｎ１を巻線する幅を二次巻線Ｎ２に比べて広げることで、コア４０，４１に対する二次巻線Ｎ２の結合を一次巻線Ｎ１よりも下げて、一次側のインダクタンス値Ｌ１を二次側のインダクタンス値Ｌ２よりも大きくできる。
【００４１】
また更に図５（ｄ）に示すようなＥＩコアなどのギャップ付きの閉磁路コア４２を用いる場合には、ギャップ位置に対する一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の巻位置を変えるようにしても良い。すなわち、ギャップ４２ａのある側に二次巻線Ｎ２を巻線するとともに、ギャップ４２ａから離れた位置に一次巻線Ｎ１を巻線することによって、コア４２に対する二次巻線Ｎ２の結合が一次巻線Ｎ１よりも弱まり、一次側のインダクタンス値Ｌ１を二次側のインダクタンス値Ｌ２よりも大きくできる。
【００４２】
（実施形態３）
本発明の実施形態３を図６及び図７に基づいて説明する。図６は本実施形態の回路図であり、上述の実施形態２においてスイッチング素子１２として、一次巻線Ｎ１及びコンデンサ１４の接続点にコレクタが接続されると共に、入力電源の低電位側の端子にエミッタが接続されたＮＰＮ形のトランジスタを用い、スイッチング素子１２の制御端（ベース）にＰＷＭ信号を出力して、そのオン／オフを制御することで、出力電圧Ｖｏｕｔを所望の電圧値に安定化するＰＷＭ制御回路１７を付加したものであって、スイッチング素子１２及びＰＷＭ制御回路１７以外は実施形態２と同様であるので、共通する構成要素には同一の符号を付して、その説明は省略する。
【００４３】
ＰＷＭ制御回路１７は、制御電源回路６の出力端にカソードが接続された定電圧ダイオード１８ａ及び定電圧ダイオード１８ａのアノードと入力電源の低電位側の端子との間に接続された抵抗１８ｂからなる誤差検出回路１８と、矩形波信号を出力する発振器１９ａ及び発振器１９ａの出力を微分して鋸波を発生する擬似微分回路１９ｂからなる鋸波発生回路１９と、誤差検出回路１８の出力と鋸波発生回路１９の出力との高低を比較することでスイッチング素子１２の制御端に印加するＰＷＭ信号を発生するコンパレータ２０とで構成される。
【００４４】
ＰＷＭ制御回路１７では、誤差検出回路１８から得られた信号と、鋸波発生回路１９から入力された鋸波との高低をコンパレータ２０で比較することによってＰＷＭ信号を得ており、出力電圧Ｖｏｕｔが定電圧ダイオード１８ａのツェナー電圧を超える期間が長くなるほご、ＰＷＭ信号のオンデューティが小さくなるので、スイッチング素子１２のオン期間が短くなって、出力電圧Ｖｏｕｔが低下する。一方、出力電圧Ｖｏｕｔが定電圧ダイオード１８ａのツェナー電圧を超える期間が短くなるほど、ＰＷＭ信号のオンデューティが大きくなり、スイッチング素子１２のオン期間が長くなるので、出力電圧Ｖｏｕｔが増加し、出力電圧Ｖｏｕｔが所望の電圧値に制御されるのである。
【００４５】
尚、図６ではコンパレータ２０を用いて誤差検出回路１８の出力と鋸波発生回路１９の出力との高低を比較しているが、図７に示すように２個のトランジスタ２１ａ，２１ｂを用いてコンパレータ回路２１を構成し、このコンパレータ回路２１で誤差検出回路１８の出力と鋸波発生回路１９の出力との高低を比較するようにしても良い。
【００４６】
（実施形態４）
本発明の実施形態４を図８及び図９に基づいて説明する。図８は本実施形態の回路図であり、上述の実施形態２においてスイッチング素子１２として、一次巻線Ｎ１及びコンデンサ１４の接続点にコレクタが接続されると共に、入力電源の低電位側の端子に抵抗２６を介してエミッタが接続されたＮＰＮ形のトランジスタを用い、スイッチング素子１２の制御端（ベース）に制御信号を出力してスイッチング素子１２を自励発振させる自励制御回路２２を付加したものであって、スイッチング素子１２及び自励制御回路２２以外の構成は実施形態２と同様であるので、共通する構成要素には同一の符号を付して、その説明は省略する。
【００４７】
自励制御回路２２は、出力誤差検出回路２３と、ベース電流調整回路２４と、微分回路２５と、スイッチング素子１２のエミッタと入力電源の低電位側の端子との間に接続された抵抗２６とで構成される。
【００４８】
出力誤差検出回路２３は、制御電源回路６の出力端にカソードが接続された定電圧ダイオード２３ａと、定電圧ダイオード２３ａのアノードに一端が接続された抵抗２３ｂとを備え、出力電圧Ｖｏｕｔが定電圧ダイオード２３ａのツェナー電圧を超えると定電圧ダイオード２３ａが導通する。
【００４９】
ベース電流調整回路２４は、ＮＰＮ形のトランジスタからなり、スイッチング素子１２のベースと入力電源の低電位側の端子との間にコレクタ−エミッタ間が接続されるとともに、抵抗２３ｂの他端にベースが接続されたスイッチング素子２４ａと、スイッチング素子２４ａのエミッタに負極側の端子が接続されるベース電流供給用の直流電源２４ｂと、スイッチング素子２４ａのコレクタと直流電源２４ｂの正極側の端子との間に接続される抵抗２４ｃとで構成され、出力誤差検出回路２３の検出値に基づいてスイッチング素子１２の制御端（ベース）に与える制御信号すなわちベース電流を調整する。尚、ベース電流調整回路２４はベース電流を供給するための電源として直流電源２４ｂを備えているが、ベース電流の供給源を別電源としても良いし、入力端或いは出力端からインピーダンス素子を介して電源を得るようにしても良い。
【００５０】
微分回路２５は、スイッチング素子１２のコレクタとスイッチング素子２４ａのベースとの間に接続されたコンデンサ２５ａ及び抵抗２５ｂの直列回路からなり、スイッチング素子１２のコレクタ電圧の変化を検出してベース電流調整回路２４にフィードバックする。
【００５１】
以下に自励制御回路２２の動作を説明する。出力電圧Ｖｏｕｔが定電圧ダイオード２３ａのツェナー電圧を超えると、出力電圧Ｖｏｕｔとツェナー電圧との差電圧が抵抗２３ｂに印加されて、差電圧に応じた電流が抵抗２３ｂに流れるので、出力電圧Ｖｏｕｔがツェナー電圧を超えれば超えるほどスイッチング素子２４ａのベース電流が増加する。この時、スイッチング素子２４ａのベース電流が増加すると、直流電源２４ｂから抵抗２４ｃを介してスイッチング素子２４ａに流れる電流が増加するので、スイッチング素子１２のベース電流が減少する。一方、出力電圧Ｖｏｕｔがツェナー電圧よりも低くなると、定電圧ダイオード２３ａがオフして、スイッチング素子２４ａのベース電流が減少し、直流電源２４ｂから抵抗２４ｃを介してスイッチング素子２４ａに流れる電流が減少するので、スイッチング素子１２のベース電流が増加する。
【００５２】
ここで、ベース電流調整回路２４から供給されるベース電流の増加によってスイッチング素子１２がオンし、スイッチング素子１２のコレクタ−エミッタ間に電流が流れると、コレクタ電流の増加に伴って抵抗２６による電圧降下が増加し、抵抗２６による電圧降下がスイッチング素子１２のベース電圧を超えると、スイッチング素子１２がオフし始める。ここに、スイッチング素子１２がオフし始める時のコレクタ電流の電流値がベース電流調整回路２４によって制御され、オン時間が調整されることになる。
【００５３】
スイッチング素子１２がオフし始めると、コレクタ電圧が上昇するが、コレクタ電圧の上昇は微分回路２５によって検出されて、スイッチング素子２４ａのベースに与えられ、そのコレクタ電流が増加するので、スイッチング素子１２のベース電流を急激に減少させて、スイッチング素子１２を急速にオフさせる。
【００５４】
スイッチング素子１２のオフによってトランス１３ａのエネルギーがコンデンサ１４，１６に放出されるのであるが、エネルギーの放出が完了すると、スイッチング素子１２のコレクタ電圧が（Ｖｉｎ＋Ｖｏｕｔ）から低下し始める。コレクタ電圧の減少は微分回路２５によって検出され、その出力がスイッチング素子２４ａのベースに与えられるので、スイッチング素子２４ａのベース電流が減少して、そのコレクタ電流が減少し、スイッチング素子１２のベース電流を増やして、スイッチング素子１２をオンさせる。
【００５５】
本回路では以上のようなスイッチング動作を繰り返すことで、スイッチング素子１２を自励発振させ、安定な出力を得ることができる。また、このような自励発振動作によって、スイッチング素子１２のコレクタ電流の休止期間を無くすことができ、入力電流のピーク値やリップルをさらに低減できる。
【００５６】
またＳＥＰＩＣ方式のコンバータでは、図１及び図２に示すように一次側のインダクタンスを増やさなくても、電流連続モード（トランスやインダクタンス電流がゼロになる期間がないモード）で動作させることにより入力電流のピーク値やリップルを低減できるが、スイッチング素子１２に制御信号を与える他励式の制御回路が必要になって、回路構成が複雑になるという問題がある。それに対して本実施形態ではスイッチング素子１２を自励発振させる自励制御回路２２を設けることで、スイッチング素子１２のコレクタ電流の休止期間を無くして、入力電流のピーク値やリップルをさらに低減させており、回路構成を複雑にすることなく入力電流のピーク値やリップルをさらに低減することができる。
【００５７】
また、本実施形態では微分回路２５によりスイッチング素子１２のコレクタ及び一次巻線Ｎ１の接続点の電圧変化を検出して、ベース電流調整回路２４にフィードバックしているが、トランス１３の巻線Ｎ１，Ｎ２の内、入力電源に接続されていない端子の電圧を検出すれば良く、図９に示すようにコンデンサ１４及び二次巻線Ｎ２の接続点とスイッチング素子２４ａのベースとの間に、コンデンサ２５ａ及び抵抗２５ｂの直列回路からなる微分回路２５を接続して、上記接続点の電圧変化を検出し、ベース電流調整回路２４にフィードバックしても良い。
【００５８】
（実施形態５）
本発明の実施形態５を図１０に基づいて説明する。尚、本回路の基本的な構成は実施形態４で説明した図８の電源装置と同様であるので、共通する構成要素には同一の符号を付して、その説明は省略し、以下では本実施形態の特徴部分について説明する。
【００５９】
本回路では、図８の回路において、スイッチング素子１２の制御端（ベース）とベース電流調整回路２４の出力端との間にコンデンサ２７を接続してあり、これによって、スイッチング素子２４ａがオフし始める際にコンデンサ２７の充電電圧によって逆バイアスがかけられ、スイッチング素子２４ａのオフ動作を高速化することができ、また発振不良でスイッチング素子１２がオンし続けることによって、素子が破壊されるのを防止できる。さらに、コンデンサ２７にバイアス電圧が発生するので、ベース電流供給用のインピーダンス素子（抵抗２４ｃ）の損失を低減できる。
【００６０】
また本実施形態では出力誤差検出回路２３を、制御電源回路６の出力端に一端が接続された抵抗２３ｂと、抵抗２３ｂの他端にカソードが接続された定電圧ダイオード２３ａと、定電圧ダイオード２３ａのアノードとスイッチング素子２４ａのベースとの間にエミッタ−コレクタ間が接続されたＰＮＰ形のトランジスタ２３ｃと、トランジスタ２３ｃのベース電位を与える直流電源２３ｄとで構成しており、これによって定電圧ダイオード２３ａのツェナー電圧と直流電源２３ｄの電源電圧との和の電圧（基準電圧）と出力電圧Ｖｏｕｔとの誤差が検出される。すなわち、出力電圧Ｖｏｕｔが上記基準電圧を超えると、基準電圧との誤差量に応じた大きさの電流が出力され、スイッチング素子２４ａのベース電流が増加する。この時、ベース電流調整回路２４では、直流電源２４ｂから抵抗２４ｃを介してスイッチング素子２４ａに流れる電流が増加するので、スイッチング素子１２のベース電流が減少する。一方、出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧よりも低くなると、定電圧ダイオード２３ａがオフして、スイッチング素子２４ａのベース電流が減少し、直流電源２４ｂから抵抗２４ｃを介してスイッチング素子２４ａに流れる電流が減少するので、スイッチング素子１２のベース電流が増加する。
【００６１】
ここで、ベース電流調整回路２４から供給されるベース電流が増加してスイッチング素子１２がオンし、スイッチング素子１２のコレクタ−エミッタ間に電流が流れると、コレクタ電流の増加に伴って抵抗２６による電圧降下が増加し、抵抗２６による電圧降下がスイッチング素子１２のベース電圧を超えると、スイッチング素子１２がオフし始める。
【００６２】
スイッチング素子１２がオフし始めると、コレクタ電圧が上昇するが、コレクタ電圧の上昇は微分回路２５によって検出されて、スイッチング素子２４ａのベースに与えられ、そのコレクタ電流を増加させることで、スイッチング素子１２のベース電流を急激に減少させて、スイッチング素子１２を急速にオフさせる。
【００６３】
スイッチング素子１２のオフによってトランス１３ａのエネルギーがコンデンサ１４，１６に放出され、エネルギーの放出が完了すると、スイッチング素子１２のコレクタ電圧が（Ｖｉｎ＋Ｖｏｕｔ）から低下し始める。コレクタ電圧の減少は微分回路２５によって検出され、その出力がスイッチング素子２４ａのベースに与えられるので、スイッチング素子２４ａのベース電流が減少して、そのコレクタ電流が減少し、スイッチング素子１２のベース電流を増やして、スイッチング素子１２をオンさせる。以上のようなスイッチング動作を繰り返すことで、スイッチング素子１２を自励発振させ、安定な出力を得ることができる。
【００６４】
なお、本実施形態ではベース電流調整回路２４のスイッチング素子２４ａの制御端（ベース）に抵抗２８を介して外部入力端子ｔ１を接続してあり、外部入力端子ｔ１に外部から停止信号を入力することで、スイッチング素子２４ａをオンさせて、スイッチング素子１２のベース電流を減少させ、スイッチング素子１２を強制的に停止させることができる。
【００６５】
（実施形態６）
本発明の実施形態６を図１１に基づいて説明する。尚、本回路の基本的な構成は実施形態４で説明した図８の電源装置と同様であるので、共通する構成要素には同一の符号を付して、その説明は省略し、以下では本実施形態の特徴部分について説明する。
【００６６】
上述した図８の回路では、ベース電流調整回路２４にベース電流を供給するための直流電源２４ｂを設けていたが、本実施形態では制御電源回路６の出力からベース電流を供給する電源を得ており、後述する調整回路２９のスイッチング素子２９ａと抵抗とを介して制御電源回路６の出力端子間にコレクタ−エミッタ間が接続されたスイッチング素子２４ａと、スイッチング素子２４ａのコレクタに一端が接続されるとともに他端が起動回路３０の出力端に接続された抵抗２４ｄとでベース電流調整回路２４を構成している。
【００６７】
また本回路では、制御電源回路６の出力端からベース電流調整回路２４への電源供給をオン／オフすることによって、ベース電流調整回路２４により供給されるベース電流をダイオード１５のオン／オフ状態によって調整する調整回路２９を設けている。この調整回路２９は、エミッタがダイオード１５のカソードに接続されるとともに、コレクタが抵抗を介してスイッチング素子２４ａのコレクタに接続されたＰＮＰ形のトランジスタからなるスイッチング素子２９ａと、スイッチング素子２９ａのベースとダイオード１５のアノードとの間に接続された抵抗２９ｂとで構成される。
【００６８】
以下に調整回路２９の動作を簡単に説明する。ベース電流を流す必要のないスイッチング素子１２のオフ時には、トランス１３ａのエネルギーがコンデンサ１６に放出されて、ダイオード１５がオンする。調整回路２９ではスイッチング素子２９ａによりダイオード１５の両端電圧を検出しており、ダイオード１５がオンになると、スイッチング素子２９ａにベース電流が流れなくなって、スイッチング素子２９ａがオフし、ベース電流調整回路２４への電源供給が遮断されるので、スイッチング素子１２にベース電流が流れなくなる。
【００６９】
その後、トランス１３ａからコンデンサ１６へのエネルギーの放出が終了すると、ダイオード１５がオフになり、ダイオード１５の両端間に逆電圧が印加される。ダイオード１５の両端間に逆電圧が加わると、スイッチング素子２９ａにベース電流が流れて、スイッチング素子２９ａがオンになり、ベース電流調整回路２４にベース電流の供給源が接続されるので、ベース電流調整回路２４からスイッチング素子１２にベース電流が供給されて、スイッチング素子１２がオンする。
【００７０】
このように調整回路２９では、ダイオード１５のオン／オフ状態に応じて、ベース電流調整回路２４からスイッチング素子１２へのベース電流の供給を調整しており、ダイオード１５のオフ時にはベース電流調整回路２４からベース電流を供給させることで、スイッチング素子１２をオンさせるとともに、ダイオード１５のオン時（スイッチング素子１２のオフ時）にはベース電流調整回路２４からのベース電流を停止させることで、不要なベース電流がスイッチング素子１２に流れるのを防止して、ベース電流による損失を低減できる。尚、自励発振回路２２による自励発振動作は実施形態４の動作と同様であるのでその説明は省略する。
【００７１】
また本回路でも、図８の回路において、スイッチング素子１２の制御端（ベース）とベース電流調整回路２４の出力端との間にコンデンサ２７を接続してあり、これによって、スイッチング素子２４ａがオフし始める際にコンデンサ２７の充電電圧によって逆バイアスがかけられ、スイッチング素子２４ａのオフ動作を高速化することができ、また発振不良でスイッチング素子１２がオンし続けることによって、素子が破壊されるのを防止できる。さらに、コンデンサ２７にバイアス電圧が発生するので、ベース電流供給用のインピーダンス素子（抵抗）の損失を低減できる。
【００７２】
また本回路では、入力電圧が所定電圧以上になるとスイッチング素子１２の制御端（ベース）にベース電流を供給し始める起動回路３０を、コンデンサ２７と抵抗２４ｄとの直列回路を介してスイッチング素子１２のベースに接続しており、起動時に入力電圧Ｖｉｎが所定電圧以上になると、起動回路３０がベース電流の供給を始めることで、自励制御回路２２による自励発振動作を確実に開始させることができる。
【００７３】
（実施形態７）
本発明に係る電源装置を制御回路の電源として用いる放電灯点灯装置の一実施形態を図１２に基づいて説明する。
【００７４】
放電灯点灯装置Ａは、直流電源１の電源電圧をスイッチングすることで、高輝度放電灯のようなランプ３が必要とする電力に変換してランプ３に供給する電力変換回路２と、電力変換回路２の出力電圧を検出し、出力電圧が所望の電圧値になるように電力変換回路２のスイッチング動作を制御する制御回路４と、ランプ始動時に高電圧を印加して放電を開始させるイグナイタ回路５と、電力変換回路２の内部で生成された電圧を入力として制御回路４に動作電源を供給する制御電源回路６とで構成される。
【００７５】
電力変換回路２は、電解コンデンサからなるコンデンサ３１、ＦＥＴからなるスイッチング素子３２、ダイオード３３、インダクタ３４及びコンデンサ３６からなり、入力電圧を降圧した一定の電圧を発生する降圧チョッパ回路２ａと、降圧チョッパ回路２ａの出力電圧をＦＥＴからなるスイッチング素子３７ａ〜３７ｄでスイッチングすることにより交流電圧に変換してランプ３に供給するフルブリッジ形のインバータ回路２ｂとで構成され、スイッチング素子３２及び３７ａ〜３７ｄの制御端には制御回路４からの制御信号ａ〜ｅが入力されて、オン／オフが制御される。
【００７６】
制御電源回路６は実施形態４で説明した図８の回路と同様の回路構成を有し、降圧チョッパ回路２ａの限流用のインダクタ３４に補助巻線３４ａを設け、補助巻線３４ａに発生する電圧をダイオード３５で整流して得た電圧を入力電圧としている。尚、制御電源回路６の構成及び動作は実施形態４と同様であるのでその説明は省略する。
【００７７】
ここで、放電灯点灯装置Ａの電源が商用電源の場合には、電力変換回路２内で生成される電圧を制御電源回路６に直接入力すると、電圧が高いために、制御電源回路６の構成部品に耐圧の高い素子を使用する必要があるが、補助巻線３４ａにより降圧した電圧を制御電源回路６に入力しているので、構成部品の耐圧を下げることができる。また、ランプ３の状態によって制御電源回路６の入力が大きく変動するため、入力段のコンデンサ１１の静電容量をできるだけ小さくすることが望ましいが、実施形態４で説明したように制御電源回路６の入力電流のピーク値やリップルを下げることができたので、コンデンサ１１に静電容量の小さいものを使用することができ、入力電源の電圧変動にも対応できる。
【００７８】
尚、本実施形態では制御電源回路６の電源として、直流電源１を入力とした降圧チョッパ回路２ａ内で生成される電圧を用いているが、商用交流電源を入力としたＰＦＣ回路の出力を用いても良いし、ＰＦＣ回路の内部で発生する電圧を電源として用いても良い。
【００７９】
また上述の各実施形態では、スイッチング素子１２としてトランジスタを例に説明を行ったが、スイッチング素子１２をトランジスタに限定する趣旨のものではなく、ＦＥＴやＩＧＢＴなどのスイッチング素子を用いても良い。また、ＰＷＭ制御回路１７や自励制御回路２２の回路構成も上記の構成に限定する趣旨のものではなく、同様の機能を有するものであれば、回路構成は問わない。
【００８０】
【発明の効果】
上述のように、請求項１の発明は、直流電源の両端間に接続された第１のコンデンサと、直流電源の高電位側の端子に一端が接続されたトランスの一次巻線と、当該一次巻線の他端と直流電源の低電位側の端子との間に接続されたスイッチング素子と、一次巻線とスイッチング素子との接続点に一端が接続された第２のコンデンサと、スイッチング素子の両端間に第２のコンデンサを介して接続されたトランスの二次巻線と、当該二次巻線と第２のコンデンサとの接続点にアノードが接続された整流素子と、二次巻線の両端間に整流素子を介して接続された第３のコンデンサとを備え、スイッチング素子をオン／オフさせることで直流電源の電源電圧を所望の電圧に変換するシングルエンド１次インダクタンスコンバータ方式のコンバータ回路からなり、入力電流のピーク値及びリップルが小さくなるようにトランスの一次巻線又は二次巻線の少なくとも何れか一方と直列にインダクタンス要素を接続したことを特徴とし、インダクタンス要素を付加することで入力電流のピーク値及びリップルを小さくしているので、入力端子間に接続される第１のコンデンサに静電容量の小さい小型のものを使用でき、電源装置が大型化するのを防止できるという効果があり、また入力電流のピーク値及びリップルを小さくすることで、入力側に発生するノイズを低減できるという効果もある。
【００８１】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、インダクタンス要素が一次巻線と直列に接続されたことを特徴とし、請求項１の発明と同様の効果がある。
【００８２】
請求項３の発明は、請求項２の発明において、一次巻線とインダクタンス要素との合成インダクタンス値を、二次巻線のインダクタンス値よりも大きくしたことを特徴とし、請求項１の発明と同様に、一次巻線と直列にインダクタンス要素を接続して、一次側のインダクタンス値を二次側に比べて大きくすることで、入力電流のピーク値やリップルを低減でき、その結果入力端子間に接続される第１のコンデンサに静電容量の小さい小型のものを使用できるから、電源装置が大型化するのを防止できるという効果がある。
【００８３】
請求項４の発明は、請求項１〜３の何れか１つの発明において、インダクタンス要素のインダクタンス値を、当該インダクタンス要素が直列に接続された巻線のインダクタンス値よりも小さくしたことを特徴とし、請求項１〜３の発明と同様の効果がある。
【００８４】
請求項５の発明は、請求項３の発明において、インダクタンス要素がトランスの漏れインダクタンスからなり、漏れインダクタンスを含めた一次側のインダクタンス値を、二次側のインダクタンス値よりも大きくしたことを特徴とし、トランスの漏れインダクタンスでインダクタンス要素を構成しているので、部品点数を少なくできるという効果がある。
【００８５】
請求項６の発明は、請求項５の発明において、トランスの巻線比が略１であり、一次側のインダクタンス値が相互インダクタンスの少なくとも約１．０５倍であることを特徴とし、請求項５の発明と同様の効果がある。
【００８６】
請求項７の発明は、請求項１〜６の何れか１つの発明において、出力電圧と基準電圧との誤差を検出する出力誤差検出回路と、トランスの一次巻線及び二次巻線の内直流電源に接続されていない端子に発生する電圧の変化を検出して、変化に応じた電圧を発生する微分回路と、出力誤差検出回路及び微分回路の出力に基づいて所望の出力電圧が得られるようにスイッチング素子の制御端に出力する制御信号のオン時間を調整する制御信号調整回路とを具備してスイッチング素子を自励発振させる自励制御回路を備えて成ることを特徴とし、スイッチング素子のオン／オフに応じて一次巻線及び二次巻線の内直流電源に接続されていない端子に発生する電圧が変化するので、微分回路の出力と出力誤差検出回路の出力とに基づいて制御信号調整回路が制御信号のオン時間を調整することで、スイッチング素子を自励発振でき、スイッチング素子の休止期間を無くすことで、入力電流のピーク値やリップルをさらに低減できるという効果がある。
【００８７】
請求項８の発明は、請求項７の発明において、外部からの信号入力によって制御信号調整回路からスイッチング素子の制御端への制御信号の出力を強制的に停止させる手段を設けたことを特徴と、外部からスイッチング素子の制御端への制御信号の出力を停止させることで、自励発振動作を停止できるという効果がある。
【００８８】
請求項９の発明は、請求項７の発明において、スイッチング素子は制御信号の大きさに応じた電流を流し、整流素子がオンになると制御信号調整回路からスイッチング素子の制御端への制御信号の出力を停止させる手段を設けたことを特徴とし、整流素子のオン時にはスイッチング素子がオフしているので、不要な制御信号がスイッチング素子の制御端に流れるのを停止して、制御信号による損失を低減できるという効果がある。
【００８９】
請求項１０の発明は、電源電圧をランプの点灯に必要な電圧に変換してランプに供給する電力変換回路と、電力変換回路の変換動作を制御する制御回路と、制御回路の動作電源を生成する請求項１〜９の何れか１つに記載の電源装置と、を具備して成ることを特徴とし、制御回路の動作電源として小型の電源装置を用いた放電灯点灯装置を実現でき、また電源装置の入力側に発生するノイズを低減できるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施形態１の回路図である。
【図２】（ａ）〜（ｃ）は同上の各部の波形図である。
【図３】（ａ）はインダクタンス値の比率（Ｌ３／Ｌ）と入力電流のピーク値との関係を示す図、（ｂ）はインダクタンス値の比率（Ｌ３／Ｌ）と入力電流の実効値との関係を示す図である。
【図４】実施形態２の回路図である。
【図５】（ａ）〜（ｄ）は同上に用いる磁気漏れトランスの断面図である。
【図６】実施形態３の回路図である。
【図７】同上の別の回路構成を示す要部の回路図である。
【図８】実施形態４の回路図である。
【図９】同上の別の回路構成を示す回路図である。
【図１０】実施形態５の回路図である。
【図１１】実施形態６の回路図である。
【図１２】実施形態７の回路図である。
【図１３】従来の放電灯点灯装置の概略構成図である。
【図１４】従来の電源装置の具体回路図である。
【図１５】（ａ）〜（ｃ）は同上の各部の波形図である。
【符号の説明】
６ 制御電源回路
１１，１４，１６ コンデンサ
１２ スイッチング素子
１３ トランス
１５ ダイオード
３８ インダクタ
Ｎ１ 一次巻線
Ｎ２ 二次巻線
Claims (10)
- 直流電源の両端間に接続された第１のコンデンサと、直流電源の高電位側の端子に一端が接続されたトランスの一次巻線と、当該一次巻線の他端と直流電源の低電位側の端子との間に接続されたスイッチング素子と、一次巻線とスイッチング素子との接続点に一端が接続された第２のコンデンサと、スイッチング素子の両端間に第２のコンデンサを介して接続された前記トランスの二次巻線と、当該二次巻線と第２のコンデンサとの接続点にアノードが接続された整流素子と、二次巻線の両端間に整流素子を介して接続された第３のコンデンサとを備え、スイッチング素子をオン／オフさせることで直流電源の電源電圧を所望の電圧に変換するシングルエンド１次インダクタンスコンバータ方式のコンバータ回路からなり、入力電流のピーク値及びリップルが小さくなるように前記トランスの一次巻線又は二次巻線の少なくとも何れか一方と直列にインダクタンス要素を接続したことを特徴とする電源装置。
- 前記インダクタンス要素が前記一次巻線と直列に接続されたことを特徴とする請求項１記載の電源装置。
- 前記一次巻線と前記インダクタンス要素との合成インダクタンス値を、前記二次巻線のインダクタンス値よりも大きくしたことを特徴とする請求項２記載の電源装置。
- 前記インダクタンス要素のインダクタンス値を、当該インダクタンス要素が直列に接続された巻線のインダクタンス値よりも小さくしたことを特徴とする請求項１〜３の何れか１つに記載の電源装置。
- 前記インダクタンス要素が前記トランスの漏れインダクタンスからなり、漏れインダクタンスを含めた一次側のインダクタンス値を、二次側のインダクタンス値よりも大きくしたことを特徴とする請求項３記載の電源装置。
- 前記トランスの巻線比が略１であり、一次側のインダクタンス値が相互インダクタンスの少なくとも約１．０５倍であることを特徴とする請求項５記載の電源装置。
- 出力電圧と基準電圧との誤差を検出する出力誤差検出回路と、前記トランスの一次巻線及び二次巻線の内直流電源に接続されていない端子に発生する電圧の変化を検出して、変化に応じた電圧を発生する微分回路と、出力誤差検出回路及び微分回路の出力に基づいて所望の出力電圧が得られるように前記スイッチング素子の制御端に出力する制御信号のオン時間を調整する制御信号調整回路とを具備して前記スイッチング素子を自励発振させる自励制御回路を備えて成ることを特徴とする請求項１〜６の何れか１つに記載の電源装置。
- 外部からの信号入力によって前記制御信号調整回路から前記スイッチング素子の制御端への制御信号の出力を強制的に停止させる手段を設けたことを特徴とする請求項７記載の電源装置。
- 前記スイッチング素子は前記制御信号の大きさに応じた電流を流し、前記整流素子がオンになると前記制御信号調整回路から前記スイッチング素子の制御端への制御信号の出力を停止させる手段を設けたことを特徴とする請求項７記載の電源装置。
- 電源電圧をランプの点灯に必要な電圧に変換してランプに供給する電力変換回路と、電力変換回路の変換動作を制御する制御回路と、制御回路の動作電源を生成する請求項１〜９の何れか１つに記載の電源装置と、を具備して成ることを特徴とする放電灯点灯装置。
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