JP2009153234A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】付加回路の規模を小さくして、特に二次側の付加回路をなくして、出力電圧が低い場合の出力電流を制限することのできるスイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】電源制御用ＩＣ１００の電源端子ＶＣＣに接続される一次側補助巻線１１７に誘起される電圧は、電源の出力電圧にトランス１１５の巻数比を乗じた電圧を呈するので電源の出力電圧と補助巻線電圧は比例関係にある。基準電圧発生回路１０４はこのＶＣＣ電圧の変化に応じて過電流制限コンパレータ１０３に供給するスレッシュ電圧を変化させる。具体的には、出力電圧が低いほど過電流制限回路１０３に供給するスレッシュ電圧を低くする。これによりMOSFET１２０のピーク電流を出力電圧に応じて制御、出力電流の変動を抑制する。
【選択図】図１

Description

本発明は、出力電圧を切り替える機能を有し且つ最大出力電流の変動を抑えることが可能なスイッチング電源装置に関する。

図８は、従来の出力電圧を切り替える機能を有するスイッチング電源装置の一例を示すブロック図である。図８に示す従来の出力電圧を切り替える機能を有するスイッチング電源装置は、ブリッジダイオード８１１、コンデンサ８１２，８１３，８１９，８２４、ダイオード８１４，８２３、トランス８１５、MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)８２０，８３１、抵抗８２１，８２５，８２８〜８３０、フォトトランジスタ８１８、発光ダイオード（ＬＥＤ）８２６、スイッチング電源制御用ＩＣ８００、シャントレギュレータ８２７を有している。発光ダイオード８２６とフォトトランジスタ８１８はフォトカプラを構成する。スイッチング電源制御用ＩＣ８００は、高電圧入力端子ＶＨ、電源端子ＶＣＣ、出力端子ＯＵＴ、電流検出端子ＩＳ、グランド端子ＧＮＤ、およびフィードバック端子ＦＢを有し、起動(STARTUP)回路８０１、低電圧ロックアウト(ＵＶＬＯ：Under Voltage Lock-Out)回路８０２、過電流制限コンパレータ８０３、基準電圧源８０４、発振器(ＯＳＣ)８０５、ＰＷＭ(Pulse Width Modulation)コンパレータ８０６、ドライバ回路(Driver)８０７、出力部(OUTPUT)８０８を有している。そして図８に示すスイッチング電源装置は、ＡＣ１００〜２２０Ｖの商用電源をブリッジダイオード８１１で整流し、トランス８１５を介して電力を二次側の図示していない負荷に供給する絶縁型のＡＣ−ＤＣコンバータの例を示している。

ブリッジダイオード８１１はＡＣ１００〜２２０Ｖの商用電源を整流する。整流された商用電源は、トランス８１５の一次側巻線(コイル)８１６と、この種のスイッチング電源装置のスイッチング素子であるMOSFET８２０と、抵抗Ｒ_１(８２１)とを直列接続した直列回路に印加される。

フィードバック端子ＦＢは、発光ダイオード８２６とフォトカプラを構成するフォトトランジスタ８１８に接続されている。また、スイッチング電源制御用ＩＣ８００の内部で、図示しない抵抗によって図示しない基準電圧源に接続されている。電流検出端子ＩＳは、MOSFET８２０の電流を検出する電流検出用の抵抗Ｒ_１(８２１)に接続され、MOSFET８２０と抵抗Ｒ_１(８２１)の接続点の電圧Ｖｉｓが入力される。また、グランド端子ＧＮＤは接地され、出力端子ＯＵＴは、MOSFET８２０のゲートに接続されている。電源端子ＶＣＣは、ダイオード８１４を介して、トランス８１５の一次側補助巻線（コイル）８１７に接続されている。スイッチング電源制御用ＩＣ８００は、一次側補助巻線８１７に誘起される電圧によって動作する。

電源端子ＶＣＣには、一次側補助巻線８１７から供給される電圧を安定させるためのコンデンサ８１３が外付けされている。起動時は、ブリッジダイオード８１１から起動回路８０１を介してコンデンサ８１３に起動電流が流れる。そして、電源端子ＶＣＣの電圧が、スイッチング電源制御用ＩＣ８００が動作するのに必要な電圧まで上昇すると、起動回路８０１からの起動電流が止まるよう構成されている。つまり電源端子ＶＣＣの電圧が、スイッチング電源制御用ＩＣ８００が動作するのに必要な電圧まで上昇すると、ＵＶＬＯ回路８０２は、起動回路８０１にオフ(off)信号を加え、起動回路８０１からの起動電流、つまり高電圧入力端子ＶＨから電源端子ＶＣＣのコンデンサ８１３への電流の供給を止める。これによって、電源端子ＶＣＣに供給される電源電圧のみによってスイッチング電源制御用ＩＣ８００が動作するようになる。

スイッチング電源制御用ＩＣ８００においては、ＰＷＭパルスを開始させる信号を発振器(ＯＳＣ)８０５が定周期で出力し、ＰＷＭコンパレータ８０６が電流検出端子ＩＳへの入力電圧Ｖｉｓがフィードバック端子ＦＢの電圧（出力電圧に応じて変化する発光ダイオード８２６の発光量を検知するフォトトランジスタ８１８の導通状態によって変化し、出力電圧が高くなると低くなり、出力電圧が低くなると高くなる）に等しくなったことを検出してＰＷＭパルスを終了させる信号を出力する。これらはドライバ回路(Driver)８０７に入力され、ドライバ回路(Driver)８０７から出力部(OUTPUT)８０８を介してＰＷＭ制御されたパルス信号を出力端子ＯＵＴから出力し、MOSFET８２０をオン／オフ制御する。

トランス８１５の二次側巻線(コイル)８２２は、ダイオード８２３とコンデンサ８２４からなる整流・平滑回路を介して、直流出力電圧（DC OUTPUT：Ｖo）が印加される図示していない負荷に接続されている。この整流・平滑回路の出力部には、図示していない負荷に供給される出力電圧を制御するための抵抗８２５，８２８〜８３０、発光ダイオード８２６、シャントレギュレータ８２７およびMOSFET８３１からなる出力電圧制御回路が接続されている。この出力電流制御回路のシャントレギュレータ８２７は、抵抗８２８と８２９の接続点の電位Ｖｒが所定値より小さい場合はシャントレギュレータ８２７に流れる電流が少なくなり、逆に電位Ｖｒが所定値より大きい場合は流れる電流が多くなることにより発光ダイオード８２７の発光量を制御する。これによりスイッチング電源制御用ＩＣ８００へのフィードバック信号（フィードバック端子ＦＢの電圧）を生成して、出力電圧が一定になるよう制御するものである。フォトカプラを構成する発光ダイオード８２６の発光量という形で検出された出力電圧は、フォトトランジスタ８１８を介して、スイッチング電源制御用ＩＣ８００のフィードバック端子ＦＢにフィードバックされる。なお、フォトカプラで一次側にフィードバック信号を伝えるので、トランス結合の一次側と二次側は電気的に絶縁されている。

負荷側機器(図示せず)の用途によって、通常動作時には高い出力電圧が必要であるが、待機時（軽負荷時）には高い出力電圧が必要ない場合がある。待機時に出力電圧を低下させることができれば待機電力の削減を図ることができるため、負荷側機器の通常動作時と軽負荷時の出力電圧の切り替えを行う。図８に示すスイッチング電源装置は負荷側機器の通常動作時と軽負荷時の出力電圧の切り替え機能を有するスイッチング電源装置の例を示しているもので、出力電圧の切り替えを行うために、二次側のMOSFET８３１のゲート電圧VGATE８３２を制御する。すなわち図８に示すスイッチング電源装置は、シャントレギュレータ８２７の制御端子に掛かる電圧Ｖrが所定値と等しくなるように動作するので、出力電圧が当該所定値の抵抗８２８〜８３０による抵抗分圧比の逆数倍になる。このため、通常動作時、つまり高い出力電圧が必要なときは、ＮチャネルのMOSFET８３１のゲート電圧VGATE８３２にHigh信号を入力して、MOSFET８３１をオンさせる。これにより抵抗８２８〜８３０による抵抗分圧比が下がり、高い出力電圧を得ることができる。逆に軽負荷時、つまり低い出力電圧で良いときは、MOSFET８３１のゲート電圧VGATE８３２にLow信号を入力して、MOSFET８３１をオフし、抵抗８２８〜８３０による抵抗分圧比を上げることにより、軽負荷時には低い出力電圧を得ることができる。

抵抗Ｒ_１(８２１)は、スイッチング電源用スイッチであるMOSFET８２０に流れる電流を検出し、その電流量に比例した電圧Ｖｉｓを電流検出端子ＩＳに出力している。この電流検出端子ＩＳには、スイッチング電源制御用ＩＣ８００のＰＷＭコンパレータ８０６の非反転入力端子およびスイッチング電源制御用ＩＣ８００の過電流制限コンパレータ８０３の非反転入力端子が接続されている。

ＰＷＭコンパレータ８０６は、上述したようにフィードバック端子ＦＢの電圧レベルおよび電流検出端子ＩＳに入力される電圧Ｖｉｓを比較してＰＷＭコンパレータ８０６から
制御信号をドライバ回路８０７に出力する。

過電流制限コンパレータ８０３は、基準電圧源８０４の基準電圧Ｖrefと電流検出端子ＩＳに入力される電圧Ｖｉｓを比較して過電流制限コンパレータ８０３から制御信号をドライバ回路８０７に出力する。過電流制限コンパレータ８０３は、スイッチング電源装置の出力端子がショートした場合等におきる過電流からスイッチング電源装置およびその負荷を保護するために設けられている。出力端子がショートしたような場合、図示しない過電流保護回路が出力電圧Ｖoの低下を検出し、この状態がある一定の遅延時間以上続くことで過電流状態にあると判断してスイッチング動作を停止する。この場合、出力電圧Ｖoの低下を検出してから実際にスイッチング動作を停止するまでの期間は、スイッチング電源装置が低下した出力電圧Ｖoを回復させようとしてスイッチング素子であるMOSFET８２０のオン時比率を大きくし続けるため、MOSFET８２０に流れる電流も際限なく大きくなる危険がある。これを防ぐのが過電流制限コンパレータ８０３であり、電流検出端子ＩＳに入力される電圧Ｖｉｓが基準電圧Ｖrefに達した時点でMOSFET８２０をオフさせて、過電流保護が実行される。

これを図８に示すスイッチング電源装置でさらに説明すると、抵抗Ｒ_１(８２１、その抵抗値もＲ_１とする)に流れる電流をＩ₁とすると、電流Ｉ₁が増加させられて Ｒ_１・Ｉ₁ ≧ Ｖref となると、過電流制限コンパレータ８０３(過電流制限回路とも呼ぶ )が応答して過電流保護機能が動作する。図８に示すスイッチング電源装置では、通常Ｉ₀ ≡ Ｖref / Ｒ_１が抵抗Ｒ_１(８２１)に流れる電流のピークとなるようにされる。このためトランス８１５の一次側に蓄積される最大エネルギーは (Ｌ/２) *Ｉ₀ ²（但し、Ｌはトランス８１５の一次側コイル８１６のインダクタンス）で一定となる。ロスを除いてトランス８１５の一次側の入力電力 ＝ トランス８１５の二次側の出力電力であるから、トランス８１５の二次側の出力電力（＝出力電圧×出力電流）を賄うためにトランス８１５の一次側で (Ｌ/２) *Ｉ₀ ² の最大エネルギーを供給する必要があるということは、二次側の出力電圧（Ｖo）が低ければ二次側の最大出力電流が非常に大きい状態にあるということになる。このような状態になると、電源出力に繋がっている回路に大電流が流れて発熱・発火する恐れがあることや、スイッチング電源装置が電源アダプタの形態である場合は出力端子に触れると大電流が流れうる、という問題が引き起こされる。

過電流保護機能は出力電圧の低下を検出し、この状態がある一定の遅延時間以上続くとスイッチング動作を停止する。しかし、過電流検出後、スイッチング動作停止までの遅延時間の間は、最大出力電流が上記のように過電流制限回路の基準電圧Ｖrefによって一定の値となり、これにより上記のようにトランス８１５に蓄積される最大エネルギーも常に一定となる。これにより、出力電圧が高い場合には過電流時の最大出力電流が少ないが、出力電圧が低い場合には過電流時の最大出力電流が大きくなる問題があり、上述したような大電流の過電流による危険を回避することが必要となる。

また特許文献１には、軽負荷時では小さな一次側入力電流で保護動作を開始させるために、軽負荷になって二次側の電圧が上昇すると電流検出信号の電圧を上昇させてより大電流側の信号とする過電流保護回路が開示されている。
特開平１１−５５９４６号公報

特許文献１に開示される過電流保護回路では、出力電流の小さい軽負荷時を対象としていて、出力電流が大きく出力電圧が上がらない場合には、一次側入力電流を絞ることができないという問題、換言すれば、出力電圧が低い場合の出力電流を制限したい、という問題に対応できない、という課題を有している。

また、特許文献１の図１に示されているように、生成された直流電圧を所定電圧値に基づいて検出するフォトカプラを用いた検出手段８およびトランジスタＱ２の導通度（エミッタ・コレクタ間の抵抗）を変化させてスイッチングトランジスタのエミッタ電圧を変化させる可変手段４を特許文献１に示される従来の過電流保護回路に新たに付加する必要があり、このため過電流保護のための回路がより複雑となるという課題がある。

本発明は、従来技術に関する以上の課題を解決し、付加回路の規模を小さくして、特に二次側の付加回路をなくして、出力電圧が低い場合の出力電流を制限することのできるスイッチング電源装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために本発明は、トランスの一次側補助巻線から電源電圧が入力される電源端子と、前記トランスの一次側巻線に供給される電圧が入力される起動用端子と、二次側に接続された負荷の状態を検知する発光ダイオードに結合するフォトトランジスタに接続されるフィードバック端子と、スイッチングトランジスタの電流を検出する電流検出用抵抗に接続され該抵抗の電圧が入力される電流検出端子と、グランドに接続されるグランド端子と、前記スイッチングトランジスタのゲートに接続される出力端子とを有する電源制御用ＩＣを有し、さらに、前記トランスの一次側巻線と前記グランドとの間に接続された前記スイッチングトランジスタをオン／オフし、前記二次側に接続された負荷に電力を供給し且つ前記負荷の出力電圧を切り替える機能を有するスイッチング電源装置において、前記電源制御用ＩＣは、スレッシュ電圧に応じて前記スイッチングトランジスタの最大電流値を決める過電流制限回路と、前記電源端子に接続され前記トランスの一次側補助巻線から得られる電圧を検出して該検出電圧に応じて前記スレッシュ電圧を生成して前記過電流制限回路に供給する基準電圧発生回路とを備え、前記電源制御用ＩＣは、前記過電流制限回路の出力を基に前記スイッチングトランジスタの最大電流値を制御して前記二次側に供給する最大エネルギーを調整することを特徴とする。

この発明によれば、トランスの一次側巻線とグランドとの間に接続されたスイッチングトランジスタをオン／オフし、二次側に接続された負荷に電力を供給し且つ負荷の出力電圧を切り替える機能を有するスイッチング電源装置において、電源制御用ＩＣ内の基準電圧発生回路が電源端子ＶＣＣの電圧の変化に応じてスイッチングトランジスタの最大電流値を決める過電流制限回路のスレッシュ電圧を変化させることにより、電源制御用ＩＣがスイッチングトランジスタの最大電流値を制御して二次側に供給する最大エネルギーを調整することで過電流時の最大出力電流の変動を抑えることができる。

以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
図１は本発明の実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路ブロック図である。図１のスイッチング電源装置は、出力電圧を切り替える機能を有するスイッチング電源装置であり、図示していない負荷側機器の通常動作時と軽負荷時の出力電圧の切り替えを行うために、二次側のMOSFET１３１のゲート電圧VGATE１３２を制御する。これについては後で説明する。出力電圧の切り替え機能を有するスイッチング電源装置であれば、高い出力電圧が必要な通常動作時と、低い出力電圧で良い待機時（軽負荷時）とに切り替えることができ、待機時に出力電圧を低下させて待機電力の削減を図ることは図８に示した従来例と同様である。

図１に示す本発明の実施形態に係るスイッチング電源装置は、ブリッジダイオード１１１、コンデンサ１１２，１１３，１１９，１２４、ダイオード１１４，１２３、トランス
１１５、MOSFET１２０，１３１、抵抗１２１，１２５，１２８〜１３０、フォトトランジスタ１１８、発光ダイオード１２６、スイッチング電源制御用ＩＣ１００、シャントレギュレータ１２７を有している。発光ダイオード１２６とフォトトランジスタ１１８はフォトカプラを構成する。スイッチング電源制御用ＩＣ１００は、高電圧入力端子ＶＨ、電源端子ＶＣＣ、出力端子ＯＵＴ、電流検出端子ＩＳ、グランド端子ＧＮＤ、およびフィードバック端子ＦＢを有し、さらに起動(STARTUP)回路１０１、低電圧ロックアウト(ＵＶＬＯ：Under Voltage Lock-Out)回路１０２、過電流制限コンパレータ１０３、基準電圧発生回路１０４、発振器(ＯＳＣ)１０５、ＰＷＭ(Pulse Width Modulation)コンパレータ１０６、ドライバ回路(Driver)１０７、出力部(OUTPUT)１０８を有している。そして図１に示すスイッチング電源装置は、ＡＣ１００〜２２０Ｖの商用電源をブリッジダイオード１１１で整流し、トランス１１５を介して電力を二次側の図示していない負荷に供給する絶縁型のＡＣ−ＤＣコンバータの例を示している。

ブリッジダイオード１１１はＡＣ１００〜２２０Ｖの商用電源を整流する。整流された商用電源は、トランス１１５の一次側巻線(コイル)１１６と、この種のスイッチング電源装置のスイッチング素子であるMOSFET１２０と、抵抗Ｒ_１(１２１)とを直列接続した直列回路に印加される。

フィードバック端子ＦＢは、発光ダイオード１２６とフォトカプラを構成するフォトトランジスタ１１８に接続されている。また、スイッチング電源制御用ＩＣ１００の内部で、図示しない抵抗によって図示しない基準電圧源に接続されている。電流検出端子ＩＳは、MOSFET１２０の電流を検出する電流検出用の抵抗Ｒ_１(１２１)に接続され、MOSFET１２０と抵抗Ｒ_１(１２１)の接続点の電圧Ｖ_ＩＳが入力される。また、グランド端子ＧＮＤは接地され、出力端子ＯＵＴは、MOSFET１２０のゲートに接続されている。電源端子ＶＣＣは、ダイオード１１４を介して、トランス１１５の一次側補助巻線（コイル）１１７に接続されている。スイッチング電源制御用ＩＣ１００は、一次側補助巻線１１７に誘起される電圧によって動作する。

電源端子ＶＣＣには、一次側補助巻線１１７から供給される電圧を安定させるためのコンデンサ１１３が外付けされている。起動時は、ブリッジダイオード１１１から起動回路１０１を介してコンデンサ１１３に起動電流が流れる。そして、電源端子ＶＣＣの電圧が、スイッチング電源制御用ＩＣ１００が動作するのに必要な電圧まで上昇すると、起動回路１０１から起動電流が止まるよう構成されている。つまり電源端子ＶＣＣの電圧が、スイッチング電源制御用ＩＣ１００が動作するのに必要な電圧まで上昇すると、ＵＶＬＯ回路１０２は、起動回路１０１にオフ(off)信号を加え、起動回路１０１からの起動電流、つまり高電圧入力端子(起動用端子とも云う)ＶＨから電源端子ＶＣＣのコンデンサ１１３への電流の供給を止める。これによって、電源端子ＶＣＣに供給される電源電圧のみによってスイッチング電源制御用ＩＣ１００が動作するようになる。

スイッチング電源制御用ＩＣ１００においては、ＰＷＭパルスを開始させる信号を発振器(ＯＳＣ)１０５が定周期で出力し、ＰＷＭコンパレータ１０６が、電流検出端子ＩＳへの入力電圧Ｖｉｓがフィードバック端子ＦＢの電圧（出力電圧に応じて変化する発光ダイオード１２６の発光量を検知するフォトトランジスタ１１８の導通状態によって変化し、出力電圧が高くなると低くなり、出力電圧が低くなると高くなる。）に等しくなったことを検出してＰＷＭパルスを終了させる信号を出力する。これらはドライバ回路(Driver)１０７に入力され、ドライバ回路(Driver)１０７から出力部(OUTPUT)１０８を介してＰＷＭ制御されたパルス信号を出力端子ＯＵＴから出力し、MOSFET１２０をオン／オフ制御する。

トランス１１５の二次側巻線(コイル)１２２は、ダイオード１２３とコンデンサ１２４
からなる整流・平滑回路を介して、直流出力電圧（DC OUTPUT：Ｖo）が印加される図示していない負荷に接続されている。この整流・平滑回路の出力部には、図示していない負荷に供給される出力電圧を制御するための抵抗１２５，１２８〜１３０、発光ダイオード１２６、シャントレギュレータ１２７およびMOSFET１３１からなる出力電流制御回路が接続されている。この出力電流制御回路のシャントレギュレータ１２７は、抵抗１２８と１２９の接続点の電位Ｖｒが所定値より小さい場合はシャントレギュレータ１２７に流れる電流が少なくなり、逆に電位Ｖｒが所定値より大きい場合は流れる電流が多くなることにより発光ダイオード１２７の発光量を制御し、これによりスイッチング電源制御用ＩＣ１００へのフィードバック信号（フィードバック端子ＦＢの電圧）を生成して出力電圧が一定になるよう制御するものである。フォトカプラを構成する発光ダイオード１２６の発光量として検出された出力電圧は、フォトカプラを構成するフォトトランジスタ１１８を介して、スイッチング電源制御用ＩＣ１００のフィードバック端子ＦＢにフィードバックされる。なお、フォトカプラで一次側にフィードバック信号を伝えるので、トランス結合の一次側と二次側は電気的に絶縁されている。

通常動作時と軽負荷時の出力電圧の切り替えを行うために、二次側のMOSFET１３１のゲート電圧VGATE１３２を制御する。図１に示すスイッチング電源装置は、シャントレギュレータ１２７の制御端子に掛かる電圧Ｖ_Ｒが所定値と等しくなるように動作するので、出力電圧が当該所定値の抵抗１２８〜１３０による抵抗分圧比の逆数倍になる。このため、通常動作時、つまり高い出力電圧が必要なときは、ＮチャネルのMOSFET１３１のゲート電圧VGATE１３２にHigh信号を入力して、MOSFET１３１をオンさせる。これにより抵抗１２８〜１３０による抵抗分圧比が下がり、高い出力電圧を得ることができる。逆に軽負荷時、つまり低い出力電圧で良いときは、MOSFET１３１のゲート電圧VGATE１３２にLow信号を入力して、MOSFET１３１をオフし、抵抗８２８〜８３０による抵抗分圧比を上げることにより、軽負荷時には低い出力電圧を得ることができる。

抵抗Ｒ_１(１２１)は、スイッチング電源用スイッチであるMOSFET１２０に流れる電流を検出し、その電流量に比例した電圧Ｖ_ＩＳを電流検出端子ＩＳに出力している。この電流検出端子ＩＳには、スイッチング電源制御用ＩＣ１００のＰＷＭコンパレータ１０６の非反転入力端子およびスイッチング電源制御用ＩＣ１００の過電流制限コンパレータ１０３の非反転入力端子が接続されている。

ＰＷＭコンパレータ１０６は、上述したようにフィードバック端子ＦＢの電圧レベルおよび電流検出端子ＩＳに入力される電圧Ｖ_ＩＳを比較してＰＷＭコンパレータ１０６からＰＷＭ制御するための制御信号をドライバ回路１０７に出力する。

ここでスイッチング電源装置のＰＷＭ(Pulse Width Modulation)制御について説明する。二次側の出力電圧Ｖoが変動した場合には上述した出力電流制御回路は出力電圧を一定に保持するよう機能し、スイッチング素子であるMOSFET１２０のオン時比率を変化させる。オン時比率の変化に応じて、二次側に供給されるエネルギーも変化する。いま二次側の出力電圧Ｖoが下がった場合を考えると、発光ダイオード１２６は、直前まで検出していた出力電圧より小さい出力電圧を検出し、検出した出力電圧をフォトカプラとして機能するフォトトランジスタ１１８を介して、スイッチング電源制御用ＩＣ１００のフィードバック端子ＦＢにフィードバックする。すると、フィードバック端子ＦＢの電圧レベルが上がり、ＰＷＭコンパレータ１０６は電流検出端子ＩＳに入力される電圧Ｖ_ＩＳが大きくなったフィードバック端子ＦＢの電圧レベルより大きくなったことを検出してＰＷＭ制御するための制御信号（ＰＷＭパルスを終了させる信号。なお、ＰＷＭパルスを開始させる信号は発振器(ＯＳＣ)１０５から定周期で出力される。）をドライバ回路１０７に出力する。これを受けて、ドライバ回路１０７は出力部１０８を介してMOSFET１２０のオン時間を増やしてMOSFET１２０に流れる電流を増やす。また二次側の出力電圧Ｖoが上がった場合
は、発光ダイオード１２６は直前まで検出していた出力電圧より大きい出力電圧を検出し、検出した出力電圧をフォトカプラとして機能するフォトトランジスタ１１８を介して、スイッチング電源制御用ＩＣ１００のフィードバック端子ＦＢにフィードバックする。すると、フィードバック端子ＦＢの電圧レベルが下がり、ＰＷＭコンパレータ１０６は電流検出端子ＩＳに入力される電圧Ｖ_ＩＳが小さくなったフィードバック端子ＦＢの電圧レベルより大きくなったことを検出してＰＷＭ制御するための制御信号（ＰＷＭパルスを終了させる信号）をドライバ回路１０７に出力する。これを受けて、ドライバ回路１０７は出力部１０８を介してMOSFET１２０のオン時間を減らしてMOSFET１２０に流れる電流を減らす。このような動作を図１に示すスイッチング電源装置のＰＷＭ制御で繰り返し行う。

過電流制限コンパレータ１０３は、基準電圧発生回路１０４が供給するスレッシュ電圧(このスレッシュ電圧については後述する)と電流検出端子ＩＳに入力される電圧Ｖ_ＩＳを比較して過電流制限コンパレータ１０３から制御信号をドライバ回路１０７に出力する。ドライバ回路１０７はこれを受けてMOSFET１２０をオフする信号を出力することによりMOSFET１２０に流れる電流の最大値であるピーク電流を制限し、二次側に供給する最大エネルギーを調整する。なお二次側に供給される最大エネルギーは、(Ｌ/２) *Ｉ₀ ²（ただし、Ｌはトランス１１５の一次側コイル１１６のインダクタンス、Ｉ₀ は過電流制限コンパレータ１０３により限定されるMOSFETのピーク電流）となる。

基準電圧発生回路１０４は、過電流制限コンパレータ(過電流制限回路とも云う)１０３に供給するスレッシュ電圧を電源端子ＶＣＣ電圧の変化に応じて変化させる。電源制御用ＩＣ１００の電源端子ＶＣＣに接続される一次側補助巻線１１７に誘起される電圧(補助巻線電圧と云う)は、電源の出力電圧に二次側巻線１２２と一次側補助巻線１１７との巻数比を乗じた電圧を呈するので、電源の出力電圧と補助巻線電圧は比例関係にある。従い、基準電圧発生回路１０４がＶＣＣ電圧の変化に応じて過電流制限回路１０３に供給するスレッシュ電圧を変化させるということは、出力電圧の変化に応じてスレッシュ電圧を変化させることになる。過電流制限回路１０３のスレッシュ電圧はMOSFET１２０のピーク電流を決めるため、電源制御用ＩＣ１００がMOSFET１２０に流れる電流の最大値であるピーク電流を制御し二次側に供給する最大エネルギーを調整することで、通常動作時および軽負荷時の出力電圧の切り替えにより起こる過電流時の最大出力電流の変動を抑えることができる。具体的には、通常動作時(出力電圧が高い状態)には過電流制限回路１０３に供給するスレッシュ電圧を高くし、また軽負荷時(出力電圧が低い状態)には過電流制限回路１０３に供給するスレッシュ電圧を低くして、ＰＷＭコンパレータ１０６の出力が反転するときの両者のMOSFET１２０の電流が異なるようにしている。このようにして、MOSFETのピーク電流を制御し二次側に供給する最大エネルギーを調整する。すなわち、通常動作時は出力電圧が大きいので二次側への最大供給エネルギーを大きくし、軽負荷時は出力電圧が小さいので二次側への最大供給エネルギーを小さくすることにより、最大出力電流の変動を抑制するよう機能するのである（最大出力電流の目安は（最大供給エネルギー／出力電圧）である）。上記においては、出力端子のショートの有無とは無関係に通常動作時および軽負荷時の出力電圧の切り替えに伴う最大出力電流の変動抑制を例にして説明したが、過電流保護を行う必要上、スイッチング電源装置における出力端子がショートした場合等の過電流状態においても、同様に出力電圧に応じてスレッシュ電圧を変更してスイッチング動作が停止するまでの過電流の制御を行うことはいうまでもない。

上述した過電流制限コンパレータ１０３およびＰＷＭコンパレータ１０６の動作についてさらに説明すると、両者の非反転入力には電流検出端子ＩＳに加わる電圧Ｖ_ＩＳが共通に印加される。また過電流制限コンパレータ１０３の反転入力には基準電圧発生回路１０４から供給されるスレッシュ電圧が印加され、ＰＷＭコンパレータ１０６の反転入力にはフィードバック端子ＦＢの電圧が印加されている。これら２つのコンパレータのうち、反転入力に印加される電圧のいずれか低い方のコンパレータが電流検出端子ＩＳに加わる電
圧Ｖ_ＩＳに応答してその出力をドライバ回路１０７に出力する構成にしている。正常動作している場合は出力電圧Ｖoが適切に制御されているので、フィードバック端子ＦＢの電圧はさほど高くはならず、基準電圧発生回路１０４から過電流制限回路１０３に供給するスレッシュ電圧より低いので、ＰＷＭコンパレータ１０６によってＰＷＭ動作が制御される。また、過電流状態では出力電圧Ｖoが目標値より低くなっているのでフィードバック端子ＦＢの電圧は増大し、基準電圧発生回路１０４から過電流制限回路１０３に供給するスレッシュ電圧より高くなる。このときは、過電流制限コンパレータ１０３によってＰＷＭ動作が制御される（スイッチング素子であるMOSFET１２０がオフされる）。

以上説明したように本発明の実施形態に係るスイッチング電源装置は、補助巻線電圧で決まる電源端子ＶＣＣ電圧が電源の出力電圧にトランスの巻線比（二次側巻線１２２と一次側補助巻線１１７との巻数比）を乗じた電圧となるため、電源の出力電圧とＶＣＣ電圧は比例関係が成り立つ。したがって、電源制御用ＩＣ１００内の基準電圧発生回路１０４は検出された電源端子ＶＣＣの電圧に応じて過電流制限回路１０３のスレッシュ電圧を決めることにより、電源制御用ＩＣ１００はMOSFET１２０に流れる電流の最大値であるピーク電流を制御し、これにより二次側に供給する最大エネルギーを調整することで、出力電圧の変動により起こる過電流時の最大出力電流の変動を抑えることができる。

以下では、本発明の実施形態に係るスイッチング電源装置における基準電圧発生回路の具体的な構成を実施例として示す。
［実施例１］
図２は、過電流制限回路のスレッシュ電圧を決める基準電圧発生回路の第１の実施例の構成を示す図である。図２に示す基準電圧発生回路１０４は、電源端子ＶＣＣとグランド間に接続される抵抗２１，２２を有し、抵抗２１，２２からなる抵抗直列回路の両抵抗接続点から抵抗分圧を取り出しこれによって決まるＶＣＣ抵抗分割電圧を過電流制限コンパレータ１０３のスレッシュ電圧として供給するものである。
［実施例２］
図３は、過電流制限回路のスレッシュ電圧を決める基準電圧発生回路の第２の実施例の構成を示す図である。図３に示す基準電圧発生回路は、電源端子ＶＣＣとグランド間に接続される抵抗３１，３２からなる抵抗直列回路と、抵抗３１と抵抗３２の両抵抗接続点に接続されるバッファ回路（ボルテージフォロワ）３３とを有し、抵抗３１，３２からなる抵抗直列回路の両抵抗接続点から抵抗分圧を取り出しこれによって決まるＶＣＣ抵抗分割電圧をバッファ回路３３でインピーダンス変換することにより安定化して過電流制限コンパレータ１０３のスレッシュ電圧として供給するものである。
［実施例３］
図４は、過電流制限回路のスレッシュ電圧を決める基準電圧発生回路の第３の実施例の構成を示す図である。図４に示す基準電圧発生回路は、電源端子ＶＣＣとグランド間に接続される抵抗４１，４２，４３からなる抵抗直列回路と、抵抗４１と抵抗４２の両抵抗接続点とグランド間に接続されるツェナーダイオード４４とを有し、抵抗４１，４２，４３からなる抵抗直列回路の抵抗４２，４３の両抵抗接続点から抵抗分圧を取り出しこれによって決まるＶＣＣ抵抗分割電圧を過電流制限コンパレータ１０３のスレッシュ電圧として供給するものである。抵抗４１，４２の両抵抗接続点にツェナーダイオード４４を接続することにより、電源端子ＶＣＣの電圧が高い場合のスレッシュ電圧を一定にすることができる。
［実施例４］
図５は、過電流制限回路のスレッシュ電圧を決める基準電圧発生回路の第４の実施例の構成を示す図である。図５に示す基準電圧発生回路は、電源端子ＶＣＣとグランド間に接続される抵抗５１，５２，５３からなる抵抗直列回路と、抵抗５１と抵抗５２の両抵抗接続点とグランド間に接続されるツェナーダイオード５４と、抵抗５２と抵抗５３の両抵抗接続点に接続されるバッファ回路（ボルテージフォロワ）５５とを有し、抵抗５２，５３
からなる抵抗直列回路の両抵抗接続点から抵抗分圧を取り出しこれによって決まるＶＣＣ抵抗分割電圧をバッファ回路５５でインピーダンス変換することにより安定化して過電流制限コンパレータ１０３のスレッシュ電圧として供給するものである。抵抗５１，５２の両抵抗接続点にツェナーダイオード５４を接続することにより、電源端子ＶＣＣの電圧が高い場合のスレッシュ電圧を一定にすると共に、バッファ回路５５を追加することでスレッシュ電圧を安定化することができる。
［実施例５］
図６は、過電流制限回路のスレッシュ電圧を決める基準電圧発生回路の第５の実施例の構成を示す図である。図６に示す基準電圧発生回路は、電源端子ＶＣＣとグランド間に接続される抵抗６１，６２からなる抵抗直列回路と、演算増幅器６４と、演算増幅器６４の第１の反転入力端子に接続する基準電圧源６３と、演算増幅器６４の出力をベースに受けるバイポーラトランジスタからなるパス・トランジスタ６５と、パス・トランジスタ６５のエミッタとグランド間に接続されるエミッタ抵抗６６とを有している。抵抗６１，６２からなる抵抗直列回路の両抵抗接続点を演算増幅器６４の第２の反転入力端子に接続し、また基準電圧源６３の基準電圧を上記第１の反転入力端子に接続し、バイポーラトランジスタからなるパス・トランジスタ６５のエミッタ出力電圧を演算増幅器６４の非反転入力端子に接続している。この構成により、電源端子ＶＣＣ電圧の抵抗６１，６２の両抵抗接続点から得られる抵抗分圧と上記基準電圧源６３の基準電圧のいずれか一方の低い電圧と、演算増幅器６４の反転入力端子に接続されたパス・トランジスタ６５のエミッタ出力電圧とが仮想短絡状態となり、これをスレッシュ電圧とする。すなわち、ＶＣＣ電圧の抵抗分圧が基準電圧源６３の基準電圧以下の場合のみ、ＶＣＣ電圧の抵抗分圧をスレッシュ電圧として供給するものである。

なお、本実施例におけるｎｐｎバイポーラトランジスタからなるパス・トランジスタ６５は、ＮチャネルのMOSFETに置き換えることができる。この場合、上の説明において、ベースをゲートに、エミッタをソースにそれぞれ置き換えればよい。
［実施例６］
図７は、過電流制限回路のスレッシュ電圧を決める基準電圧発生回路の第６の実施例の構成を示す図である。図７に示す基準電圧発生回路は、電源端子ＶＣＣとグランド間に接続される抵抗７１，７２からなる抵抗直列回路と、コンパレータ７４と、コンパレータ７４の非反転入力端子に接続する所定電圧供給源７３と、第１の基準電圧源７５と、第２の基準電圧源７６と、コンパレータ７４の出力に基づいて第１の基準電圧源７５又は第２の基準電圧源７６をスレッシュ電圧として切り替え出力するプッシュプルスイッチ７７，７８とを有している。抵抗７１，７２からなる抵抗直列回路の両抵抗接続点をコンパレータ７４の反転入力端子に接続し、また所定電圧供給源７３の所定電圧をコンパレータ７４の非反転入力端子に接続し、コンパレータ７４により電源端子ＶＣＣ電圧の抵抗７１，７２の両抵抗接続点から得られる抵抗分圧と上記所定電圧供給源７３の所定電圧とを比較する。その比較結果に基づき、ＶＣＣ電圧の抵抗分圧と所定電圧供給源７３の所定電圧との大小関係に応じてプッシュプルスイッチ７７，７８を切り替えて第１の基準電圧源７５又は第２の基準電圧源７６のいずれかをスレッシュ電圧として供給するものである。

上記した実施例１〜６の基準電圧発生回路以外にも変形が可能であり、上述した本発明概念を逸脱しない範囲内において他の構成を採ることも本発明の範囲内に含まれる。

本発明の実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路ブロック図である。 本発明の実施形態に係る基準電圧発生回路の第１の実施例の構成を示す図である。 本発明の実施形態に係る基準電圧発生回路の第２の実施例の構成を示す図である。 本発明の実施形態に係る基準電圧発生回路の第３の実施例の構成を示す図である。 本発明の実施形態に係る基準電圧発生回路の第４の実施例の構成を示す図である。 本発明の実施形態に係る基準電圧発生回路の第５の実施例の構成を示す図である。 本発明の実施形態に係る基準電圧発生回路の第６の実施例の構成を示す図である。 従来のスイッチング電源装置の構成を示す回路ブロック図である。

符号の説明

100 スイッチング電源制御用ＩＣ
101 起動回路
102 低電圧ロックアウト(ＵＶＬＯ)回路
103 過電流制限コンパレータ(過電流制限回路)
104 基準電圧発生回路
105 発振器(ＯＳＣ)
106 ＰＷＭコンパレータ
107 ドライバ回路(Driver)
108 出力部(OUTPUT)
111 ブリッジダイオード
112，113 コンデンサ
114 ダイオード(整流)
115 トランス
116 トランスの一次側巻線(コイル)
117 トランスの一次側補助巻線(コイル)
118 フォトトランジスタ(フォトカプラ)
119 コンデンサ
120 MOSFET
121 抵抗(Ｒ_１)
122 トランスの二次側巻線(コイル)
123 ダイオード(整流)
124 コンデンサ
125 抵抗
126 発光ダイオード(フォトカプラ)
127 シャントレギュレータ
128〜130 抵抗
131 MOSFET
132 ゲート電圧(VGATE)

Claims (8)

1. トランスの一次側補助巻線から電源電圧が入力される電源端子と、前記トランスの一次側巻線に供給される電圧が入力される起動用端子と、二次側に接続された負荷の状態を検知する発光ダイオードに結合するフォトトランジスタに接続されるフィードバック端子と、スイッチングトランジスタの電流を検出する電流検出用抵抗に接続され該抵抗の電圧が入力される電流検出端子と、グランドに接続されるグランド端子と、前記スイッチングトランジスタのゲートに接続される出力端子とを有する電源制御用ＩＣを有し、さらに、前記トランスの一次側巻線と前記グランドとの間に接続された前記スイッチングトランジスタをオン／オフし、前記二次側に接続された負荷に電力を供給し且つ前記負荷の出力電圧を切り替える機能を有するスイッチング電源装置において、
   前記電源制御用ＩＣは、スレッシュ電圧に応じて前記スイッチングトランジスタの最大電流値を決める過電流制限回路と、前記電源端子に接続され前記トランスの一次側補助巻線から得られる電圧を検出して該検出電圧に応じて前記スレッシュ電圧を生成して前記過電流制限回路に供給する基準電圧発生回路とを備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記基準電圧発生回路は、前記電源端子と前記グランド間に接続される第１の抵抗と第２の抵抗からなる抵抗直列回路を有し、前記抵抗直列回路の両抵抗接続点から抵抗分圧を取り出しこれによって決まる抵抗分割電圧を前記スレッシュ電圧として前記過電流制限回路に供給することを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
3. 前記基準電圧発生回路は、前記電源端子と前記グランド間に接続される第１の抵抗と第２の抵抗からなる抵抗直列回路と、前記抵抗直列回路の両抵抗接続点に接続されるバッファ回路とを有し、前記抵抗直列回路の両抵抗接続点から抵抗分圧を取り出しこれによって決まる抵抗分割電圧を前記スレッシュ電圧として前記バッファ回路を介して前記過電流制限回路に供給することを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
4. 前記基準電圧発生回路は、前記電源端子と前記グランド間に接続される第１の抵抗、第２の抵抗及び第３の抵抗からなる抵抗直列回路と、前記第１の抵抗と前記第２の抵抗の両抵抗接続点と前記グランド間に接続されるツェナーダイオードとを有し、前記抵抗直列回路の前記第２の抵抗と前記第３の抵抗の両抵抗接続点から抵抗分圧を取り出しこれによって決まる抵抗分割電圧を前記スレッシュ電圧として前記過電流制限回路に供給することを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
5. 前記基準電圧発生回路は、前記電源端子と前記グランド間に接続される第１の抵抗、第２の抵抗及び第３の抵抗からなる抵抗直列回路と、前記第１の抵抗と前記第２の抵抗の両抵抗接続点と前記グランド間に接続されるツェナーダイオードと、前記第２の抵抗と前記第３の抵抗の両抵抗接続点に接続されるバッファ回路とを有し、前記抵抗直列回路の前記第２の抵抗と前記第３の抵抗の両抵抗接続点から抵抗分圧を取り出しこれによって決まる抵抗分割電圧を前記スレッシュ電圧として前記バッファ回路を介して前記過電流制限回路に供給することを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
6. 前記基準電圧発生回路は、前記電源端子と前記グランド間に接続される第１の抵抗と第２の抵抗からなる抵抗直列回路と、演算増幅器と、該演算増幅器の第１の反転入力端子に接続する基準電圧源と、前記演算増幅器の出力をベースに受けるバイポーラトランジスタからなるパス・トランジスタと、該パス・トランジスタのエミッタと前記グランド間に接続されるエミッタ抵抗とを有し、前記抵抗直列回路の両抵抗接続点を前記演算増幅器の第２の反転入力端子に接続し、前記パス・トランジスタのエミッタ出力電圧を前記演算増幅器の非反転入力端子に接続し、前記抵抗直列回路の両抵抗接続点から得られる抵抗分圧と
   前記基準電圧源の基準電圧のいずれか一方の低い電圧と前記演算増幅器の非反転入力端子に接続された前記パス・トランジスタのエミッタ出力電圧とが仮想短絡状態となるようにして、前記パス・トランジスタのエミッタ出力電圧をスレッシュ電圧として前記過電流制限回路に供給することを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
7. 前記基準電圧発生回路は、前記電源端子と前記グランド間に接続される第１の抵抗と第２の抵抗からなる抵抗直列回路と、演算増幅器と、該演算増幅器の第１の反転入力端子に接続する基準電圧源と、前記演算増幅器の出力をゲートに受けるＭＯＳＦＥＴからなるパス・トランジスタと、該パス・トランジスタのソースと前記グランド間に接続されるソース抵抗とを有し、前記抵抗直列回路の両抵抗接続点を前記演算増幅器の第２の反転入力端子に接続し、前記パス・トランジスタのソース出力電圧を前記演算増幅器の非反転入力端子に接続し、前記抵抗直列回路の両抵抗接続点から得られる抵抗分圧と前記基準電圧源の基準電圧のいずれか一方の低い電圧と前記演算増幅器の非反転入力端子に接続された前記パス・トランジスタのソース出力電圧とが仮想短絡状態となるようにして、前記パス・トランジスタのソース出力電圧をスレッシュ電圧として前記過電流制限回路に供給することを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
8. 前記基準電圧発生回路は、前記電源端子と前記グランド間に接続される第１の抵抗と第２の抵抗からなる抵抗直列回路と、該抵抗直列回路の両抵抗接続点の電圧を所定電圧と比較するコンパレータと、第１の基準電圧源と、第２の基準電圧源と、前記コンパレータの出力に基づいて前記第１又は第２の基準電圧源をスレッシュ電圧として切り替え出力するプッシュプルスイッチとを有し、前記抵抗直列回路の両抵抗接続点から得られる抵抗分圧と前記所定電圧供給源の所定電圧との大小関係に応じて前記プッシュプルスイッチを切り替えて前記第１の基準電圧源又は前記第２の基準電圧源のいずれかをスレッシュ電圧として前記過電流制限回路に供給することを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。

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