JP2011036069A

JP2011036069A - フライバックコンバータ

Info

Publication number: JP2011036069A
Application number: JP2009181450A
Authority: JP
Inventors: Atsuhiro Hida; 篤博飛田
Original assignee: Shindengen Electric Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Shindengen Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2009-08-04
Filing date: 2009-08-04
Publication date: 2011-02-17

Abstract

【課題】主スイッチング素子のオフ期間においてもトランスの２次側へ電力を供給する。
【解決手段】トランスの二次側の一端と整流素子との間にスイッチング素子がオンの期間に、トランスの２次巻線から流れる電荷を蓄積する充電用コンデンサーを設けるとともに、その充電用コンデンサーと第１の整流素子との接続点とトランスの二次側の他端との間に、第２の整流素子と、チョークコイルとを直列接続させて設け、第２の整流素子は、スイッチング素子がオンの期間に、トランスの２次巻線から流れる電流を整流して充電用コンデンサーを充電する。
【選択図】図１

Description

本発明は、フライバックコンバータに関し、特に、フライバックコンバータを構成するトランスの小型化を実現するフライバックコンバータに関する。

従来、入力直流電圧を別の直流電圧に変換して出力するフライバックコンバータは、例えば、図５に示すように、直流電源Ｖｉと、トランスＴ１０と、トランスＴ１０の１次巻き線に接続される主スイッチング素子Ｑ１０と、トランスＴ１０の２次巻き線に接続される整流スイッチＤ１０と平滑用のコンデンサーＣ２０とによって構成されている。なお、図５において、Ｒ１０は、負荷を示している。

このようなフライバック方式のフライバックコンバータにおいては、トランスＴ１０は、主スイッチング素子Ｑ１０のオン期間に励磁エネルギーを蓄積し、オフ期間に２次巻き線側に放出する。また、オフ期間に２次巻き線間に発生する電圧は、平滑コンデンサーＣ２０の電圧にクランプされた電圧が発生する。

さらに、主スイッチング素子Ｑ１０は、トランスＴ１０へ励磁エネルギーを蓄積するためにスイッチング動作を行う。また、整流スイッチＤ１０と平滑コンデンサーＣ２０は、主スイッチング素子Ｑ１０のオフ期間にトランスＴ１０の２次巻き線に流れる電流を整流して出力電圧を平滑化する。このような動作により、入力側のＤＣ電圧（直流電源Ｖｉの電圧）は、電圧変換され、出力側のＤＣ電圧となる。

また、上記のようなフライバック方式のフライバックコンバータにおいては、主スイッチング素子Ｑ１０に入力電圧が印加された状態で、ターンオンするために、これにより、ロスやノイズが発生するといった問題があった。

このような問題に対して、コンバータの制御回路の一部に、ディレイ回路を設け、主スイッチング素子Ｑ１０に入力電圧が印加された状態で、ターンオンするために生じるロスやノイズを低減する技術が知られている（例えば、特許文献１参照。）。

特開平５−１６８２３４号公報

一方、上記の問題とは別に、従来のフライバック方式のフライバックコンバータではオン期間に２次側へ電力が伝達されないため、出力電力はオン期間に全てトランスへ蓄積させなければならず、これによりトランスのサイズが大きくなり小型化できないという問題があった。

つまり、図５および図６に示すように、従来のフライバック方式のフライバックコンバータでは、主スイッチング素子Ｑ１０のオン期間にトランスＴ１０の１次巻き線に電流Ｉｐが流れ、トランスＴ１０にエネルギーが蓄積される。この電流Ｉｐのピーク値をＩｐｐ、スイッチング周波数をｆｓｗ、トランスＴ１０の１次巻き線インダクタンス値をＬとすると、オン期間にトランスに蓄積されるエネルギーＰｉｎは、Ｐｉｎ＝１／２×Ｌ×Ｉｐｐ^２×ｆｓｗとなる。

これは、出力電力Ｐｏｕｔ＝Ｖｏ×Ｉｏに等しくなる。つまり、出力電力を得るためのエネルギーは主スイッチング素子Ｑ１０のオン期間に全てトランスＴ１０の励磁エネルギーとして蓄積する必要があり、出力電力に見合ったコアサイズのトランスが必要であるという問題があった。

そこで、本発明は、上述の課題に鑑みてなされたものであり、主スイッチング素子のオフ期間においてもトランスの２次側へ電力を供給するフライバックコンバータを提供することを目的とする。

本発明は、上記の課題を解決するために、以下の事項を提案している。

（１）本発明は、直流電源（例えば、図１の直流電源Ｖｉに相当）と、入力コンデンサー（例えば、図１の入力コンデンサーＣ１に相当）と、一端が該直流電源に接続され、他端がスイッチング素子に接続されたトランス（例えば、図１のトランスＴ１に相当）と、該トランスの二次側の一端と出力端との間に設けられた第１の整流素子（例えば、図１の整流ダイオードＤ１に相当）と、該出力端と該トランスの二次側の他端との間に設けられた平滑用コンデンサー（例えば、図１の平滑用コンデンサーＣ３に相当）とからなるフライバックコンバータにおいて、前記スイッチング素子がオンの期間においても、前記トランスの１次側から２次側に電力を伝達することを特徴とするフライバックコンバータを提案している。

この発明によれば、スイッチング素子がオンの期間においても、トランスの１次側から２次側に電力を伝達する。このため、トランスに蓄積するエネルギーを軽減することができる。

（２）本発明は、（１）のフライバックコンバータについて、前記トランスの二次側の一端と前記整流素子との間に前記スイッチング素子がオンの期間に、前記トランスの２次巻線から流れる電荷を蓄積する充電用コンデンサー（例えば、図１の充電用コンデンサーＣ２に相当）を設けるとともに、該コンデンサーと前記第１の整流素子との接続点と前記トランスの二次側の他端との間に、第２の整流素子（例えば、図１の整流ダイオードＤ２に相当）と、チョークコイル（例えば、図１のチョークコイルＬ１に相当）とを直列接続させて設け、前記第２の整流素子は、前記スイッチング素子がオンの期間に、前記トランスの２次巻線から流れる電流を整流して前記充電用コンデンサーを充電することを特徴とするフライバックコンバータを提案している。

この発明によれば、第２の整流素子は、スイッチング素子がオンの期間に、トランスの２次巻線から流れる電流を整流して充電用コンデンサーを充電する。したがって、スイッチング素子がオンの期間においても、トランスの１次側から２次側に電力を伝達することができる。

（３）本発明は、（２）のフライバックコンバータについて、前記第２の整流素子は、前記スイッチング素子がオフの期間に、前記チョークコイルの電流を出力側に供給することを特徴とするフライバックコンバータを提案している。

この発明によれば、第２の整流素子は、スイッチング素子がオフの期間に、チョークコイルの電流を出力側に供給する。したがって、従来のフライバックコンバータにおけるトランスの役割をチョークコイルが担う構成となる。

（４）本発明は、（１）から（３）のフライバックコンバータについて、前記第１および第２の整流素子が整流ダイオード（例えば、図１の整流ダイオードＤ１、Ｄ２に相当）であることを特徴とするフライバックコンバータを提案している。

この発明によれば、第１および第２の整流素子が整流ダイオードである。したがって、特別な制御を行わなくても、本発明のフライバックコンバータを構成することができる。

（５）本発明は、（１）から（３）のフライバックコンバータについて、前記第１および第２の整流素子が整流ダイオードと同様の動作を行うように、オン／オフ制御されたＭＯＳＦＥＴ（例えば、図３のＭＯＳ−ＦＥＴＱ３、Ｑ４に相当）であることを特徴とするフライバックコンバータを提案している。

この発明によれば、第１および第２の整流素子が整流ダイオードと同様の動作を行うように、オン／オフ制御されたＭＯＳＦＥＴである。したがって、整流ダイオードの場合に問題となるＶｆにより生ずる導通損失が低減できる。

本発明によれば、スイッチング素子のオン期間にも１次側から２次側へ電力を伝達されるため、トランスへ蓄積するエネルギーを軽減する事ができ、これによりトランスのコアサイズを小型化することができるという効果がある。

本発明の実施形態に係るフライバックコンバータの構成を示す図である。本発明の実施形態に係るフライバックコンバータの各部動作電流波形を示す図である。本発明の変形例に係るフライバックコンバータの構成を示す図である。本発明の効果を示す図である。従来のフライバックコンバータの構成を示す図である。従来のフライバックコンバータについてスイッチング素子のオン／オフ時の各部動作電流波形を示す図である。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。なお、本実施形態における構成要素は適宜、既存の構成要素等との置き換えが可能であり、また、他の既存の構成要素との組合せを含む様々なバリエーションが可能である。したがって、本実施形態の記載をもって、特許請求の範囲に記載された発明の内容を限定するものではない。

＜第１の実施形態＞
図１、図２および図４を用いて、本実施形態に係るフライバックコンバータについて説明する。

＜フライバックコンバータの構成＞
本実施形態に係るフライバックコンバータは、図１に示すように、直流電源Ｖｉと、直流電源Ｖｉに並列に設けられた入力コンデンサーＣ１と、一次巻線の一端が直流電源Ｖｉに接続され、他端が、スイッチング素子Ｑ１のドレインに接続され、二次巻線の一端が充電用コンデンサーＣ２に接続され、他端が、グランドラインに接続されたトランスＴ１と、充電用コンデンサーＣ２と整流ダイオードＤ１のアノードとの接続点と、グランドラインとの間に設けられ、直列接続された整流ダイオードＤ２とチョークコイルＬ１と、整流ダイオードＤ１のカソードとグランドラインとの間に設けられた平滑用コンデンサーＣ３とから構成されている。

充電用コンデンサーＣ２は、スイッチング素子Ｑ１のオン期間にトランスＴ１の二次側から発生する電圧がチョークコイルＬ１を介して流れる電荷（図２のＩＬ）を蓄積する。これにより、二次側に流れる電流Ｉｓが図２のようになる。

整流ダイオードＤ２は、スイッチング素子Ｑ１のオン期間にトランスＴ１の二次側から流れる電流を整流して充電用コンデンサーＣ２に流す。また、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間には、アノードに直列に接続されたチョークコイルＬ１の電流を負荷側に流す。

チョークコイルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１のオン期間にトランスＴ１の二次側から充電用コンデンサーＣ２に流れる電流を平滑化する。また、スイッチング素子Ｑ１のオン期間にはチョークコイルＬ１に蓄積されたエネルギーを負荷側に放出させる。

＜フライバックコンバータの動作＞
まず、スイッチング素子Ｑ１のオン期間では、トランスＴ１の１次側に図２に示す電流Ｉｐが流れる。具体的に説明すると、スイッチング素子Ｑ１のオン期間にトランスＴ１の励磁エネルギー分として流れる電流Ｉｍと、スイッチング素子Ｑ１のオン期間にトランスＴ１の２次側に発生する電圧がチョークコイルＬ１を介して充電量コンデンサーＣに流れる図２に示す電流ＩＬをトランスＴ１の１次側で換算した電流ＩＬｐとを加えた電流がトランスＴ１の１次巻き線に流れる。つまり、Ｉｐ、Ｉｍ、ＩＬｐとの関係は、Ｉｐ＝Ｉｍ＋ＩＬｐとなり、トランスＴ１において蓄積される電力Ｐｔは、以下のような関係式ＰＴ＝１／２×Ｌ×Ｉｍ^２×ｆｓｗになる。

また、スイッチング素子Ｑ１のオン期間にチョークコイルＬ１に流れる電流ＩＬの平均値をＩＬ＿ａｖｅ、充電用コンデンサーＣ２に発生する電圧をＶｃとすると、充電用コンデンサーＣ２に蓄積される電力Ｐｃは、Ｐｃ＝Ｖｃ×ＩＬ＿ａｖｅとなる。

さらに、スイッチング素子Ｑ１のオン期間にチョークコイルＬ１に流れる電流ＩＬのピーク値をＩＬｐとし、チョークコイルＬ１のインダクタンス値をＬｓとすると、スイッチング素子Ｑ１のオン期間にチョークコイルＬ１に蓄積されるエネルギーＰＬは、以下のような関係式ＰＬ＝１／２×Ｌｓ×ＩＬｐ^２×ｆｓｗとなる。

ここで、上記Ｐｔ、Ｐｃ、ＰＬの総和が出力電力Ｐｏｕｔに等しくなる。つまり、以下のような関係式Ｐｏｕｔ＝Ｐｔ＋Ｐｃ＋ＰＬとなる。従来は、Ｐｏｕｔ＝ＰＬの関係にあり、トランスＴ１でのエネルギー蓄積量ＰＬが出力電力Ｐｏｕｔに等しくなる関係にあったが、本実施形態によれば、図４に示すように、充電用コンデンサーＣ２に蓄積される電力ＰｃとチョークコイルＬ１に蓄積されるエネルギーにより、トランスＴ１に蓄積するエネルギーＰＬを軽減することができる。

なお、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間では、トランスＴ１に蓄積されるエネルギーＰＬと、充電用コンデンサーＣ２に蓄積される電力Ｐｃと、チョークコイルＬ１に蓄積されるエネルギーが整流ダイオードＤ１およびＤ２を介して、負荷側に供給されるため、従来と同様のエネルギーが出力電力Ｐｏｕｔとして出力される。

したがって、本実施形態によれば、スイッチング素子のオン期間にも１次側から２次側へ電力を伝達されるため、トランスへ蓄積するエネルギーを軽減する事ができ、これによりトランスのコアサイズを小型化することができる。

＜第２の実施形態＞
図３を用いて、本実施形態に係るフライバックコンバータについて説明する。

＜フライバックコンバータの構成＞
本実施形態に係るフライバックコンバータは、図３に示すように、直流電源Ｖｉと、直流電源Ｖｉに並列に設けられた入力コンデンサーＣ１と、一次巻線の一端が直流電源Ｖｉに接続され、他端が、スイッチング素子Ｑ１のドレインに接続され、二次巻線の一端が充電用コンデンサーＣ２に接続され、他端が、グランドラインに接続されたトランスＴ１と、充電用コンデンサーＣ２とＭＯＳ−ＦＥＴＱ４のソースとの接続点と、グランドラインとの間に設けられ、直列接続されたＭＯＳ−ＦＥＴＱ３とチョークコイルＬ１と、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ４のドレインとグランドラインとの間に設けられた平滑用コンデンサーＣ３とから構成されている。つまり、第１の実施形態に対して、整流ダイオードＤ１をＭＯＳ−ＦＥＴＱ４に、整流ダイオードＤ２をＭＯＳ−ＦＥＴＱ３に置き換えた構成になっている。そして、それぞれのＭＯＳ−ＦＥＴがそれぞれの整流ダイオードと同様の機能を果たすよう制御する図示しない制御部を有している。なお、他の構成要素は、第１の実施形態と同様であるため、その詳細な説明は省略する。

ＭＯＳ−ＦＥＴＱ３は、スイッチング素子Ｑ１のオン期間にトランスＴ１の二次側から流れる電流を整流して充電用コンデンサーＣ２に流す。また、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間には、ソースに直列に接続されたチョークコイルＬ１の電流を負荷側に流す。

そして、本実施形態においても、それぞれのＭＯＳ−ＦＥＴがそれぞれの整流ダイオードと同様の機能を果たすことにより、図４に示すように、充電用コンデンサーＣ２に蓄積される電力ＰｃとチョークコイルＬ１に蓄積されるエネルギーによって、トランスＴ１に蓄積するエネルギーＰＬを軽減することができる。また、整流ダイオードをＭＯＳ−ＦＥＴに置き換えることによって、整流ダイオードに比べて、導通損失を軽減することができる。

なお、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間では、トランスＴ１に蓄積されるエネルギーＰＬと、充電用コンデンサーＣ２に蓄積される電力Ｐｃと、チョークコイルＬ１に蓄積されるエネルギーがＭＯＳ−ＦＥＴＱ３およびＭＯＳ−ＦＥＴＱ４を介して、負荷側に供給されるため、従来と同様のエネルギーが出力電力Ｐｏｕｔとして出力される。

したがって、本実施形態においても、スイッチング素子のオン期間にも１次側から２次側へ電力を伝達されるため、トランスへ蓄積するエネルギーを軽減する事ができ、これによりトランスのコアサイズを小型化することができる。

なお、本発明は、上述した実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で様々な変形や応用が可能である。例えば、第２の実施形態においては、整流ダイオードをＭＯＳ−ＦＥＴに置き換える例について説明したが、これに限らず、整流ダイオードと同等の機能を満足できるのであれば、他の素子を用いてもよい。

Ｖｉ・・・直流電源
Ｃ１・・・入力コンデンサー
Ｃ２・・・充電用コンデンサー
Ｃ３・・・平滑用コンデンサー
Ｑ１・・・スイッチング素子
Ｑ３・・・ＭＯＳ−ＦＥＴ（整流素子）
Ｑ４・・・ＭＯＳ−ＦＥＴ（整流素子）
Ｔ１・・・トランス
Ｄ１・・・整流ダイオード
Ｄ２・・・整流ダイオード
Ｌ１・・・チョークコイル
Ｒ１・・・負荷

Claims

直流電源と、入力コンデンサーと、一端が該直流電源に接続され、他端がスイッチング素子に接続されたトランスと、該トランスの二次側の一端と出力端との間に設けられた第１の整流素子と、該出力端と該トランスの二次側の他端との間に設けられた平滑用コンデンサーとからなるフライバックコンバータにおいて、
前記スイッチング素子がオンの期間においても、前記トランスの１次側から２次側に電力を伝達することを特徴とするフライバックコンバータ。
前記トランスの二次側の一端と前記整流素子との間に前記スイッチング素子がオンの期間に、前記トランスの２次巻線から流れる電荷を蓄積する充電用コンデンサーを設けるとともに、該コンデンサーと前記第１の整流素子との接続点と前記トランスの二次側の他端との間に、第２の整流素子と、チョークコイルとを直列接続させて設け、
前記第２の整流素子は、前記スイッチング素子がオンの期間に、前記トランスの２次巻線から流れる電流を整流して前記充電用コンデンサーを充電することを特徴とする請求項１に記載のフライバックコンバータ。
前記第２の整流素子は、前記スイッチング素子がオフの期間に、前記チョークコイルの電流を出力側に供給することを特徴とする請求項２に記載のフライバックコンバータ。
前記第１および第２の整流素子が整流ダイオードであることを特徴とする請求項１から請求項３に記載のフライバックコンバータ。
前記第１および第２の整流素子が整流ダイオードと同様の動作を行うように、オン／オフ制御されたＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする請求項１から請求項３に記載のフライバックコンバータ。