CN111682776B - 一种可抑制输出能量倒灌的副边并联lcd正激变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种可抑制输出能量倒灌的副边并联LCD正激变换器，包括正激变换器主电路和能量转移与传输电路，所述正激变换器主电路包括高频变压器T、开关管S、二极管D1、二极管D2、电感L1和电容C1，所述能量转移与传输电路包括二极管D3、电容C2、二极管D4和电感L2。本发明电路结构简单,可靠性高，转移与传输电路的电感串接有单向导电二极管，可防止输出端能量反灌，降低了副边并联LCD正激变换器的无功损耗，并且可实现励磁能量及正激能量的传输和转移，提高了能量传输效率；还可实现开关管的软关断，消除二极管的反向恢复问题，进一步减小开关和二极管损耗，提升整体效率。

Description

一种可抑制输出能量倒灌的副边并联LCD正激变换器
技术领域
本发明属于开关电源技术领域，具体涉及一种可抑制输出能量倒灌的副边并联LCD正激变换器。
背景技术
在众多的隔离型开关电源变换拓扑中，相对于反激变换器，正激变换器的功率大小并不受限于变压器储存能量的能力；相对于半桥、全桥变换器，正激变换器而言，其所用的元器件更少，电路更简单，成本更低廉，可靠性更高。因此，正激变换器电路因其结构相对简单、成本较低、输入输出隔离、工作可靠性高等诸多优点，更适合应用在中小功率电能变换场合，并受到业界高度关注。
但对于单管正激变换器而言，因为其工作在正向激磁状态下，其高频变压器磁芯单向磁化，本身并没有磁复位功能，有可能会引起磁芯饱和的问题。磁饱和的结果将导致流过开关管的电流猛增，严重时甚至损坏开关管，在很大程度上限制了正激变换器的使用条件，无法大规模推广使用，所以必须添加专门的磁复位电路或者能量转移电路来避免磁芯饱和。
磁复位电路的主要工作机理是在每个周期的开关关断时间内将励磁能量进行转移，可以消耗在其他器件上或者返回到输入电源或传输到负载端。现有的正激变换器所采用的磁复位电路种类较多，大致分为三种，一种是在输入端接入复位绕组，使能量返回输入电源；第二种是在变压器原边侧连接RCD、LCD等复位电路，使能量消耗掉或者返回到输入端；第三种是在副边采取复位措施，可将能量转移到输出端。传统的RCD钳位电路比较简单，其不足是将励磁能量消耗在箝位电阻中，使系统的整体效率难以提高；有源钳位技术实现磁复位是一种性能优良的方法，但其增加了变换器电路的复杂性、设计难度与成本；磁复位绕组复位方法技术成熟可靠，励磁能量可返回到输入电源中，但是磁复位绕组增加了变压器结构的复杂度，并增加了功率开关管的电压应力。
现有的副边复位办法：要么需要增加复位绕组或电路复杂，增加了变压器或电路的设计和制造难度及成本；要么实现能量转移需要通过较多的二极管，增加了电路损耗；要么会影响正激电感的工作模式或其它电气性能指标，不利于大功率传输。因此，为使正激变换器得到进一步推广应用，解决其磁复位问题，提升其综合性能并针对其他复位方式存在的缺点，研究新的磁复位方式是需要不断探讨的课题。
发明内容
本发明所要解决的技术问题在于针对上述现有技术中的不足，提供一种可抑制输出能量倒灌的副边并联LCD正激变换器。解决现有磁复位电路励磁能量利用率低、电路组成复杂、损耗大、效率低的问题，以及解决现有副边复位影响正激电感工作模式的问题。
为解决上述技术问题，本发明采用的技术方案是：一种可抑制输出能量倒灌的副边并联LCD正激变换器，包括正激变换器主电路(1)以及与正激变换器主电路(1)连接的能量转移与传输电路(2)，所述正激变换器主电路(1)包括高频变压器T、开关管S、二极管D1、二极管D2、电感L1和电容C1，所述高频变压器T原边的同名端为正激变换器主电路(1)的正极电压输入端IN+且与外部电源的正极输出端连接，所述高频变压器T原边的异名端与开关管S的漏极连接，所述开关管S的源极为正激变换器主电路(1)的负极电压输入端IN-且与外部电源的负极输出端连接，所述开关管S的栅极与外部控制器的输出端连接，所述高频变压器T副边的同名端与二极管D1的阳极连接，所述二极管D1的阴极与二极管D2的阴极和电感L1的一端连接，所述电感L1的另一端与电容C1的一端连接且为正激变换器主电路(1)的正极电压输出端OUT+，所述高频变压器T副边的异名端与二极管D2的阳极和电容C1的另一端连接且为正激变换器主电路(1)的负极电压输出端OUT-，所述正激变换器主电路(1)的负极电压输出端OUT-接地；所述能量转移与传输电路(2)包括二极管D3、电容C2、二极管D4和电感L2，所述二极管D3的阳极与二极管D2的阳极连接，所述二极管D3的阴极与电容C2的一端连接，所述电容C2的另一端与二极管D1的阳极连接，所述二极管D4的阳极与二极管D3的阴极连接，所述二极管D4的阴极与电感L2的一端连接，所述电感L2的另一端与正激变换器主电路(1)的正极电压输出端OUT+连接。
其中，较佳方案是：所述二极管D1、D2为快恢复二极管。
其中，较佳方案是：所述开关管S为全控型功率半导体器件。
其中，较佳方案是：所述可抑制输出能量倒灌的副边并联LCD正激变换器的电容C2和电感L2根据第一选取步骤选取，具体步骤包括：
步骤101、选取励磁储能电容C2的容值C2；
步骤102、结合变换器输入电压，计算电容C2的耐压值VC2,max；
步骤103、选取容值为C2且耐压值大于VC2,max的电容作为电容C2；
步骤104、确定电感L2的电感值L2的取值范围；
步骤105、结合流过电感L2电流在正激期间最大值和反激期间最大值，确定流过电感L2的最大电流IL2,max；
步骤106、选择能承载的最大电流大于IL2,max且取值范围满足步骤104确定的取值范围的电感，作为电感L2。
其中，较佳方案是：所述可抑制输出能量倒灌的副边并联LCD正激变换器的二极管D3根据第二选取步骤选取；其中，所述第二选取步骤的步骤包括：
步骤201、计算流过二极管D3的最大电流ID3,max；
步骤202、计算二极管D3的耐压值VD3,max；
步骤203、根据流过二极管D3的最大电流ID3,max和二极管D3的耐压值VD3,max选择二极管D3；
其中，较佳方案是：所述可抑制输出能量倒灌的副边并联LCD正激变换器的二极管D4根据第三选取步骤选取；其中，所述第三选取步骤的步骤包括：
步骤301、计算流过二极管D4的最大电流ID4,max；
步骤302、计算二极管D4的耐压值VD4,max；
步骤303、根据流过二极管D4的最大电流ID4,max和二极管D4的耐压值VD4,max选择二极管D4。
本发明与现有技术相比具有以下优点：
1、本发明通过可抑制输出能量倒灌的副边并联LCD正激变换器，电路结构简单，采用副边并联LCD实现励磁能量及正激能量的转移与传输，可防止输出能量倒流，设计合理，能量利用率高，实现方便且成本低；
2、本发明能够结合正激变换器电路和反激变换器电路的优点，输入输出电气隔离，易于实现多路输出，整体电路功耗低，实用性强；
3、本发明的工作稳定性和可靠性高，器件简单，功耗低，变压器利用率高，能量传输效率高，使用寿命长，便于推广使用；
4、本发明能够实现副边并联LCD正激变换器的低压关断甚至零电压关断，降低开关管的关断损耗，提高副边并联LCD正激变换器的效率；
5、本发明能够消除二极管反向恢复问题，降低二极管损耗。
6、电感L1可工作于CCM，适合大功率传输。
7、本发明的励磁能量转移电路，还能传输正激能量，可分散功率传输，适合大功率应用。
8、本发明与现有大多数副边磁复位正激变换器相比较而言，可使正激电感工作于连续导电模式，相对传统的正激变换器而言，可应用于更大功率场合；
9、本发明能量转移与传输电路的电感串接有单向导电二极管，可防止输出端能量反灌，减少损耗，进一步提高效率。
10、在开关电源中使用本发明后，开关电源的工作安全性和可靠性更高，能量转移与传输电路能够使能量利用率提高，可广泛应用于计算机、医疗通信、工业控制、航天设备等领域，因此本发明有较高的推广应用价值。
综上所述，本发明电路结构简单，实现方便且成本低，工作模式简单，工作稳定性和可靠性高，使用寿命长，功耗低，变压器利用率高，能量传输效率高，能够提高开关电源的工作安全性和可靠性，实用性强，推广应用价值高。
下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。
附图说明
图1为本发明可抑制输出能量倒灌的副边并联LCD正激变换器的电路原理图。
附图标记说明:
1—正激变换器主电路； 2—能量转移与传输电路。
具体实施方式
如图1所示，本发明的可抑制输出能量倒灌的副边并联LCD正激变换器，包括正激变换器主电路1、以及与正激变换器主电路1连接的能量转移与传输电路2，所述正激变换器主电路1包括高频变压器T、开关管S、二极管D1、二极管D2、电感L1和电容C1，所述高频变压器T原边的同名端为正激变换器主电路1的正极电压输入端IN+且与外部电源的正极输出端连接，所述高频变压器T原边的异名端与开关管S的漏极连接，所述开关管S的源极为正激变换器主电路1的负极电压输入端IN-且与外部电源的负极输出端连接，所述开关管S的栅极与外部控制器的输出端连接，所述高频变压器T副边的同名端与二极管D1的阳极连接，所述二极管D1的阴极与二极管D2的阴极和电感L1的一端连接，所述电感L1的另一端与电容C1的一端连接且为正激变换器主电路1的正极电压输出端OUT+，所述高频变压器T副边的异名端与二极管D2的阳极和电容C1的另一端连接且为正激变换器主电路1的负极电压输出端OUT-，所述正激变换器主电路1的负极电压输出端OUT-接地；所述能量转移与传输电路2包括二极管D3、电容C2、二极管D4和电感L2，所述二极管D3的阳极与二极管D2的阳极连接，所述二极管D3的阴极与电容C2的一端连接，所述电容C2的另一端与二极管D1的阳极连接，所述二极管D4的阳极与二极管D3的阴极连接，所述二极管D4的阴极与电感L2的一端连接，所述电感L2的另一端与正激变换器主电路1的正极电压输出端OUT+连接。具体实施时，负载RL接在正激变换器主电路1的正极电压输出端OUT+与负极电压输出端OUT-之间。所述正激变换器主电路1中，电感L1和电容C1均用于滤波。
本实施例中，所述二极管D1、D2为快恢复二极管。二极管D2用于续流。
本实施例中，所述开关管S为全控型功率半导体器件。
本实施例的工作原理为：
在对本实施例的工作原理进行分析前，假设正激电感L1工作于CCM，辅助电感L2及变压器副边电感Lw2工作于DCM。在此分成开关管关断期间和导通期间来分析本实施例的工作原理。为了便于介绍原理，约定：对于电容C2，假定其电压左负右正为正向电压，左正右负为反向电压；对于副边绕组w2，假定其电流从下到上为正向电流，从上到下为反向电流。
第一、开关管S导通期间的工作原理
假设开关导通时刻前，C2正向储能完全释放给负载，C2两端电压为零，L2电流下降为零，电感L1仍保持续流。D2导通，D1、D3、D4关断。
第一阶段：正激能量传输，L2储能阶段
开关管导通后，输入电压Vi施加在变压器原边绕组两端，耦合到二次绕组w2的电压上正下负，D1、D4导通，正激能量经过两条支路向负载传输，其一，经过D1、L1传输到负载，L1电流线性上升。其二，经过C2、D4、L2向负载转移能量，C2两端电压从零开始反向充电(A点为正)，L2电流曲线上升，直至电容C2反向电压上升至Vi/n-Vo，L2电流达到最大，此阶段结束。
第二阶段：正激能量传输，L2放能阶段
L2电流上升至最大值以后，进入此阶段。此后，D1、D4仍维持导通，正激能量仍通过D1、L1支路和C2、D4、L2支路向负载转移能量，L1电流继续保持线性上升。不同之处在于，此时L2电压为右正左负，电感L2开始释放能量，L2电流从最大值开始下降，直至L2电流下降为零时，C2电压达到反向最大值，为实现低电压关断创造条件。
第二、开关管S关断期间的工作原理
第一阶段：开关管低电压关断
在开关管从导通过渡到关断的过程中，励磁电流+副边反射电流为开关管寄生电容充电，变压器原、副边电压减小，当副边电压减小到等于C2的反向电压时，此阶段结束。此阶段，开关管承受电压为Vi-nVC2(Vi输入电压，VC2为C2反向最大电压，n为变压器变比)，所以，开关管承受的电压要比Vi小很多，实现了低电压关断(在特定参数下，还可实现零电压关断。)。此阶段，D1维持导通，D2、D3、D4关断。
第二阶段：电容C2释放反向储能
副边电压减小到等于C2反向电压后，D3导通，C2开始释放反向储能。此时D1维持导通，C2的反向储能通过两条回路释放：其一，电容C2经过D1、L1、RL、D3释放能量，这使得二极管D1不会立刻关断，但是D2承受反压而截至；其二，C2经过w2、D3释放能量。当C2放电到反向电压下降为零时，变压器原、副边电压同时也减小到零，C2的反向储能释放完毕，此阶段结束。此阶段，D4保持关断，电感L2电流维持为零；D1实现零电压、零电流关断，而D2实现零电压、零电流导通。
第三阶段：电容C2正向储能
电容C2的反向电压值下降到零后，D3仍维持导通，变压器副边绕组的反向电流为电容C2正向充电，其正向电压从零开始增加，直至耦合到副边绕组的电流下降为零时，C2的正向电压达到最大值，变压器完成磁复位，此阶段结束。
第四阶段：C2经过L2向RL转移能量
电容C2的正向电压上升至最大后，励磁电流下降为零，此后，D3关断，若C2正向电压高于Vo，D4导通，C2正向储能经过L2向负载RL转移，电容电压缓慢下降，直至C2两端电压下降为零，此阶段结束。在此过程中,D2仍维持导通，L1继续线性下降。
第五阶段：L2续流向RL转移能量
电容C2正向电压下降为零后，D2仍维持导通，电感L1继续经过D2续流，电流线性下降。与此同时，D3导通，L2电流将经过D2续流，并向负载转移能量，直至L2电流下降为零，此阶段结束。
第六阶段：仅L1续流向RL转移能量
电感L2电流下降为零后，D2仍维持导通，L1续流向RL转移能量。D3、D4截止，D4可抑制输出能量回流，L2电流保持为零，直至开关管导通周期到来，此阶段结束。
在本实施例中，所述电容C2和电感L2根据第一选取步骤选取，具体步骤包括：
步骤101、根据公式
Figure BDA0002520951660000091
选取励磁储能电容C2的容值C2；
步骤102、根据公式(A1)计算电容C2的耐压值VC2,max；
Figure BDA0002520951660000092
其中，Vi为正激变换器主电路1输入电压，d为开关管S的占空比，n为高频变压器T的一次绕组与二次绕组的匝数比，Lm为高频变压器T的一次绕组的励磁电感量，f为正激变换器主电路1的工作频率，T为正激变换器主电路1的工作周期；
步骤103、选取容值为C2且耐压值大于VC2,max的电容作为电容C2；
步骤104、根据公式(A2)、(A3)并能同时满足公式(A2)、(A3)确定电感L2的电感值L2的取值范围；
Figure BDA0002520951660000093
Figure BDA0002520951660000094
步骤105、根据公式(A4)确定流过电感L2的最大电流IL2,max；
Figure BDA0002520951660000095
其中，IL2,max1，IL2,max2分别为流过电感L2电流在正激期间最大值和反激期间最大值，Vo为正激变换器主电路1的输出电压。
步骤106、选择能承载的最大电流大于IL2,max且取值范围满足步骤104确定的取值范围的电感，作为电感L2；
以及，所述二极管D3根据第二选取步骤选取；其中，所述第二选取步骤的步骤包括：
步骤201、根据公式(A5)计算流过二极管D3的最大电流ID3,max；
Figure BDA0002520951660000101
步骤202、根据公式(A6)计算二极管D3的耐压值VD3,max；
Figure BDA0002520951660000102
步骤203、根据流过二极管D3的最大电流ID3,max和二极管D3的耐压值VD3,max选择二极管D3；
其中，IL1,max为流过电感L1的最大电流，IL2为流过电感L2的电流；
以及，所述二极管D4根据第三选取步骤选取；其中，所述第三选取步骤的步骤包括：
步骤301、根据公式(A7)计算流过二极管D4的最大电流ID4,max；
Figure BDA0002520951660000103
其中，uC2,max为；
步骤302、根据公式VD4,max＝VO计算二极管D4的耐压值VD4,max；
步骤303、根据流过二极管D4的最大电流ID4,max和二极管D4的耐压值VD4,max选择二极管D4；
当然，上述描述只是为了说明本发明技术方案的可行性，所列举的其中一种工作模式的原理及其对应的公式，但并非唯一且限定的描述，仅作为参考使用。
应当特别说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制，对本领域技术人员来说，可以对上述实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而所有这些修改和替换，都应属于本发明所附权利要求的保护范围。

Claims (6)

1.一种可抑制输出能量倒灌的副边并联LCD正激变换器，其特征在于：包括正激变换器主电路(1)以及与正激变换器主电路(1)连接的能量转移与传输电路(2)，所述正激变换器主电路(1)包括高频变压器T、开关管S、二极管D1、二极管D2、电感L1和电容C1，所述高频变压器T原边的同名端为正激变换器主电路(1)的正极电压输入端IN+且与外部电源的正极输出端连接，所述高频变压器T原边的异名端与开关管S的漏极连接，所述开关管S的源极为正激变换器主电路(1)的负极电压输入端IN-且与外部电源的负极输出端连接，所述开关管S的栅极与外部控制器的输出端连接，所述高频变压器T副边的同名端与二极管D1的阳极连接，所述二极管D1的阴极与二极管D2的阴极和电感L1的一端连接，所述电感L1的另一端与电容C1的一端连接且为正激变换器主电路(1)的正极电压输出端OUT+，所述高频变压器T副边的异名端与二极管D2的阳极和电容C1的另一端连接且为正激变换器主电路(1)的负极电压输出端OUT-，所述正激变换器主电路(1)的负极电压输出端OUT-接地；所述能量转移与传输电路(2)包括二极管D3、电容C2、二极管D4和电感L2，所述二极管D3的阳极与二极管D2的阳极连接，所述二极管D3的阴极与电容C2的一端连接，所述电容C2的另一端与二极管D1的阳极连接，所述二极管D4的阳极与二极管D3的阴极连接，所述二极管D4的阴极与电感L2的一端连接，所述电感L2的另一端与正激变换器主电路(1)的正极电压输出端OUT+连接。
2.根据权利要求1所述的可抑制输出能量倒灌的副边并联LCD正激变换器，其特征在于：所述二极管D1、D2为快恢复二极管。
3.根据权利要求1所述的可抑制输出能量倒灌的副边并联LCD正激变换器，其特征在于：所述开关管S为全控型功率半导体器件。
4.根据权利要求1所述的可抑制输出能量倒灌的副边并联LCD正激变换器，其特征在于：所述可抑制输出能量倒灌的副边并联LCD正激变换器的电容C2和电感L2根据第一选取步骤选取，具体步骤包括：
步骤101、选取励磁储能电容C2的容值C2；
步骤102、结合变换器输入电压，计算电容C2的耐压值VC2,max；
步骤103、选取容值为C2且耐压值大于VC2,max的电容作为电容C2；
步骤104、确定电感L2的电感值L2的取值范围；
步骤105、结合流过电感L2电流在正激期间最大值和反激期间最大值，确定流过电感L2的最大电流IL2,max；
步骤106、选择能承载的最大电流大于IL2,max且取值范围满足步骤104确定的取值范围的电感，作为电感L2。
5.根据权利要求4所述的可抑制输出能量倒灌的副边并联LCD正激变换器，其特征在于：所述可抑制输出能量倒灌的副边并联LCD正激变换器的二极管D3根据第二选取步骤选取；其中，所述第二选取步骤的步骤包括：
步骤201、计算流过二极管D3的最大电流ID3,max；
步骤202、计算二极管D3的耐压值VD3,max；
步骤203、根据流过二极管D3的最大电流ID3,max和二极管D3的耐压值VD3,max选择二极管D3。
6.根据权利要求4或5所述的可抑制输出能量倒灌的副边并联LCD正激变换器，其特征在于：所述可抑制输出能量倒灌的副边并联LCD正激变换器的二极管D4根据第三选取步骤选取；其中，所述第三选取步骤的步骤包括：
步骤301、计算流过二极管D4的最大电流ID4,max；
步骤302、计算二极管D4的耐压值VD4,max；
步骤303、根据流过二极管D4的最大电流ID4,max和二极管D4的耐压值VD4,max选择二极管D4。
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