KR100695736B1 - Ｄｃ 컨버터 - Google Patents

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KR100695736B1
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신지 아소
류이치 후루코시
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산켄덴키 가부시키가이샤
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Abstract

DC 컨버터는 트랜스포머의 1차 권선에 직렬로 접속된 주 스위치, 및 상기 트랜스포머의 1차 권선의 양단 또는 상기 주 스위치의 양단에 접속된 커패시터와 보조 스위치의 직렬회로를 가지고, 또한 상기 주 스위치 및 보조 스위치의 교호적인 온/오프 동작에 의해 상기 트랜스포머의 2차 권선의 전압을 정류 및 평활하여 DC 출력을 제공한다. 이러한 DC 컨버터는, 상기 DC 출력을 기준 전압과 비교하여 오차를 검출하는 오차 검출기, 상기 오차 검출기에 의해 검출된 오차에 의거하여 상기 주 스위치와 보조 스위치의 온/오프를 제어하는 제어회로, 및 상기 보조 스위치와 커패시터의 접속점의 출력을 전력으로서 상기 제어회로에 공급하여 상기 제어회로를 기동시키는 액티베이터를 포함한다.

Description

ＤＣ 컨버터{DC CONVERTER}
도 1은 종래의 DC 컨버터의 회로 구성도,
도 2는 높은 입력 전압이 인가될 때 수행되는 도 1에 도시된 DC 컨버터의 동작의 타이밍도,
도 3은 낮은 입력 전압이 인가될 때 수행되는 도 1에 도시된 DC 컨버터의 동작의 타이밍도,
도 4는 도 1에 도시된 DC 컨버터가 온 상태에서 오프 상태로 이동될 때 수행되는 동작의 타이밍도,
도 5는 도 1에 도시된 DC 컨버터가 오프 상태에서 온 상태로 이동될 때 수행되는 동작의 타이밍도,
도 6은 제1 실시형태에 따른 DC 컨버터의 회로 구성도,
도 7은 제1 실시형태의 DC 컨버터가 오프 상태에서 온 상태로 이동될 때 수행되는 동작의 타이밍도,
도 8은 제 2 실시형태에 따른 DC 컨버터의 회로 구성도,
도 9는 제 3 실시형태에 따른 DC 컨버터의 회로 구성도,
도 10은 제 4 실시형태에 따른 DC 컨버터의 회로 구성도,
도 11은 제 5 실시형태에 따른 DC 컨버터의 회로 구성도,
도 12는 제 6 실시형태에 따른 DC 컨버터의 회로 구성도이다.
<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>
11 : 제어회로 12 : 로우측 드라이버
13 : 하이측 드라이버 30 : 부하
40 : 오차 검출기 Vac : AC 전원
BD : 브리지 회로 AV : 액티베이터
R1 : 시동 저항 SW : 스위치
Q1 : 주 스위치 Q2 : 보조 스위치
T : 트랜스포머
본 발명은 매우 신뢰성이 높고 효율적인 DC 컨버터에 관한 것이다.
도 1은 종래의 DC 컨버터의 회로 구성도로서, 일본국 특허출원 공개번호 JP2000-92829호에 개시되어 있다. 도 1에 도시된 DC 컨버터는 액티브-클램프 토폴로지(active-clamp topology)를 채용하고, AC 전원(Vac)으로부터 공급되는 AC 전원을 정류하는 브리지 회로(BD)와 브리지 회로(BD)의 출력을 평활하는 커패시터(C1)를 포함한다. 트랜스포머(T)의 1차 권선(P1)(권회수는 Np)과 주 스위치(Q1)로서 동작할 수 있는 MOSFET(이하, FET)의 직렬회로가 커패시터(C1)의 양단에 접속된다. 커패시터(C1)의 전압은 입력 전압(Vin)이다.
보조 스위치(Q2)로서 동작할 수 있는 FET 등과 커패시터(C2)의 직렬회로는 트랜스포머(T)의 1차 권선(P1)의 양단에 접속된다. 주 스위치(Q1) 및 보조 스위치(Q2)는 제어회로(111)의 PWM 제어에 의해 교호로 턴온/턴오프된다.
트랜스포머(T)의 2차 권선(S1)(권회수는 Ns)은 트랜스포머(T)의 1차 권선(P1)의 전압의 위상으로 전압을 생성하는 권선 구조를 갖는다. 이러한 2차 권선(S1)에는 다이오드(D10, D11), 리액터(L10), 및 커패시터(C10)를 갖는 정류 및 평활회로가 접속된다. 이러한 정류 및 평활회로는 트랜스포머(T)의 2차 권선(S1)에 유도된 전압(온/오프 제어된 펄스 전압)을 정류 및 평활하여, DC 출력을 부하(30)로 공급한다.
트랜스포머(T)의 보조 권선(S2)(권회수는 NA)은 트랜스포머(T)의 1차 권선(P1)의 전압의 반대 위상으로 전압을 생성하는 권선 구조를 갖는다. 이러한 보조 권선(S2)에 다이오드(D1)와 커패시터(C3)를 갖는 정류 및 평활회로가 접속된다. 이러한 정류 및 평활회로는 트랜스포머(T)의 보조 권선(S2)에 유도되는 전압을 정류 및 평활하여, 얻어진 DC 전압을 제어회로(111)에 전압(Vcc)으로서 공급한다.
제어회로(111)는 오차 검출기(40)로부터 공급된 오차 전압(출력 전압(Vo)과 기준 전압의 차전압)에 의거하여 주 스위치(Q1)의 온/오프를 제어하기 위한 펄스를 갖는 Q1 제어신호(Q1c)와 보조 스위치(Q2)의 온/오프를 제어하기 위한 펄스를 갖는 Q2 제어신호(Q2c)(Q2 제어신호(Q2c)는 Q1 제어신호(Q1c)의 반대 위상을 갖는다)를 생성하고, Q1 제어신호(Q1c)와 Q2 제어신호(Q2c)의 듀티비를 제어함으로써 출력 전 압(Vo)이 소정값이 되게 한다.
DC 컨버터는 또한 로우측 드라이버(low side driver)(112)와 하이측 드라이버(high side drive)(113)를 포함한다. 로우측 드라이버(112)는 제어회로(111)의 Q1 제어신호(Q1c)를 증폭하여 Q1 게이트신호(Q1g)를 생성하고, Q1 게이트신호(Q1g)를 주 스위치(Q1)의 게이트에 인가하여 주 스위치(Q1)를 기동시킨다. 하이측 드라이버(113)는 제어회로(111)의 Q2 제어신호(Q2c)를 증폭하여 Q2 게이트신호(Q2g)를 생성하고, Q2 게이트신호(Q2g)를 보조 스위치(Q2)의 게이트에 인가하여 보조 스위치(Q2)를 기동시킨다.
이렇게 구성된 DC 컨버터의 동작을 도 2 내지 5에 도시된 타이밍도를 참조하여 설명한다.
주 스위치(Q1)의 듀티비(주 스위치(Q1)가 온인 백분율)가 D(0<D<1)라고 가정하면, 출력 전압(Vo)은 다음 식 (1)로 주어질 수 있다.
Vo=Vin(Ns/Np)D (1)
주 스위치(Q1)가 온인 동안 트랜스포머(T)의 1차 권선(P1)에 인가되는 전압은 보조 스위치(Q2)가 오프인 동안 트랜스포머(T)의 1차 권선(P1)에 인가되는 전압과 같으므로, 다음의 식 (2)를 갖는다.
Vin·D=Vc(1-D) (2)
식 (2)는 식 (3)으로 정리될 수 있다.
Vc=Vin·D/(1-D) (3)
식 (1)을 인용하면, 다음과 같다.
D=(Vo/Vin)·(Np/Ns) (4)
따라서, 커패시터(C2)의 전압(Vc)은 식 (3), (4)를 사용하여, 다음 식으로 결정된다.
Vc=(Vo·(Np/Ns))/(1-(Vo/Vin)·(Np/Ns)) (5)
이 식은 0<(Vo·Np)/(Vin·Ns)<1의 관계가 만족된다는 전제에 의거한다. 따라서, 전압(Vc)은 감소하는 입력 전압(Vin)을 증가시킨다.
도 2 및 3은 종래의 DC 컨버터에서 입력 전압(Vin)과 커패시터(C2) 전압 사이의 관계를 설명하기 위한 파형도이다. 도 2는 입력 전압(Vin)이 높을 때의 동작 파형을 도시하고, 도 3은 입력 전압이 낮을 때의 동작 파형을 도시한다.
도 2에 도시된 바와 같이, 입력 전압이 높으면, 예를 들어 375V, 주 스위치(Q1)의 온 기간(드레인-소스 전압(Vds)이 L-레벨을 나타내는 기간)은 예를 들어 24V의 출력 전압(Vo)과 10A의 출력 전류를 얻기 위해 짧아지게 된다. 주 스위치(Q1)의 온 기간 동안, 드레인 전류(Id)가 트랜스포머(T)의 1차 권선(P1)을 통해 주 스위치(Q1)로 흐른다. 이 경우에, 커패시터(C2)의 전압(Vc)은 대략 100V이다.
한편, 도 3에 도시된 바와 같이, 입력 전압(Vin)이 낮으면, 예를 들어 100V, 주 스위치(Q1)의 온 기간은 예를 들어 24V의 출력 전압(Vo) 및 10A의 출력 전류를 얻기 위해 길어지게 된다. 이 경우에, 커패시터(C2)의 전압(Vc)은 대략 370V로서, 높다.
결론적으로, 도 1에 도시된 DC 컨버터에서 AC 전원(Vac)으로부터의 공급이 시점 t1에서 정지되면, 포락선 파형(각 파형의 최대값의 궤적)은 도 4에 도시된 바 와 같이, 입력 전압(Vin)이 점차 감소하고, 커패시터(C2)의 전압(Vc)이 점차 증가한다. 따라서, 보조 권선(S2), 다이오드(D1), 및 커패시터(C3)에서 생성되는 전압(Vcc)이 감소한다. 전압(Vcc)이 시점 t2에서 제어회로(111)의 정지 전압에 도달하면, 제어회로(11)가 정지한 다음 주 스위치(Q1) 및 보조 스위치(Q2)는 오프 상태가 된다. 따라서, 커패시터(C2)의 방전 경로가 없어져, 큰 전압(Vc)이 커패시터(C2)에 유지된다.
이러한 상태에서, AC 전원(Vac)이 다시 턴온되어 입력 전압(Vin)이 재인가되면, 전압(Vcc)이 액티베이터로서 동작할 수 있는 시동 저항(R1)을 통해 증가하고, 전압(Vcc)이 제어회로(111)의 기동 전압에 도달하면, 주 스위치(Q1) 및 보조 스위치(Q2)이 스위칭 동작을 시작하여 교호로 턴온/턴오프된다. 이때, 포락선 파형(각 파형의 최대값의 궤적)은 도 5에 도시된 것처럼 된다. 보조 스위치(Q2)가 시점 t3에서 턴온되면, 커패시터(C2)에 유지되는 고전압(Vc)과 입력 전압(Vin)의 합인, [Vc+Vin]의 전압이 주 스위치(Q1)에 인가된다. 즉, 안정 상태에서는 인가되지 않는 큰 전압이 주 스위치(Q1)에 인가되고, 따라서 손상을 방지하기 위해서는 주 스위치(Q1)로서 고내전압의 소자가 사용되어야 한다.
상술한 바와 같이, 액티브-클램프 토폴로지를 사용하는 종래의 DC 컨버터에서는, DC 컨버터가 정지될 때 주 스위치(Q1) 및 보조 스위치(Q2)가 함께 턴오프되어, 충전된 캐피시터(C2)에 고전압(Vc)을 초래하고, 그래서 DC 컨버터가 재시동될 때 안정 상태보다 큰 전압이 주 스위치(Q1)로 인가된다.
결과적으로, 주 스위치(Q1)가 손상되거나 또는 이러한 손상을 방지하기 위해 주 스위치(Q1)로서 고내전압의 소자가 사용되어야만 하는데, 이는 DC 컨버터를 더 비싸게 하고 효율을 감소시켜서 불리하다.
본 발명은 상기의 문제점을 극복하기 위해 이루어진 것으로, 매우 신뢰성이 높고 및 효율적인 저렴한 DC 컨버터를 제공할 수 있다.
본 발명은 상기한 문제점을 해소하기 위해 다음의 수단을 채용한다. 본 발명의 제 1 기술적 측면에 따르면, 트랜스포머의 1차 권선에 직렬로 접속된 주 스위치, 및 커패시터와 보조 스위치의 직렬회로를 가지고, 상기 직렬회로는 상기 트랜스포머의 1차 권선의 양단 또는 상기 주 스위치의 양단에 접속되어, 상기 주 스위치와 보조 스위치의 교호적인 온/오프 동작에 의해 상기 트랜스포머의 2차 권선의 전압을 정류 및 평활하여 DC 출력을 제공하는 DC 컨버터를 제공한다. 이러한 DC 컨버터는, 상기 DC 출력을 기준 전압과 비교하여 오차를 검출하는 오차 검출기, 상기 오차 검출기에 의해 검출된 오차에 의거하여 상기 주 스위치와 보조 스위치의 온/오프를 제어하는 제어회로, 및 상기 보조 스위치와 커패시터의 접속점의 출력을 전력으로서 상기 제어회로에 공급하여 상기 제어회로를 기동시키는 액티베이터를 포함한다.
본 발명의 제 2 기술적 측면에 따르면, 상기 액티베이터는 상기 접속점과 제어회로 사이에 제공되어 상기 제어회로에 의해 온/오프 제어되는 스위치 소자를 갖는다.
본 발명의 제3 기술적 측면에 따르면, 상기 액티베이터는 상기 스위치 소자에 직렬로 접속된 저항(R1) 또는 정전류유닛을 더 갖는다.
본 발명의 제 4 기술적 측면에 따르면, 제 1 내지 제 3 기술적 측면에 부가하여, 상기 제어회로는 동작하는 동안 상기 스위치 소자를 턴오프시키고, 비동작하는 동안 상기 스위치 소자를 턴온시킨다.
본 발명의 제 5 기술적 측면에 따르면, 상기 제 1 기술적 측면에 부가하여, 상기 트랜스포머는 상기 1차 권선과 결합된 보조 권선을 갖고, 상기 액티베이터는 상기 보조 권선에서 생성되는 전압에 의해 턴온/턴오프되는 스위치와 상기 스위치에 의해 동작/비동작 제어되는 정전류회로를 가지며, 상기 스위치는 상기 보조 권선에서 생성되는 전압에 의해 상기 제어회로가 동작하는 동안에 턴온되고 상기 제어회로가 비동작하는 동안에 턴오프된다.
본 발명의 제 6 기술적 측면에 따르면, 제 1 기술적 측면에 부가하여, 상기 액티베이터는 상기 접속점과 제어회로 사이에 제공되어 상기 제어회로에 의해 동작/비동작 제어되는 정전류회로를 갖는다.
본 발명의 제 7 기술적 측면에 따르면, 상기 제 6 기술적 측면에 부가하여, 상기 제어회로는 동작하는 동안 상기 스위치 소자를 턴오프시키고, 비동작하는 동안 상기 스위치 소자를 턴온시킨다.
제 1 실시형태
도 6은 제 1 실시형태에 따른 DC 컨버터의 회로 구성도이다. 도 6에서, 도 1에 도시된 것과 동일한 구성 부품에 대해서는 동일한 도면 부호를 붙이고, 그 상세 한 설명을 생략한다.
도 6에 도시된 DC 컨버터에서, 제어회로(11)를 기동시키는 액티베이터(AV)는 시동 저항(R1)과 스위치 소자(SW)를 갖는다. 시동 저항(R1)의 일단은 액티브-클램프 커패시터로서 동작 가능한 커패시터(C2)와 보조 스위치(Q2)의 드레인의 접속점에 접속되고, 시동 저항(R1)의 타단은 스위치(SW)를 통해 전압(Vcc)이 공급되는 제어 전력선에 접속된다. 스위치(SW)는 제어회로(11)로부터 공급되는 제어신호(CS)에 의해 개폐된다.
주 스위치(Q1)와 보조 스위치(Q2)는 각각 턴오프되는 오프-기간(데드 타임)을 갖고, 또한 제어회로(11)의 PWM 제어에 의해 교호적으로 턴온/턴오프된다.
제어회로(11)는 주 스위치(Q1)와 보조 스위치(Q2)의 온/오프를 제어하기 위한 Q1 제어신호(Q1c), 그리고 Q1 제어신호(Q1c)에 반전된 위상을 갖는 Q2 제어신호(Q2c)를 생성한다. 제어회로(11)는 기동된 후, 다이오드(D1)와 커패시터(C3)로 구성된 제어전원에 의해 생성되는 전압(Vcc)으로 동작한다.
제어회로(11)는 전압(Vcc)이 제어회로(11)의 기동 전압에 도달할 때까지 스위치(SW)를 턴온시키고, 기동 전압에 도달된 후 스위치(SW)를 턴오프시키기 위한 제어신호(CS)를 생성하여, 생성된 제어신호(CS)를 스위치(SW)로 전송한다.
DC 컨버터는 로우측 드라이버(low side driver)(12)와 하이측 드라이버(13)를 갖는다. 로우측 드라이버(12)는 제어회로(11)로부터 공급되는 Q1 제어신호(Q1c)를 증폭하여 Q1 게이트 신호(Q1g)를 생성하고, Q1 게이트 신호(Q1g)를 주 스위치(Q1)의 게이트에 인가하여 기동시킨다. 하이측 드라이버(13)는 제어회로(11)로부터 공급되는 Q2 제어신호(Q2c)를 증폭하여 Q2 게이트 신호(Q2g)를 생성하고, Q2 게이트 신호(Q2g)를 보조 스위치(Q2)의 게이트에 인가하여 기동시킨다.
오차 검출기(40)는 출력 전압(Vo)과 기준 전압 사이의 오차 전압을 검출하고, 이러한 오차 전압을 제어회로(11)로 피드백시킨다.
이렇게 구성된 제 1 실시형태의 DC 컨버터의 스위칭 동작을 다음에 설명한다.
AC 전원(Vac)이 턴온되면, AC 전원(Vac)의 AC 전압은 브리지 회로(BD)에서 전파 정류된 후 커패시터(C1)로 인가된다. 전압(Vcc)이 제어회로(11)의 기동 전압에 도달하지 않은 경우에는, 제어회로(11)로부터 공급되는 제어신호(CS)에 의해 스위치(SW)가 턴온된다.
따라서, 커패시터(C2)에 저장된 전하가 시동 저항(R1) 및 스위치(SW)를 통해 방전되어 커패시터(C3)로 전달된다. 그 후 전압(Vcc)이 증가하여 제어회로(11)의 기동 전압에 도달하면, 주 스위치(Q1) 및 보조 스위치(Q2)의 스위칭 동작이 시작되어, DC 변환 동작을 시작한다.
주 스위치(Q1)가 턴온되면, 입력 전압(Vin)으로부터 트랜스포머(T)의 1차 권선(P1)을 통해 주 스위치(Q1)로 전류가 흐른다. 이때, S1, D10, L10, C10, 및 S1을 따라 통과하는 경로를 통해 시계방향으로 전류가 정류 및 평활회로로 흐른다.
다음에, 주 스위치(Q1)가 턴오프되면, 주 스위치(Q1)에 (FET의 드레인과 소스 사이에) 형성된, 기생 커패시터(도시하지 않음)는 트랜스포머(T)의 1차 권선(P1) 및 트랜스포머(T)의 1차 및 2차 권선 사이의 누설 인덕턴스에 저장된 에너지 에 의해 충전되어, 전압 공진이 생성되고, 결과적으로 주 스위치(Q1)의 전압이 증가한다. L10, C10, D11 및 L10을 따라 통과하는 경로를 따라 시계방향으로 전류가 정류 및 평활회로로 흘러서, 부하(30)에 전류를 공급한다.
다음에, 보조 스위치(Q2)가 턴온되면, 트랜스포머(T)의 1차 권선(P1)에 저장된 에너지가 커패시터(C2)에 공급되고, 따라서 커패시터(C2)가 점차적으로 충전된다. 이어서, 커패시터(C2)에 저장된 에너지는 C2, Q2, P1 및 C2를 따라 통과하는 경로를 통해 반시계 방향으로 전류가 흐름에 따라 방전된다.
DC 변환 동작을 정지하고 다시 시동될 때 수행되는 제 1 실시형태의 DC 컨버터의 동작을 도 7에 도시된 타이밍도를 참조로 이하에 설명한다.
도 4를 참조로 이미 설명한 바와 같이, AC 전원(Vac)의 공급이 시점 t1에서 정지되면, 입력 전압(Vin)이 점차 감소하고 커패시터(C2)의 전압(Vc)이 점차 증가한다. 따라서, 보조 권선(S2), 다이오드(D1), 및 커패시터(C3)에서 생성되는 전압(Vcc)이 감소한다.
전압(Vcc)이 시점 t2에서 제어회로(11)의 정지 전압에 도달하면, Q1 제어신호(Q1c) 및 Q2 제어신호(Q2c)는 로우(L) 레벨이 되고, 주 스위치(Q1) 및 보조 스위치(Q2)는 오프 상태가 된다. 따라서, 도 4에 도시된 바와 같이, 커패시터(C2)의 전하가 유지되고, 커패시터(C2)의 전압(Vc)은 하이로 남는다. 결과로서, DC 변환 동작이 정지된다.
AC 전원(Vac)의 공급이 정지되고 있는 동안에 AC 전원(Vac)이 다시 턴온되어 입력 전압(Vin)이 재인가되면, 주 스위치(Q1) 및 보조 스위치(Q2)가 교호적으로 온 /오프 동작을 시작한다. 이때, 전압(Vcc)이 제어회로(11)의 기동 전압에 도달할 때까지 스위치(SW)가 제어회로(11)로부터 공급되는 제어신호(CS)에 의해 턴온되어 있으므로, 커패시터(C2)에 저장된 전하는 시동 저항을 통해 방전되어 커패시터(C3)로 전달된다. 따라서, 포락선 파형(각 파형의 최대값의 궤적)이 도 7에 도시된 바와 같이 되어, 보조 스위치(Q2)가 시점 t3에서 턴온될 때 커패시터(C2)에 유지되는 전압(Vc)이 제로이고, 따라서 오직 입력 전압(Vin)만이 주 스위치(Q1)에 인가된다.
결과적으로, 안정 상태와 동일한 전압이 주 스위치(Q1)에 인가되어서, 주 스위치(Q1)로서 고내전압의 소자를 사용할 필요성을 제거한다. 그래서, DC 컨버터를 저렴하게 구성하고, 손실을 줄이며, 변환 효율을 향상시키는 것이 가능하다.
제 2 실시형태
제 2 실시형태에 따른 DC 컨버터를 다음에 설명한다. 제 2 실시형태의 DC 컨버터에서는, 제 1 실시형태의 DC 컨버터의 시동 저항(R1) 대신에 정전류원(CC)이 사용된다.
도 8은 제 2 실시형태의 DC 컨버터의 회로 구성도이다. 이러한 DC 컨버터에서, 제어회로(11)를 기동시키는 액티베이터(AV)는 정전류원(CC)와 스위치(SW)를 갖는다. 즉, 도 6에 도시된 제 1 실시형태의 DC 컨버터의 시동 저항(R1)이 정전류원(CC)으로 대체된다.
정전류원(CC)은 본 발명의 정전류유닛에 대응하고, 커패시터(C2)에 저장된 전하를 정전류로 출력한다. 당업자에게 자명한 바와 같이, 이러한 정전류원(CC)으로서 다양한 주지의 회로가 사용될 수 있다.
제 2 실시형태의 DC 컨버터에 따르면, 제 1 실시형태의 DC 컨버터와 동일한 방법으로, AC 전원(Vac)의 공급이 정지되어 있는 동안에 AC 전원(Vac)이 다시 턴온되어 입력 전압(Vin)이 재인가될 때에도, 오직 입력 전압(Vin)만이 주 스위치(Q1)로 인가된다. 즉, 안정 상태와 동일한 전압이 주 스위치(Q1)로 인가되어, 주 스위치(Q1)로서 고내전압의 소자를 사용할 필요성을 제거한다. 따라서, DC 컨버터를 저렴하게 구성하고, 손실을 감소시키며, 변환 효율을 향상시킬 수 있다.
제 3 실시형태
제 3 실시형태에 따른 DC 컨버터는 제 1 실시형태의 DC 컨버터의 스위치(SW)로서 트랜지스터를 사용한다.
도 9는 제 3 실시형태의 DC 컨버터의 회로 구성도이다. 이러한 DC 컨버터에서, 제어회로(11)를 기동시키는 액티베이터는 시동 저항(R1), FET 스위치(Q3), 및 저항(R2)을 갖는다. 즉, 이러한 DC 컨버터는 도 6에 도시된 DC 컨버터의 스위치 소자(SW)로서 스위치(Q3)를 사용하고, 저항(R2)을 추가적으로 포함한다.
스위치(Q3)의 소스는 제어전력선(전압(Vcc))에 접속되고, 드레인은 시동 저항(R1)에 접속되며, 게이트는 제어회로(11)에 접속된다. 제어신호(CS)는 제어회로(11)로부터 스위치(Q3)의 게이트로 공급된다. 저항(R2)은 커패시터(C2)와 보조 스위치(Q2)의 접속점과 스위치(Q3)의 게이트 사이에 접속된다.
이렇게 구성된 제 3 실시형태의 DC 컨버터에 따르면, AC 전원(Vac)이 턴온된 후 전압(Vcc)이 제어회로(11)의 기동 전압에 도달하지 않으면, 스위치(Q3)는 제어회로(11)로부터 공급되는 제어신호(CS)에 의해 턴온된다. 따라서, 커패시터(C2)에 저장된 전하는 C2, R1, Q3 및 C3를 따라 통과하는 경로를 따라 방전되어 커패시터(C3)로 전달된다. 그 후 전압(Vcc)이 증가하여 제어회로(11)의 기동 전압에 도달하면, 주 스위치(Q1)와 보조 스위치(Q2)의 스위칭 동작이 시작된다.
AC 전원(Vac)의 공급이 정지되고 있는 동안에 AC 전원(Vac)이 다시 턴온되어 입력 전압(Vin)이 재인가되면, 전압(Vcc)이 제어회로(11)의 기동 전압에 도달할 때까지 제어회로(11)로부터 공급되는 제어신호(CS)에 의해 스위치(Q3)가 턴온된다. 따라서, 커패시터(C2)에 저장된 전하가 커패시터(C3)로 전달되어 그로부터 방전된다. 따라서, 오직 입력 전압(Vin)만이 주 스위치(Q1)로 인가된다. 즉, 제 3 실시형태의 DC 컨버터는 제 1 실시형태와 동일하게 동작하여 동일한 효과가 얻어질 수 있다.
제 4 실시형태
도 10은 제 4 실시형태에 따른 DC 컨버터의 회로 구성도이다. 이러한 DC 컨버터에서, 제어회로(11)를 기동시키는 액티베이터는 FET 스위치(Q4), 저항(R2), 저항(R3), 제너다이오드(D2)와 다이오드(D3)를 갖는 정전류회로, 및 이러한 정전류회로의 동작/비동작 상태를 제어하는 FET 스위치(Q3)를 포함한다. 스위치(Q4)의 드레인은 커패시터(C2) 및 보조 스위치(Q2)의 접속점에 접속되고, 스위치(Q4)의 소스는 저항(R3)을 통해 다이오드(D3)의 애노드에 접속된다. 다이오드(D3)의 캐소드는 다이오드(D3)의 제어전력선(전압(Vcc))에 접속된다.
저항(R2)의 일단은 커패시터(C2)와 보조 스위치(Q2)의 접속점에 접속되고, 저항(R2)의 타단은 스위치(Q4)의 게이트, 제너다이오드(D2)의 캐소드, 및 스위치 (Q3)의 드레인에 접속된다. 제너 다이오드(D2)의 애노드는 저항(R3) 및 다이오드(D3)의 접속점에 접속된다. 스위치(Q3)의 게이트는 접지선(GND)에 접속되고, 스위치(Q3)의 게이트는 제어회로(11)에 접속된다. 제어신호(CS)는 제어회로(11)로부터 스위치(Q3)의 게이트로 공급된다.
전압(Vcc)이 제어회로(11)의 기동 전압에 도달하기 전에, 제어회로(11)는 스위치(Q3)를 턴오프하기 위한 제어신호(CS)를 생성하여 생성된 제어신호(CS)를 스위치(Q3)로 전달하고, 전압(Vcc)이 기동 전압에 도달한 후, 제어회로(11)는 스위치(Q3)를 턴온하기 위한 제어신호(CS)를 생성하고 생성된 제어신호(CS)를 스위치(Q3)로 전달한다.
이렇게 구성된 제 4 실시형태의 DC 컨버터에 따르면, AC 전원(Vac)이 턴온되고 전압(Vcc)이 제어회로(11)의 기동 전압에 도달하지 않으면, 제어회로(11)로부터 공급되고 있는 제어신호(CS)에 의해 스위치(Q3)가 턴오프된다. 따라서, 스위치(Q4)가 턴온되고 커패시터(C2)에 저장된 전하가 커패시터(C3)로 전달되어 그로부터 방전된다. 그 후 전압(Vcc)이 증가하여 제어회로(11)의 기동 전압에 도달하면, 주 스위치(Q1)와 보조 스위치(Q2)의 스위칭 동작이 시작된다.
AC 전원(Vac)의 공급이 정지되어 있는 동안에 AC 전원(Vac)이 다시 턴온되어 입력 전압(Vin)이 재인가되면, 전압(Vcc)이 제어회로(11)의 기동 전압에 도달하기 전에 제어회로(11)로부터 공급되고 있는 제어신호(CS)에 의해 스위치(Q3)가 턴오프되고, 따라서 스위치(Q4)가 턴온되므로, 커패시터(C2)에 저장된 전하가 방전되어 커패시터(C3)로 전달된다. 따라서, 오직 입력 전압(Vin)만이 주 스위치(Q1)로 인가 된다. 즉, 제 4 실시형태의 DC 컨버터는 제 1 실시형태와 동일한 방법으로 동작하고, 따라서 동일한 효과가 얻어질 수 있다.
제 5 실시형태
도 11은 제 5 실시형태에 따른 DC 컨버터의 회로 구성도이다. 이러한 DC 컨버터는, 제 4 실시형태의 DC 컨버터에 대해, 주 스위치(Q1)가 접지되는 점에 커패시터(C2)의 일단이 접속되어 있는 점이 다르다.
이렇게 구성된 제 5 실시형태의 DC 컨버터는 제 4 실시형태와 동일하게 동작하고, 따라서 동일한 효과가 얻어질 수 있다.
제 6 실시형태
도 12는 제 6 실시형태에 따른 DC 컨버터의 회로 구성도이다. 이러한 DC 컨버터는 도 10에 도시된 제 4 실시형태의 DC 컨버터의 구성에 부가하여 다이오드(D4)와 커패시터(C4)를 포함한다. 다이오드(D4)의 캐소드는 스위치(Q3)의 게이트에 접속되고, 다이오드(D4)의 애노드는 트랜스포머(T)의 보조 권선(S2)과 다이오드(D1)의 애노드의 접속점에 접속된다. 커패시터(C4)는 다이오드(D4)의 캐소드와 스위치(Q3)의 소스 사이에 접속된다.
이렇게 구성된 제 6 실시형태의 DC 컨버터에 따르면, AC 전원(Vac)이 턴온된 후 전압(Vcc)이 제어회로(11)의 기동 전압에 도달하지 않으면, 스위치(Q1, Q2)가 오프이고 보조 권선(S2)에 전압이 생성되지 않으므로, 스위치(Q3)도 오프이다. 따라서, 스위치(Q4)가 턴온되면, 커패시터(C2)에 저장된 전하가 방전되어 커패시터(C3)로 전달된다. 그 후 전압(Vcc)이 증가하여 제어회로(11)의 기동 전압에 도달하 면, 주 스위치(Q1) 및 보조 스위치(Q2)의 스위칭 동작이 시작된다. 그에 응답하여, 보조 권선(S2)에 전압이 생성되고, 그래서 스위치(Q3)를 턴온시키고 스위치(Q4)를 턴오프시킨다.
AC 전원(Vac)의 공급이 정지되어 있는 동안에 AC 전원(Vac)이 다시 턴온되어 입력 전압(Vin)이 재인가되면, 전압(Vcc)이 제어회로(11)의 기동 전압에 도달하기 전에 보조 권선(S2)에 전압이 생성되지 않아 스위치(Q3)는 오프이고 스위치(Q4)는 온이므로, 커패시터(C2)에 저장된 전하가 방전되어 커패시터(C3)로 전달된다. 따라서, 오직 입력 전압(Vin)만이 주 스위치(Q1)로 인가된다. 즉, 제 6 실시형태의 DC 컨버터는 제 1 실시형태와 동일한 방법으로 동작하고, 따라서 동일한 효과가 얻어질 수 있다. 또한, 제어회로(11)에서 제어신호(CS)를 더 이상 생성할 필요가 없으므로, 제어회로(11)의 구성을 간단화한다.
비록 상술한 제 1 내지 제 4 실시형태 및 제 6 실시형태에서는 보조 스위치(Q2)와 커패시터(C2)의 직렬회로가 트랜스포머(T)의 1차 권선(P1)의 양단에 접속되지만, 이러한 직렬회로는, 예를 들어, 주 스위치(Q1)의 양단에 접속될 수 있다.
상술한 제 1 내지 제 6 실시형태에서는 오직 기생 커패시터(도시하지 않음)만이 주 스위치(Q1)에 제공되지만, 추가적인 커패시터가 주 스위치(Q1)의 양단에 접속될 수 있다.
상기 제 1 내지 제 6 실시형태에서, AC 전원의 AC 전압을 정류하여 정류된 전압을 얻는 브리지 회로(BD)는 트랜스포머(T)의 1차 권선(P1)과 주 스위치(Q1)의 직렬회로의 양단에 접속된다. 예를 들어, DC 전원이 트랜스포머(T)의 1차 권선(P1) 과 주 스위치(Q1)의 직렬회로의 양단에 접속될 수도 있다.
본 발명에 따르면, 제어회로를 기동시키기 위한 전력이 액티브-클램프 커패시터로부터 얻어지므로, 액티브-클램프 커패시터에 저장된 전하가 제어회로의 제어전원으로서 커패시터로 전달하여 방전될 수 있다.
따라서, DC 컨버터는 그 DC 변환 동작이 정지된 후 다시 기동될 때에도, 액티브-클램프 커패시터에 고전압이 충전되지 않으므로, 안정 상태보다 큰 전압이 주 스위치로 인가되지 않는다. 결과적으로, 주 스위치로서 고내전압의 소자를 필요로 하지 않고, 그래서 저렴하고 고효율의 DC 컨버터를 제공한다.
본 발명은 DC-DC 변환 전원회로 및 AC-DC 변환 전원회로에 적용할 수 있다.
비록 본 발명은 특정 실시형태를 참조로 설명되었지만, 본 발명은 상술한 실시형태에 한정되지 않는다. 상기 가르침에 비추어, 상술한 실시형태의 변형 및 변화는 당업자에게 자명하다. 본 발명의 범위는 다음의 청구항들을 참조로 정의된다.

Claims (9)

  1. 트랜스포머의 1차 권선에 직렬로 접속된 주 스위치, 및 커패시터와 보조 스위치의 직렬회로를 가지고, 상기 직렬회로는 상기 트랜스포머의 1차 권선의 양단 또는 상기 주 스위치의 양단에 접속되어, 상기 주 스위치와 보조 스위치의 교호적인 온/오프 동작에 의해 상기 트랜스포머의 2차 권선의 전압을 정류 및 평활하여 DC 출력을 제공하는 DC 컨버터에 있어서,
    상기 DC 출력을 기준 전압과 비교하여 오차를 검출하는 오차 검출기;
    상기 오차 검출기에 의해 검출된 오차에 의거하여 상기 주 스위치와 보조 스위치의 온/오프 상태를 제어하는 제어회로; 및
    상기 보조 스위치와 커패시터의 접속점의 출력을 전원으로서 상기 제어회로에 공급하여 상기 제어회로를 기동시키는 액티베이터(activator)를 포함하는, DC 컨버터.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 액티베이터는 상기 접속점과 제어회로 사이에 제공되어 상기 제어회로에 의해 온/오프 제어되는 스위치 소자를 갖는, DC 컨버터.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 액티베이터는 상기 스위치 소자에 직렬로 접속된 저항을 더 갖는, DC 컨버터.
  4. 제 2 항에 있어서,
    상기 액티베이터는 상기 스위치 소자에 직렬로 접속된 정전류원을 더 갖는, DC 컨버터.
  5. 제 2 항에 있어서,
    상기 제어회로는, 상기 제어회로가 동작하는 동안 상기 스위치 소자를 턴오프시키고, 상기 제어회로가 비동작하는 동안 상기 스위치 소자를 턴온시키는, DC 컨버터.
  6. 제 3 항에 있어서,
    상기 제어회로는, 상기 제어회로가 동작하는 동안 상기 스위치 소자를 턴오프시키고, 상기 제어회로가 비동작하는 동안 상기 스위치 소자를 턴온시키는, DC 컨버터.
  7. 제 4 항에 있어서,
    상기 제어회로는, 상기 제어회로가 동작하는 동안 상기 스위치 소자를 턴오프시키고, 상기 제어회로가 비동작하는 동안 상기 스위치 소자를 턴온시키는, DC 컨버터.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 트랜스포머는 상기 1차 권선과 결합된 보조 권선을 갖고,
    상기 액티베이터는 상기 보조 권선에서 생성되는 전압에 의해 턴온/턴오프되는 스위치, 및 상기 스위치에 의해 동작/비동작 제어되는 정전류회로를 가지며,
    상기 스위치는 상기 보조 권선에서 생성되는 전압에 의해 상기 제어회로가 동작하는 동안 턴온되고 상기 제어회로가 비동작하는 동안 턴오프되는, DC 컨버터.
  9. 제 1 항에 있어서,
    상기 액티베이터는 상기 제어회로에 의해 온/오프 상태로서 제어되는 스위치 및 상기 스위치에 의해 동작/비동작 제어되는 정전류회로를 갖고,
    상기 제어회로는, 상기 제어회로가 동작하는 동안 상기 스위치를 턴온시키고, 상기 제어회로가 비동작하는 동안 상기 스위치를 턴오프시키는, DC 컨버터.
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