JP2005151709A - 直流変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】高信頼性、安全性、安価で高効率な直流変換装置を提供する。
【解決手段】トランスＴの１次巻線Ｐ１に直列に接続された主スイッチＱ１とトランスＴの１次巻線Ｐ１の両端に接続され且つコンデンサＣ２及び補助スイッチＱ２からなる直列回路の補助スイッチＱ２とを交互にオン／オフさせることによりトランスＴの２次巻線Ｓ１の電圧を整流平滑回路で整流平滑して出力電圧Ｖｏとして出力する直流変換動作を行う直流変換装置であって、直流変換動作を停止させる時には、主スイッチＱ１をオフ状態、補助スイッチＱ２をオン状態にして直流変換動作を停止させる制御回路１１を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、高信頼性、安全性、高効率な直流変換装置に関する。

図６は従来の直流変換装置の回路構成図である（特許文献１）。図６に示す直流変換装置は、アクティブクランプ方式と呼ばれるもので、交流電源Ｖａｃからの交流電圧を整流するブリッジ回路ＢＤと、ブリッジ回路ＢＤの出力を平滑するコンデンサＣ１とを有し、コンデンサＣ１の両端には、トランスＴの１次巻線Ｐ１（巻数Ｎｐ）とＭＯＳＦＥＴ（以下、ＦＥＴと称する。）等からなる主スイッチＱ１とからなる直列回路が接続されている。コンデンサＣ１の両端電圧を入力電圧Ｖｉｎとする。

トランスＴの１次巻線Ｐ１の両端には、ＦＥＴ等からなる補助スイッチＱ２とコンデンサＣ２とからなる直列回路が接続されている。主スイッチＱ１及び補助スイッチＱ２は、制御回路１１１のＰＷＭ制御により交互にオン／オフするようになっている。

また、トランスＴの１次巻線Ｐ１と同相電圧が発生するように巻回されたトランスＴの２次巻線Ｓ１（巻数Ｎｓ）には、ダイオードＤ１０、Ｄ１１とリアクトルＬ１０とコンデンサＣ１０とからなる整流平滑回路が接続されている。この整流平滑回路は、トランスＴの２次巻線Ｓ１に誘起された電圧（オン／オフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を負荷３０に出力する。

また、トランスＴの１次巻線Ｐ１と逆相電圧が発生するように巻回されたトランスＴの補助巻線Ｓ２（巻数ＮＡ）には、ダイオードＤ１とコンデンサＣ３とからなる整流平滑回路が接続されている。この整流平滑回路は、トランスＴの補助巻線Ｓ２に誘起された電圧を整流平滑し、得られた直流電圧を電圧Ｖｃｃとして制御回路１１１に出力する。

制御回路１１１は、出力電圧Ｖｏに基づき、主スイッチＱ１をオン／オフ制御するためのパルスからなるＱ１制御信号Ｑ１ｃ及び補助スイッチＱ２をオン／オフ制御するためのパルスからなるＱ２制御信号Ｑ２ｃ（Ｑ１制御信号Ｑ１ｃと逆位相を有する）を生成するとともに、出力電圧Ｖｏが所定電圧となるようにＱ１制御信号Ｑ１ｃ及びＱ２制御信号Ｑ２ｃのデューティ比を制御する。

さらに、直流変換装置は、ローサイドドライバ１１２及びハイサイドドライバ１１３を備えている。ローサイドドライバ１１２は、制御回路１１１からのＱ１制御信号Ｑ１ｃを増幅してＱ１ゲート信号Ｑ１ｇを生成し、主スイッチＱ１のゲートに印加して主スイッチＱ１を駆動する。ハイサイドドライバ１１３は、制御回路１１１からのＱ２制御信号Ｑ２ｃを増幅してＱ２ゲート信号Ｑ２ｇを生成し、補助スイッチＱ２のゲートに印加して補助スイッチＱ２を駆動する。

次に、このように構成された直流変換装置の動作を図７〜図１０に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。

今、主スイッチＱ１のオンデューティ（主スイッチＱ１がオンしている比率）をＤ（０＜Ｄ＜１）とすると、出力電圧Ｖｏは、下記式（１）で表すことができる。

Ｖｏ=Ｖｉｎ・（Ｎｓ／Ｎｐ）・Ｄ・・・（１）
また、主スイッチＱ１がオンしている間にトランスＴの１次巻線Ｐ１に印加される電圧と補助スイッチＱ２がオフしている時にトランスＴの１次巻線Ｐ１に印加される電圧は等しいことから、下記式（２）が成り立つ。

Ｖｉｎ・Ｄ＝Ｖｃ・（１−Ｄ）・・・（２）
式（２）から、
Ｖｃ＝Ｖｉｎ・Ｄ／（１−Ｄ）・・・（３）
式（１）から、
Ｄ＝（Ｖｏ／Ｖｉｎ）・（Ｎｐ／Ｎｓ）・・・（４）
となる。従って、コンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃは、
Ｖｃ＝（Ｖｏ・（Ｎｐ／Ｎｓ））／（１−（Ｖｏ／Ｖｉｎ）・（Ｎｐ／Ｎｓ））
・・・（５）
となる。

ただし、０＜（Ｖｏ・Ｎｐ）／（Ｖｉｎ・Ｎｓ）＜１とする。このため、入力電圧Ｖｉｎが小さくなるほど大きくなる。

図７及び図８は従来の直流変換装置における入力電圧ＶｉｎとコンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃの関係を説明するための波形図であり、図７は入力電圧Ｖｉｎが高い時の動作波形、図８は入力電圧Ｖｉｎが低い時の動作波形を示している。

図７に示すように、入力電圧Ｖｉｎが例えば３７５Ｖと高い場合には、例えば２４Ｖの出力電圧Ｖｏ及び１０Ａの出力電流を得るためには、主スイッチＱ１のオン期間（ドレイン−ソース間の電圧ＶｄｓがＬレベルである期間）は短い。主スイッチＱ１のオン期間に、トランスＴの１次巻線Ｐ１を介して主スイッチＱ１にドレイン電流Ｉｄが流れる。この場合、コンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃは、１００Ｖ程度である。

一方、図８に示すように、入力電圧Ｖｉｎが例えば１００Ｖと低い場合には、主スイッチＱ１のオン期間は、例えば２４Ｖの出力電圧Ｖｏ及び１０Ａの出力電流を得るために長くなる。この場合、コンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃは、３７０Ｖ程度と高くなる。

このため、図６に示す直流変換装置では、図９のエンベロープ波形（各波形の最大値の軌跡）に示すように、時刻ｔ_１で交流電源Ｖａｃの供給が停止された場合、入力電圧Ｖｉｎが徐々に低下するとともにコンデンサＣ２の両端の電圧Ｖｃが徐々に上昇する。これに伴って、補助巻線Ｓ２、ダイオードＤ１及びコンデンサＣ３で生成される電圧Ｖｃｃの電圧が低下する。そして、時刻ｔ_２で電圧Ｖｃｃの電圧が制御回路１１１の停止電圧に達すると、制御回路１１１が停止し、主スイッチＱ１と補助スイッチＱ２が共にオフ状態になる。従って、コンデンサＣ２の放電経路がなくなり、コンデンサＣ２の両端には大きな電圧Ｖｃが保持された状態になる。

この状態で、交流電源Ｖａｃが投入されて再度入力電圧Ｖｉｎが印加されると、起動抵抗Ｒ１を介して電圧Ｖｃｃの電圧が上昇し、電圧Ｖｃｃの電圧が制御回路１１１の起動電圧に達すると、主スイッチＱ１と補助スイッチＱ２とが交互にオン／オフを行なうスイッチング動作を開始する。このとき、図１０のエンベロープ波形（各波形の最大値の軌跡）に示すように、時刻ｔ_３で補助スイッチＱ２がオンすると、コンデンサＣ２に保持されている高い電圧Ｖｃと入力電圧Ｖｉｎとが加算された電圧「Ｖｃ＋Ｖｉｎ」が主スイッチＱ１に印加される。このため、定常状態では印加されない大きな電圧が主スイッチＱ１に印加されるため、破損を防止するために、主スイッチＱ１として電圧耐量の大きな素子を使用する必要がある。
特開２０００−９２８２９号公報

上述したように、従来のアクティブクランプ方式を用いた直流変換装置にあっては、直流変換装置を停止するときに主スイッチＱ１と補助スイッチＱ２とが共にオフ状態になるので、コンデンサＣ２に高い電圧Ｖｃが充電された状態になり、危険を伴うという問題がある。

また、直流変換装置を再起動するときに主スイッチＱ１に定常状態より大きな電圧が印加されるので、破損を回避するために主スイッチＱ１に電圧耐量の大きな素子を使用する必要があり、直流変換装置が高価になり、また効率低下を招くという問題がある。

本発明は、高信頼性、安全性、安価で高効率な直流変換装置を提供することにある。

上述した課題を解決するために、請求項１の発明は、トランスの１次巻線に直列に接続された主スイッチとトランスの１次巻線の両端に接続され且つコンデンサ及び補助スイッチからなる直列回路の補助スイッチとを交互にオン／オフさせることによりトランスの２次巻線の電圧を整流平滑回路で整流平滑して出力電圧として出力する直流変換動作を行う直流変換装置であって、前記直流変換動作を停止させる時には、前記主スイッチをオフ状態、前記補助スイッチをオン状態にして前記直流変換動作を停止させる制御回路を備えることを特徴とする。

請求項２の発明は、請求項１記載の発明において、前記制御回路は、前記主スイッチと補助スイッチとを交互にオン／オフさせ且つ前記出力電圧を所定電圧に制御するための制御信号を生成するＰＷＭ制御回路と、前記制御回路に印加される印加電圧が前記制御回路の停止電圧より大きい場合に第１のレベルの起動停止信号を出力し、前記印加電圧が前記停止電圧以下の場合に第２のレベルの起動停止信号を出力する起動停止回路と、前記ＰＷＭ制御回路からの制御信号と前記起動停止回路からの起動停止信号とに基づき前記直流変換動作の停止時に前記主スイッチをオフさせる第１ゲート回路と、前記ＰＷＭ制御回路からの制御信号と前記起動停止回路からの起動停止信号とに基づき前記直流変換動作の停止時に前記補助スイッチをオンさせる第２ゲート回路とを備えることを特徴とする。

請求項３の発明は、請求項２記載の発明において、前記トランスは、補助巻線をさらに備え、前記制御回路に印加される印加電圧は、前記補助巻線に発生した電圧を整流平滑して生成されることを特徴とする。

請求項４の発明は、請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載の直流変換装置において、前記トランスの１次巻線と前記主スイッチとからなる直列回路の両端には、直流電源又は交流電源の交流電圧を整流して整流電圧を得る整流電圧部が接続されていることを特徴とする。

請求項５の発明は、請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載の直流変換装置において、前記トランスの１次巻線と前記主スイッチとの間に接続されたリアクトルと、前記トランスに直列に接続され、前記主スイッチがオン時に前記リアクトルに蓄えられたエネルギーを前記主スイッチがオフ時に２次側に還流させる補助トランスとを備えることを特徴とする。

請求項６の発明は、請求項５記載の直流変換装置において、前記リアクトルは、前記トランスのコアに疎結合させて巻回された前記トランスの１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタンスからなり、前記トランスのコアには前記トランスの１次巻線と前記補助トランスの２次巻線とが密結合させて巻回されてなることを特徴とする。

本発明によれば、直流変換装置の直流変換動作を停止させる時には、主スイッチをオフ状態、補助スイッチをオン状態にして直流変換動作を停止させるので、トランスの１次巻線の両端に接続された直列回路のコンデンサに蓄積された電荷は、補助スイッチ及び１次巻線を介して放電される。従って、直流変換動作が停止された場合であってもコンデンサに高い電圧が充電された状態にならないので、高信頼性、安全性を確保できる。

また、直流変換動作が停止された場合であってもコンデンサに高い電圧が充電された状態にならないので、直流変換装置を再起動するときに主スイッチに定常状態より大きな電圧が印加されることがない。従って、主スイッチに電圧耐量の大きな素子を使用する必要がなく、安価で高効率な直流変換装置を提供できる。

以下、本発明に係る直流変換装置の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。

図１は実施例１の直流変換装置の回路構成図である。なお、図１において、図６に示した構成部分と同一部分には同一符号を付し、その説明を省略する。

図１に示す直流変換装置において、主スイッチＱ１及び補助スイッチＱ２は、共にオフとなる期間（デットタイム）を有し、制御回路１１のＰＷＭ制御により交互にオン／オフするようになっている。

制御回路１１は、主スイッチＱ１及び補助スイッチＱ２をオン／オフ制御するためのＱ１制御信号Ｑ１ｃとＱ１制御信号Ｑ１ｃとは逆相のＱ２制御信号Ｑ２ｃを生成する。制御回路１１は、補助巻線Ｓ２、ダイオードＤ１及びコンデンサＣ３により生成される電圧Ｖｃｃによって動作する。

制御回路１１は、ＰＷＭ制御回路２０、ヒステリシスコンパレータ２１、ＡＮＤゲート回路２２及びＮＡＮＤゲート回路２３から構成されている。ＡＮＤゲート回路２２及びＮＡＮＤゲート回路２３は、本発明の第１及び第２ゲート回路に対応する。

ＰＷＭ制御回路２０は、主スイッチＱ１をオン／オフ制御するためのパルスからなる信号ｑ１ｃ及び補助スイッチＱ２をオン／オフ制御するためのパルスからなる信号ｑ２ｃを生成するとともに、出力電圧Ｖｏが所定電圧となるように信号ｑ１ｃ及び信号ｑ２ｃのデューティ比を制御する。

ヒステリシスコンパレータ２１は、制御回路１１の起動及び停止を制御するための起動停止信号を生成するもので、電圧Ｖｃｃの電圧が制御回路１１の停止電圧より大きい場合に第１のレベルとしてＨレベルの起動停止信号を出力し、電圧Ｖｃｃの電圧が制御回路１１の停止電圧以下の場合に第２のレベルとしてＬレベルの起動停止信号を出力し、起動停止信号をＡＮＤゲート回路２２及びＮＡＮＤゲート回路２３の入力端子に出力する。

ＡＮＤゲート回路２２は、ＰＷＭ制御回路２０からの信号ｑ１ｃとヒステリシスコンパレータ２１からの起動停止信号との論理積をとり、論理積出力をＱ１制御信号Ｑ１ｃとして出力する。このため、起動停止信号がＨレベル、即ち、停止電圧より大きい電圧が制御回路１１に印加されている場合には、ＰＷＭ制御回路２０からの信号ｑ１ｃがそのままＱ１制御信号Ｑ１ｃとして出力される。また、起動停止信号がＬレベル、即ち、制御回路１１に印加される電圧が停止電圧以下の場合には、Ｑ１制御信号Ｑ１ｃがＬレベルになる。これにより、主スイッチＱ１は、電源オフ時にオフ状態になる。電源オフ時は、主スイッチＱ１及び補助スイッチＱ２による直流変換動作の停止時に対応する。

ＮＡＮＤゲート回路２３は、ＰＷＭ制御回路２０からの信号ｑ２ｃとヒステリシスコンパレータ２１からの起動停止信号との論理積をとって反転し、反転出力をＱ２制御信号Ｑ２ｃとして出力する。このため、起動停止信号がＨレベル、即ち、停止電圧より大きい電圧が制御回路１１に印加されている場合には、ＰＷＭ制御回路２０からの信号ｑ２ｃが反転されてＱ２制御信号Ｑ２ｃとして出力される。このため、Ｑ２制御信号Ｑ２ｃは、Ｑ１制御信号Ｑ１ｃと逆相の信号になる。また、起動停止信号がＬレベル、即ち、制御回路１１に印加される電圧が停止電圧以下の場合には、Ｑ２制御信号Ｑ２ｃがＨレベルになる。これにより、補助スイッチＱ２は、電源オフ時にオン状態になる。

さらに、直流変換装置は、ローサイドドライバ１２及びハイサイドドライバ１３を備えている。ローサイドドライバ１２は、制御回路１１からのＱ１制御信号Ｑ１ｃを増幅してＱ１ゲート信号Ｑ１ｇを生成し、主スイッチＱ１のゲートに印加して主スイッチＱ１を駆動する。ハイサイドドライバ１３は、制御回路１１からのＱ２制御信号Ｑ２ｃを増幅してＱ２ゲート信号Ｑ２ｇを生成し、補助スイッチＱ２のゲートに印加して補助スイッチＱ２を駆動する。

次に、このように構成された実施例１の直流変換装置のスイッチング動作を説明する。

まず、交流電源Ｖａｃを投入すると、交流電源Ｖａｃの交流電圧はブリッジ回路ＤＢで全波整流されてコンデンサＣ１に印加される。そして、コンデンサＣ１の電圧は、起動抵抗Ｒ１を介して電圧Ｖｃｃとして制御回路１１に供給される。そして、電圧Ｖｃｃが上昇し、制御回路１１の起動電圧に達すると、ヒステリシスコンパレータ２１は、Ｈレベルの起動停止信号をＡＮＤゲート回路２２及びＮＡＮＤゲート回路２３に出力する。

このため、信号ｑ１ｃ，ｑ２ｃがＨレベルの場合には、ＡＮＤゲート回路２２から出力されるＱ１制御信号Ｑ１ｃはＨレベルとなり、ＮＡＮＤゲート回路２３から出力されるＱ２制御信号Ｑ２ｃはＬレベルとなるため、主スイッチＱ１がオンし、補助スイッチＱ２がオフする。

また、信号ｑ１ｃ，ｑ２ｃがＬレベルの場合には、ＡＮＤゲート回路２２から出力されるＱ１制御信号Ｑ１ｃはＬレベルとなり、ＮＡＮＤゲート回路２３から出力されるＱ２制御信号Ｑ２ｃはＨレベルとなるため、主スイッチＱ１がオフし、補助スイッチＱ２がオンする。即ち、主スイッチＱ１と補助スイッチＱ２とのスイッチング動作が開始される。即ち、直流変換動作が開始される。

まず、主スイッチＱ１がオンすると、入力電圧ＶｉｎからトランスＴの１次巻線Ｐ１を介して主スイッチＱ１に電流が流れる。このとき、整流平滑回路には、Ｓ１→Ｄ１０→Ｌ１０→Ｃ１０→Ｓ１と電流が流れる。

次に、主スイッチＱ１をオフさせると、トランスＴの１次巻線Ｐ１と、トランスＴの１次及び２次巻線間のリーケージインダクタンスに蓄えられたエネルギーにより主スイッチＱ１（ＦＥＴのドレイン・ソース間）に形成された寄生コンデンサ（図示せず）が充電され電圧共振が形成されて、主スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが上昇する。また、整流平滑回路では、Ｌ１０→Ｃ１０→Ｄ１１→Ｌ１０と電流が流れて、負荷３０に電流を供給する。

次に、補助スイッチＱ２をオンさせると、トランスＴの１次巻線Ｐ１に蓄えられたエネルギーがコンデンサＣ２に供給され、コンデンサＣ２が充電されていく。次に、コンデンサＣ２に蓄えられたエネルギーは、Ｃ２→Ｑ２→Ｐ１→Ｃ２に流れる。

次に、実施例１の直流変換装置の直流変換動作の停止時及び再起動時における動作を図２及び図３に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。

図２は直流変換装置の各部のエンベロープ波形（各波形の最大値の軌跡）を示す。図２に示すように、時刻ｔ_１で交流電源Ｖａｃの供給が停止された場合、入力電圧Ｖｉｎが徐々に低下するとともにコンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃが徐々に上昇する。これに伴って、補助巻線Ｓ２、ダイオードＤ１及びコンデンサＣ３で生成される電圧Ｖｃｃの電圧が低下する。

そして、時刻ｔ_２で電圧Ｖｃｃの電圧が、制御回路１１の停止電圧に達すると、制御回路１１内のヒステリシスコンパレータ２１は、Ｌレベルの起動停止信号を出力する。このため、ＡＮＤゲート回路２２から出力されるＱ１制御信号Ｑ１ｃは、Ｌレベルになるため、主スイッチＱ１はオフ状態になる。

一方、ＮＡＮＤゲート回路２３から出力されるＱ２制御信号Ｑ２ｃは、Ｈレベルになるため、補助スイッチＱ２はオン状態になる。このため、図２に示すように、コンデンサＣ２の電荷は、補助スイッチＱ２及びトランスＴの１次巻線Ｐ１を介して放電され、コンデンサＣ２の両端の電圧Ｖｃはゼロになる。そして、直流変換動作が停止する。従って、交流電源Ｖａｃの供給が停止された後には、コンデンサＣ２に大きな電圧Ｖｃが保持されることがないので、保守点検作業等を安全に行うことができる。

交流電源Ｖａｃの供給が停止された状態で、交流電源Ｖａｃが投入されて再度入力電圧Ｖｉｎが印加されると、主スイッチＱ１と補助スイッチＱ２とが交互にオン／オフを開始する。このとき、図３のエンベロープ波形（各波形の最大値の軌跡）に示すように、時刻ｔ_３で補助スイッチＱ２がオンすると、コンデンサＣ２に保持されている電圧Ｖｃはゼロであるため、入力電圧Ｖｉｎのみが主スイッチＱ１に印加される。

このため、定常状態と同じ電圧が主スイッチＱ１に印加されることになるため、主スイッチＱ１として電圧耐量の大きな素子を使用する必要はない。従って、直流変換装置を安価に構成できるとともに、損失を低減させて変換効率を向上させることができる。

次に実施例２の直流変換装置を説明する。実施例２の直流変換装置では、トランスの１次巻線に直列に接続されるリアクトルのインダクタンスの値を大きくし、主スイッチＱ１がオン時にリアクトルに蓄えられるエネルギーを２次側に還流する補助トランスを設けたことを特徴とする。

図４は実施例２の直流変換装置を示す回路構成図である。図４に示す実施例２の直流変換装置は、図１に示す実施例１の直流変換装置に対して、トランスＴ１及びトランスＴ１の周辺回路が異なるので、その部分についてのみ説明する。

この例では、補助トランスをトランスＴ１に結合したもので、トランスＴ１には、１次巻線Ｐ１（巻数Ｎｐ、補助トランスＴ１の１次巻線を兼用）と２次巻線Ｓ１（巻数Ｎｓ）と３次巻線Ｓ３（巻数Ｎｔ、補助トランスＴ１の２次巻線に対応）とが巻回されている。

トランスＴ１の２次巻線Ｓ１と３次巻線Ｓ３との直列回路の両端には、ダイオードＤ８とコンデンサＣ１０との直列回路が接続されている。２次巻線Ｓ１と３次巻線Ｓ３との接続点とダイオードＤ８とコンデンサＣ１０との接続点とには、ダイオードＤ７が接続されている。１次巻線Ｐ１と２次巻線Ｓ１とは同相に巻回され、１次巻線Ｐ１と３次巻線Ｓ３とは逆相に巻回されている。

トランスＴ１の２次巻線Ｓ１を１次巻線Ｐ１と疎結合させ、１次巻線Ｐ１及び２次巻線Ｓ１間のリーケージインダクタンスにより、トランスＴ１に直列に接続されるリアクトル（図示せず）を代用している。トランスＴ１の３次巻線Ｓ３を１次巻線Ｐ１と密結合させている。

このように構成された実施例２の直流変換装置の動作を説明する。基本的な動作は、実施例１の動作と同様であり、ここでは、トランスＴ１の２次側回路の動作を中心に説明する。

まず、主スイッチＱ１をオンさせると、Ｖｉｎ→Ｐ１→Ｑ１→Ｖｉｎで電流が流れる。また、この時刻に、トランスＴ１の２次巻線Ｓ１にも電圧が発生し、Ｓ１→Ｄ７→Ｃ１０→Ｓ１で電流が流れる。このため、ダイオードＤ７の電流が直線的に増大する。

次に、主スイッチＱ１をオフさせると、トランスＴ１のインダクタンスに蓄えられたエネルギーは、トランスＴ１を介して２次側に還流される。２次側では、トランスＴ１の３次巻線Ｓ３に電圧が誘起されるため、Ｓ３→Ｄ８→Ｃ１０→Ｓ１→Ｓ３と電流が流れる。このため、ダイオードＤ８に電流が流れる。

このように、トランスＴ１の１次巻線Ｓ１に直列に接続されるインダクタンスの値を大きくし、主スイッチＱ１がオン時に蓄えられるエネルギーをトランスＴ１を介して２次側に還流するため、効率が良くなる。また、ダイオードＤ７及びダイオードＤ８により、主スイッチＱ１のオン、オフ期間に２次側電流が流れて連続的となる。このため、コンデンサＣ１０のリップル電流も減少する。

次に、補助トランスをトランスＴ１に結合したトランスの構成例を図５に示す。図５に示すトランスは、日の字型のコア３０を有し、コア３０のコア部３０ａには、１次巻線Ｐ１と３次巻線Ｓ３とが近接して巻回されている。これにより、１次及び３次巻線間にわずかなリーケージインダクタンスを持たせ、また、コア３０にはパスコア３０ｃとギャップ３１が形成され、外周コアには２次巻線Ｓ１が巻回されている。即ち、パスコア３０ｃにより、１次巻線Ｐ１と２次巻線Ｓ１を疎結合させることにより、リーケージインダクタンスを大きくしている。このリーケージインダクタンスをリアクトル（図示せず）の代替としている。

また、外周コア上で且つ１次巻線Ｐ１と２次巻線Ｓ１との間に、凹部３０ｂが２箇所形成されている。この凹部３０ｂにより、外周コアの磁路の一部の断面積が他の部分よりも狭くなり、その部分のみが飽和するので、コア損失を低減できる。

このように、トランスＴのコアの形状と巻線の工夫により、トランスＴ１とリアクトルのエネルギーを２次側に帰還する補助トランスとを一つのコア３０に結合し、パスコア３０ｃを設けることにより、大きなリーケージインダクタンスを得て、トランス部分とリアクトルとを結合したので、直流変換装置を小型化、低価格化することができる。

なお、上述した実施例１及び実施例２では、トランスＴ及びＴ１の１次巻線Ｐ１の両端に、補助スイッチＱ２とコンデンサＣ２とからなる直列回路を接続したが、この直列回路は、例えば、主スイッチＱ１の両端に接続しても良い。

また、実施例１及び実施例２では、主スイッチＱ１に寄生コンデンサのみを有していたが、主スイッチＱ１の両端にさらにコンデンサを接続しても良い。

また、上述した実施例１及び実施例２では、トランスＴ及びＴ１の１次巻線Ｐ１と主スイッチＱ１とからなる直列回路の両端には、交流電源の交流電圧を整流して整流電圧を得るブリッジ回路ＢＤが接続されていたが、例えば、トランスＴ及びＴ１の１次巻線Ｐ１と主スイッチＱ１とからなる直列回路の両端には、直流電源が接続されていても良い。

本発明は、ＤＣ−ＤＣ変換型の電源回路やＡＣ−ＤＣ変換型の電源回路に適用可能である。

実施例１の直流変換装置を示す回路構成図である。 実施例１の直流変換装置をオン状態からオフ状態に移行させる際の動作を示すタイミングチャートである。 実施例１の直流変換装置をオフ状態からオン状態に移行させる際の動作を示すタイミングチャートである。 実施例２の直流変換装置を示す回路構成図である。 実施例２の直流変換装置に設けられたトランスの構造図である。 従来の直流変換装置を示す回路構成図である。 図６に示す直流変換装置において高い入力電圧が印加された場合の動作を示すタイミングチャートである。 図６に示す直流変換装置において低い入力電圧が印加された場合の動作を示すタイミングチャートである。 図６に示す直流変換装置をオン状態からオフ状態に移行させる際の動作を示すタイミングチャートである。 図６に示す直流変換装置をオフ状態からオン状態に移行させる際の動作を示すタイミングチャートである。

符号の説明

Ｖａｃ 交流電源
ＢＤ ブリッジ回路
１１ 制御回路
１２ ローサイドドライバ
１３ ハイサイドドライバ
２０ ＰＷＭ制御回路
２１ ヒステリシスコンパレータ
２２ ＡＮＤゲート回路
２３ ＮＡＮＤゲート回路
３０ 負荷
Ｑ１ 主スイッチ
Ｑ２ 補助スイッチ
Ｔ，Ｔ１ トランス
Ｐ１ １次巻線
Ｓ１ ２次巻線
Ｓ２ 補助巻線
Ｓ３ ３次巻線
Ｄ１，Ｄ７，Ｄ８，Ｄ１０，Ｄ１１ ダイオード
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ１０ コンデンサ
Ｒ１ 起動抵抗
Ｌ１０ リアクトル

Claims (6)

1. トランスの１次巻線に直列に接続された主スイッチとトランスの１次巻線の両端に接続され且つコンデンサ及び補助スイッチからなる直列回路の補助スイッチとを交互にオン／オフさせることによりトランスの２次巻線の電圧を整流平滑回路で整流平滑して出力電圧として出力する直流変換動作を行う直流変換装置であって、
   前記直流変換動作を停止させる時には、前記主スイッチをオフ状態、前記補助スイッチをオン状態にして前記直流変換動作を停止させる制御回路を備えることを特徴とする直流変換装置。
2. 前記制御回路は、
   前記主スイッチと補助スイッチとを交互にオン／オフさせ且つ前記出力電圧を所定電圧に制御するための制御信号を生成するＰＷＭ制御回路と、
   前記制御回路に印加される印加電圧が前記制御回路の停止電圧より大きい場合に第１のレベルの起動停止信号を出力し、前記印加電圧が前記停止電圧以下の場合に第２のレベルの起動停止信号を出力する起動停止回路と、
   前記ＰＷＭ制御回路からの制御信号と前記起動停止回路からの起動停止信号とに基づき前記直流変換動作の停止時に前記主スイッチをオフさせる第１ゲート回路と、
   前記ＰＷＭ制御回路からの制御信号と前記起動停止回路からの起動停止信号とに基づき前記直流変換動作の停止時に前記補助スイッチをオンさせる第２ゲート回路と、
   を備えることを特徴とする請求項１記載の直流変換装置。
3. 前記トランスは、補助巻線をさらに備え、
   前記制御回路に印加される印加電圧は、前記補助巻線に発生した電圧を整流平滑して生成されることを特徴とする請求項２記載の直流変換装置。
4. 前記トランスの１次巻線と前記主スイッチとからなる直列回路の両端には、直流電源又は交流電源の交流電圧を整流して整流電圧を得る整流電圧部が接続されていることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載の直流変換装置。
5. 前記トランスの１次巻線と前記主スイッチとの間に接続されたリアクトルと、
   前記トランスに直列に接続され、前記主スイッチがオン時に前記リアクトルに蓄えられたエネルギーを前記主スイッチがオフ時に２次側に還流させる補助トランスと、
   を備えることを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載の直流変換装置。
6. 前記リアクトルは、前記トランスのコアに疎結合させて巻回された前記トランスの１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタンスからなり、前記トランスのコアには前記トランスの１次巻線と前記補助トランスの２次巻線とが密結合させて巻回されてなることを特徴とする請求項５記載の直流変換装置。
   

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