JP2006238649A - 直流変換装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】同期整流素子を安定して駆動でき、高効率化を図ることができる直流変換装置を提供する。
【解決手段】１次巻線Ｐ１と２次巻線Ｓ１とが疎結合されたトランスＴｃと、１次巻線に直列に接続されたスイッチＱ１と、１次巻線Ｐ１の両端又はスイッチＱ１の両端に接続されたクランプコンデンサＣ２及びスイッチＱ２からなる直列回路とを有し、スイッチＱ１とスイッチＱ２とを交互にオン／オフさせることにより２次巻線の電圧を同期整流素子Ｑ１０、Ｑ１１で同期整流し、平滑素子Ｌ１，Ｃ１０で平滑して直流出力を得る直流変換装置において、トランスＴｃに１次巻線Ｐ１と密結合した３次巻線Ｓ３を設け、３次巻線に発生する電圧により同期整流素子を駆動する。
【選択図】図１

Description

本発明は、高効率な直流変換装置に関する。
図７は従来の直流変換装置の例１の回路構成図である。図７に示す直流変換装置は、アクティブクランプ付きのフォワードコンバータからなり、直流電源ＶｉｎにトランスＴａの１次巻線Ｐ１（巻数ｎ１）を介してＭＯＳＦＥＴ（電界効果トランジスタ）等からなるスイッチＱ１（主スイッチに対応）が接続されている。
１次巻線Ｐ１の両端には、ＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ２（補助スイッチに対応）とクランプコンデンサＣ２とからなる直列回路が接続されている。なお、スイッチＱ２とクランプコンデンサＣ２との直列回路からなるアクティブクランプ回路は、スイッチＱ１と並列に接続されてもよい。
ダイオードＤ１は、スイッチＱ１のドレイン−ソース間に接続され、ダイオードＤ２は、スイッチＱ２のドレイン−ソース間に接続されている。ダイオードＤ１、Ｄ２は、スイッチＱ１，Ｑ２がＭＯＳＦＥＴ等のように寄生ダイオードを内蔵する素子であれば、その寄生ダイオードでもよい。コンデンサＣ３は、電圧共振用コンデンサであり、スイッチＱ１のドレイン−ソース間に接続され、スイッチＱ１の寄生容量でもよい。
スイッチＱ１及びスイッチＱ２は、制御回路１１により共にオフとなるデットタイム期間を有し、制御回路１１のＰＷＭ制御により交互にオン／オフするようになっている。
また、トランスＴａの１次巻線Ｐ１とトランスＴａの２次巻線Ｓ１（巻数ｎ２）とは互いに同相電圧が発生するように巻回されている。トランスＴａの１次巻線Ｐ１と２次巻線Ｓ１の巻き始めを●で示す。トランスＴａの２次巻線Ｓ１の一端には１次巻線Ｐ１と２次巻線Ｓ１との巻線間のリーケージインダクタンスＬＳを介してダイオードＤ１０のカソードが接続され、２次巻線Ｓ１の他端（●側）にはダイオードＤ１１のカソードが接続され、ダイオードＤ１１のアノードは、ダイオードＤ１０のアノードに接続されている。
ダイオードＤ１０の両端には、整流用の同期整流素子としてのＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ１０のドレイン−ソース間が接続され、ダイオードＤ１１の両端には、還流用の同期整流素子としてのＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ１１のドレイン−ソース間が接続されている。スイッチＱ１０のゲートは、２次巻線Ｓ１の他端（●側）に接続され、スイッチＱ１１のゲートは、リーケージインダクタンスＬＳを介して２次巻線Ｓ１の一端に接続されている。
ダイオードＤ１０、Ｄ１１は、スイッチＱ１０、Ｑ１１がＭＯＳＦＥＴ等のように寄生ダイオードを内蔵する素子であれば、その寄生ダイオードでもよい。これらの素子（Ｄ１０、Ｄ１１、Ｑ１０、Ｑ１１）により同期整流回路を構成している。この同期整流回路は、スイッチＱ１のオン／オフに同期してトランスＴａの２次巻線Ｓ１に発生した電圧（オンオフ制御されたパルス電圧）を整流して出力する。
ダイオードＤ１０の両端には、抵抗Ｒ２０とコンデンサＣ２０との直列回路が接続され、ダイオードＤ１１の両端には、抵抗Ｒ２１とコンデンサＣ２１との直列回路が接続されており、これら２つの直列回路は、ＣＲスナバ回路を構成し、ダイオードＤ１０，Ｄ１１のリカバリ時におけるサージ電圧を減衰するための回路である。
スイッチＱ１１の両端には平滑リアクトルＬ１（平滑素子に対応）と平滑コンデンサＣ１０（平滑素子に対応）とが直列に接続され、平滑回路を構成している。この平滑回路は、同期整流回路の整流出力を平滑して直流出力を負荷５０に出力する。
制御回路１１は、負荷５０の出力電圧に基づき、スイッチＱ１及びスイッチＱ２をオン／オフ制御するためのパルスからなる制御信号を生成するとともに、出力電圧が所定の電圧となるようにその制御信号のデューティ比を制御する。
さらに、直流変換装置は、ローサイドドライバ１３、ハイサイドドライバ１５を備えている。ローサイドドライバ１３は、制御回路１１からのゲート信号Ｑ１ｇをスイッチＱ１のゲートに印加してスイッチＱ１を駆動する。ハイサイドドライバ１５は、制御回路１１からのゲート信号Ｑ２ｇをスイッチＱ２のゲートに印加してスイッチＱ２を駆動する。
次に、このように構成された直流変換装置の動作を図８に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図８において、Ｑ１ｇはスイッチＱ１へのゲート信号、Ｑ２ｇはスイッチＱ２へのゲート信号、Ｑ１ｖはスイッチＱ１のドレイン−ソース間電圧、Ｑ１ｉはスイッチＱ１のドレイン電流、Ｑ２ｉはスイッチＱ２のドレイン電流、Ｃ３ｉはコンデンサＣ３に流れる電流、Ｑ１０ｖはスイッチＱ１０のドレイン−ソース間電圧、Ｄ１０ｉはダイオードＤ１０に流れる電流、Ｑ１０ｉはスイッチＱ１０のドレイン電流、Ｑ１１ｖはスイッチＱ１１のドレイン−ソース間電圧、Ｄ１１ｉはダイオードＤ１１に流れる電流、Ｑ１１ｉはスイッチＱ１１のドレイン電流を示している。
まず、時刻ｔ０以前では、スイッチＱ１がオフ、スイッチＱ２がオンである。トランスＴａの１次側では、電流がＱ２→Ｐ１→Ｃ２→Ｑ２と流れている。トランスＴａの１次巻線Ｐ１間にはクランプコンデンサＣ２の電圧ＶＣ２が印加され、１次巻線Ｐ１の巻き終りは正電位が印加されているので、２次巻線Ｓ１間の電圧は巻き終りが正電位のＶＣ２・（ｎ２／ｎ１）となる。
従って、電圧Ｑ１０ｖは、ＶＣ２・（ｎ２／ｎ１）となるので、スイッチＱ１１のゲート電圧もＶＣ２・（ｎ２／ｎ１）の正電位となり、スイッチＱ１１はオン状態である。トランスＴａの２次側では、電流がＬ１→Ｃ１０→Ｑ１１→Ｌ１と流れているので、電圧Ｑ１１ｖは、略零ボルトである。また、スイッチＱ１０はオフ状態である。
期間Ｔ１の時刻ｔ０において、スイッチＱ２がオンからオフになると、Ｑ２→Ｐ１→Ｃ２→Ｑ２と流れていた電流は、零になり、Ｐ１→Ｖｉｎ→Ｃ３→Ｐ１の経路に電流が流れて、コンデンサＣ３を放電し、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖは下降する。電圧Ｑ１ｖが下降すると、１次巻線Ｐ１間の電圧は減少するため、２次巻線Ｓ１間の電圧も減少して、スイッチＱ１０の電圧Ｑ１０ｖも下降する。
期間Ｔ２の時刻ｔ１において、スイッチＱ１０の電圧Ｑ１０ｖがスイッチＱ１１のゲート閾値電圧Ｖth11まで下降すると、スイッチＱ１１はオフし、スイッチＱ１１の電流Ｑ１１ｉは零になり、スイッチＱ１１に流れていた電流は、ダイオードＤ１１に流れる。
期間Ｔ３の時刻ｔ２において、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖがＶｉｎ（直流電源電圧）に達すると、１次巻線Ｐ１間の電圧は零ボルトになり、２次巻線Ｓ１間の電圧も零ボルトになる。従って、スイッチＱ１０の電圧Ｑ１０ｖも零ボルトとなる。スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖがさらに下降すると、１次巻線Ｐ１間には巻き始めに正電位が印加され、２次巻線Ｓ１間も巻き始めに正電位が印加される。時刻ｔ３において、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが零ボルトに達すると、１次巻線Ｐ１間の電圧はＶｉｎとなり、２次巻線Ｓ１間の電圧はＶｉｎ・（ｎ２／ｎ１）となる。期間Ｔ３では、１次巻線Ｐ１は、巻き始めを正電位とすると、零ボルトからＶｉｎの電圧まで変化し、２次巻線Ｓ１は巻き始めを正電位とすると、零ボルトからＶｉｎ・（ｎ２／ｎ１）の電圧まで変化する。
従って、２次巻線Ｓ１間の電圧をＶＳ１(t)とすると、リーケージインダクタンスＬＳに流れる電流ＩＬＳ(t)は
ＩＬＳ(t)＝（ＶＳ１(t)／ＬＳ）・ｔ ・・・（１）
で増加する。ここで、ＬＳはリーケージインダクタンス値であり、ｔは時間である。従って、リーケージインダクタンスＬＳの電流は、ダイオードＤ１０の電流と同じであるので、期間Ｔ３においてダイオードＤ１０の電流Ｄ１０ｉは増加する。また、ダイオードＤ１０の電流Ｄ１０ｉが増加した分、ダイオードＤ１１の電流Ｄ１１ｉが減少する。期間Ｔ３では、トランスＴａの２次側はＬ１→Ｃ１０→Ｄ１１→Ｌ１の電流とＬ１→Ｃ１０→Ｄ１０→ＬＳ→Ｓ１→Ｌ１の電流とが流れ、後者の電流は式（１）により増加し、増加した分、前者の電流は減少していく。
期間Ｔ４の時刻ｔ３において、コンデンサＣ３の放電が終了し、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖは零ボルトになり、Ｐ１→Ｖｉｎ→Ｃ３→Ｐ１と流れていた電流がＰ１→Ｖｉｎ→Ｄ１（Ｑ１）→Ｐ１と流れて、スイッチＱ１はゲート信号Ｑ１ｇによりオンする。
期間Ｔ４では、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが略零ボルトであり、１次巻線Ｐ１間の電圧はＶｉｎであるので、２次巻線Ｓ１間の電圧ＶＳ１（ｔ）は、Ｖｉｎ・（ｎ２／ｎ１）となる。このため、リーケージインダンタンスＬＳに流れる電流ＩＬＳ(t)は、時刻ｔ３においてリーケージインダクタンスＬＳに流れていた電流をＩＬＳ(t3)とすると、
ＩＬＳ(t)＝（ＶＳ１(t)／ＬＳ）・ｔ＋ＩＬＳ(t3)
＝（Ｖｉｎ・（ｎ２／ｎ１）／ＬＳ）・ｔ＋ＩＬＳ(t3) ・・・（２）
と増加し、増加した分、ダイオードＤ１１の電流Ｄ１１ｉが減少し、時刻ｔ４において平滑リアクトルＬ１に流れている電流に達する。すると、ＩＬＳ(t)は平滑リアクトルＬ１の電流と等しくなり、ダイオードＤ１１の電流Ｄ１１ｉは零になり、ダイオードＤ１１のリカバリ電流によりダイオードＤ１１に逆電流が流れる。また、スイッチＱ１の電流Ｑ１ｉは、２次巻線Ｓ１に流れる電流と巻数比で比例して流れるため、増加していき、時刻ｔ４において平滑リアクトルＬ１に流れている電流の巻数比倍（ｎ２／ｎ１）の電流になる。
期間Ｔ５の時刻ｔ４において、ダイオードＤ１１のリカバリ電流が減少すると、スイッチＱ１１の電圧Ｑ１１ｖは上昇する。スイッチＱ１１の電圧Ｑ１１ｖがスイッチＱ１０のゲート閾値電圧Ｖth10に達して、スイッチＱ１０がオンすることで、ダイオードＤ１０に流れていた電流は、スイッチＱ１０に移動する。スイッチＱ１１の電圧Ｑ１１ｖは、リーケージインダクタンスＬＳとダイオードＤ１１の接合容量やスイッチＱ１１の出力容量により振動するが、やがて減衰して、Ｖｉｎ・（ｎ２／ｎ１）となる。
スイッチＱ１１の電圧Ｑ１１ｖがスイッチＱ１０のゲート閾値電圧Ｖth10以下まで振動すると、図１２のリンギングが大きい場合の動作波形のように、スイッチＱ１０がオン／オフを繰り返してチャタリングを起こす。この振動を抑えるために抵抗Ｒ２１とコンデンサＣ２１とからなるＣＲスナバ回路を追加することがある。また、１次巻線Ｐ１と２次巻線Ｓ１とを疎結合とし、リーケージインダクタンスＬＳを大きくしているので、振動の振幅も大きく振動周波数は低くなる。このため、ＣＲスナバ回路の損失も大きくなり、高効率の妨げとなる。
期間Ｔ６の時刻ｔ５において、スイッチＱ１のゲート信号Ｑ１ｇがオフとなると、スイッチＱ１の電流Ｑ１ｉは零になる。Ｖｉｎ→Ｐ１→Ｑ１→Ｖｉｎと流れていた電流は、Ｖｉｎ→Ｐ１→Ｃ３→Ｖｉｎと流れて、コンデンサＣ３の電圧は上昇する。このため、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖは上昇し、スイッチＱ１１の電圧Ｑ１１ｖは下降する。
期間Ｔ７の時刻ｔ６において、スイッチＱ１１の電圧Ｑ１１ｖがスイッチＱ１０のゲート閾値電圧Ｖth10まで下降すると、スイッチＱ１０はオフし、スイッチＱ１０の電流Ｑ１０ｉは零になり、スイッチＱ１０に流れていた電流は、ダイオードＤ１０に流れる。
期間Ｔ８の時刻ｔ７において、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖがＶｉｎに達すると、１次巻線Ｐ１間の電圧は零ボルトになり、２次巻線Ｓ１間も零ボルトになる。従って、スイッチＱ１１の電圧Ｑ１１ｖも零ボルトになる。スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖがさらに上昇すると、１次巻線Ｐ１間には巻き終りに正電位が印加され、２次巻線Ｓ１間も巻き終りに正電位が印加される。時刻ｔ８において、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが（Ｖｉｎ＋Ｖｃ２）に達すると、１次巻線Ｐ１間の電圧はＶｃ２となり、２次巻線Ｓ１間の電圧はＶｃ２・（ｎ２／ｎ１）となる。期間Ｔ８では、１次巻線Ｐ１は巻き終りを正電位とすると、零ボルトからＶｃ２の電圧まで変化し、２次巻線Ｓ１は巻き終りを正電位とすると、零ボルトからＶｃ２・（ｎ２／ｎ１）の電圧まで変化する。従って、２次巻線Ｓ１間の電圧をＶＳ１(t)とし、リーケージインダクタンスＬＳに流れる電流ＩＬＳ(t)は、時刻ｔ７においてリーケージインダクタンスＬＳに流れていた電流をＩＬＳ(t7)とすると、
ＩＬＳ(t)＝ＩＬＳ(t7)−（ＶＳ１(t)／ＬＳ）・ｔ ・・・（３）
と減少する。従って、リーケージインダクタンスＬＳの電流は、ダイオードＤ１０の電流と同じであるので、期間Ｔ８でダイオードＤ１０の電流Ｄ１０ｉは減少する。また、ダイオードＤ１０の電流Ｄ１０ｉが減少した分、ダイオードＤ１１の電流Ｄ１１ｉが増加する。
期間Ｔ８では、トランスＴａの２次側はＬ１→Ｃ１０→Ｄ１０→ＬＳ→Ｓ１→Ｌ１の電流とＬ１→Ｃ１０→Ｄ１１→Ｌ１の電流が流れ、前者の電流は式（３）により減少し、減少した分、後者の電流は増加していく。
期間Ｔ９の時刻ｔ８において、コンデンサＣ３の充電が終了し、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖは、略（Ｖｉｎ＋Ｖｃ２）であるので、１次巻線Ｐ１間の電圧はＶｃ２である。このため、２次巻線Ｓ１間の電圧ＶＳ１(t)はＶｃ２・（ｎ２／ｎ１）となるので、リーケージインダクタンスＬＳに流れる電流ＩＬＳ(t)は、時刻ｔ８においてリーケージインダクタンスＬＳに流れていた電流をＩＬＳ(ｔ８)とすると、
ＩＬＳ(t)＝ＩＬＳ(ｔ８)−（ＶＳ１(t)／ＬＳ）・ｔ
＝ＩＬＳ(ｔ８)−（Ｖｃ２・（ｎ２／ｎ１）／ＬＳ）・ｔ ・・・（４）
と減少し、減少した分、ダイオードＤ１１の電流Ｄ１１ｉが増加する。時刻ｔ９においてダイオードＤ１０の電流Ｄ１０ｉは零になり、リカバリ電流によりダイオードＤ１０に逆電流が流れる。また、ダイオードＤ１１の電流Ｄ１１ｉは平滑リアクトルＬ１の電流と等しくなる。また、スイッチＱ２の電流Ｑ２ｉは、２次巻線Ｓ１に流れる電流と巻数比で比例して流れるため、増加していき、時刻ｔ９において１次巻線Ｐ１の励磁電流となる。
期間Ｔ１０の時刻ｔ９においてダイオードＤ１０のリカバリ電流が減少すると、スイッチＱ１０の電圧Ｑ１０ｖは上昇する。電圧Ｑ１０ｖがスイッチＱ１１のゲート閾値電圧Ｖth11に達して、スイッチＱ１１がオンすることで、ダイオードＤ１１に流れていた電流はスイッチＱ１１に移動する。
スイッチＱ１０の電圧Ｑ１０ｖは、リーケージインダクタンスＬＳとダイオードＤ１０の接合容量やスイッチＱ１０の出力容量により振動するが、やがて減衰して、Ｖｃ２・（ｎ２／ｎ１）となる。
スイッチＱ１０の電圧Ｑ１０ｖがスイッチＱ１１のゲート閾値電圧Ｖth11以下まで振動すると、図１２のリンギングが大きい場合の動作波形のように、スイッチＱ１１がオン／オフを繰り返してチャタリングを起こす。この振動を抑えるために抵抗Ｒ２０とコンデンサＣ２０とからなるＣＲスナバ回路を追加することがある。また、１次巻線Ｐ１と２次巻線Ｓ１とを疎結合とし、リーケージインダクタンスＬＳを大きくしているので、振動の振幅も大きく振動周波数は低くなる。このため、ＣＲスナバ回路の損失も大きくなり、高効率の妨げとなる。
このように、従来の２次巻線Ｓ１により同期整流素子を駆動した場合には、ダイオードＤ１０に電流が流れる期間は、期間Ｔ３、Ｔ４と期間Ｔ７、Ｔ８、Ｔ９であり、ダイオードＤ１１に電流が流れる期間は、期間Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４と期間Ｔ８、Ｔ９である。即ち、多くの部分が同期整流素子（スイッチＱ１０、Ｑ１１）を電流が流れず、ダイオードＤ１０、Ｄ１１に流れてしまい、同期整流の効率が悪く、電源効率も向上しない。また、同期整流素子と並列に接続したダイオードＤ１０、Ｄ１１のリカバリ電流により、同期整流素子がオン／オフしてチャタリングを起こし、効率を低下させたりする。このため、チャタリングを抑えるためにＣＲスナバ回路を追加すると、損失が増加して高効率化の妨げとなる。
図９は従来の直流変換装置の例２の回路構成図である。図９において、トランスＴｂの１次側は、アクティブクランプ回路を採用すると共に、図７に示すトランスＴａの１次側の構成と同一であるので、その部分の説明は省略する。トランスＴｂは、１次巻線Ｐ１（巻数ｎ１）と、この１次巻線Ｐ１と著しく疎結合した第１の２次巻線Ｓ１（巻数ｎ２）と、１次巻線Ｐ１と疎結合した第２の２次巻線Ｓ２（巻数ｎ３）とを有する。第１の２次巻線Ｓ１の一端は、第２の２次巻線Ｓ２の一端に接続されている。第１の２次巻線Ｓ１の両端にはリーケージインダクタンスＬ１を介して可飽和リアクトルＬＨが接続されている。可飽和リアクトルＬＨはトランスＴｂのコアの飽和特性を用いている。
第２の２次巻線Ｓ２の他端（●側）にはリーケージインダンタンスＬＳを介してダイオードＤ１１のカソードが接続され、第２の２次巻線Ｓ２の一端にはダイオードＤ１０のカソードが接続され、ダイオードＤ１０のアノードは、ダイオードＤ１１のアノードに接続されている。
ダイオードＤ１０の両端にはＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ１０のドレイン−ソースが接続され、ダイオードＤ１１の両端にはＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ１１のドレイン−ソースが接続されている。スイッチＱ１１のゲートは第２の２次巻線Ｓ２の一端に接続され、スイッチＱ１０のゲートはリーケージインダクタンスＬＳを介して第２の２次巻線Ｓ２の他端に接続されている。第１の２次巻線Ｓ１の他端は、リーケージインダクタンスＬ１を介してコンデンサＣ１０の一端に接続され、コンデンサＣ１０の他端は、ダイオードＤ１０のアノードとダイオードＤ１１のアノードとの接続点に接続されている。
なお、ＬＳは疎結合された１次巻線Ｐ１と第２の２次巻線Ｓ２との巻線間のリーケージインダクタンスである。著しく疎結合された１次巻線Ｐ１と第１の２次巻線Ｓ１との巻線間のリーケージインダクタンスＬ１は、フォワードコンバータの平滑リアクトルの役目をなし、スイッチＱ１がオンの時にエネルギーを蓄える。第２の２次巻線Ｓ２は、リーケージインダクタンスＬ１に蓄えられたエネルギーをスイッチＱ１がオフの時にトランスＴｂの２次側に帰還する。
また、リーケージインダクタンスＬＳは、スイッチＱ１がオンの時に蓄えたエネルギーをクランプコンデンサＣ２に蓄え、第１の２次巻線Ｓ１が巻回してあるコアを第３象限に引き下げ飽和させる。
（トランスの構成）
図１０は従来の直流変換装置の例２のトランスの構造図である。図１１は図１０に示すトランスの等価回路図である。図１０に示すトランスＴｂは、日の字型のコア３０を有し、コア３０のコア部３０ａには、１次巻線Ｐ１と第２の２次巻線Ｓ２とが近接して巻回されている。これにより、１次巻線Ｐ１と第２の２次巻線Ｓ２間にわずかなリーケージインダクタンスＬＳを持たせている。また、コア３０にはパスコア３０ｃとギャップ３１が形成され、外周コアには第１の２次巻線Ｓ１が巻回されている。即ち、パスコア３０ｃにより、１次巻線Ｐ１と第１の２次巻線Ｓ１を著しく疎結合させることにより、リーケージインダクタンスＬ１を大きくしている。
また、外周コア上で且つ１次巻線Ｐ１と第１の２次巻線Ｓ１との間に、凹部３０ｂが１箇所形成されている。この凹部３０ｂにより、コアの磁路の一部の断面積が他の部分よりも狭くなり、その部分のみが飽和するので、コア損失を低減できる。また、この飽和する部分を可飽和リアクトルＬＨとして兼用している。即ち、第１の２次巻線Ｓ１を巻回しているコア３０の一部を凹とすることで、第１の２次巻線Ｓ１を巻回しているコア３０の一部を飽和させて励磁電流を増加させ、電圧共振をさせている。トランスＴｂの１次巻線Ｐ１と第１の２次巻線Ｓ１、第２の２次巻線Ｓ２の巻き始めを●で示す。
次にこのように構成された図９に示す直流変換装置の動作を図１３に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。
まず、時刻ｔ０以前ではスイッチＱ１がオフ、スイッチＱ２がオンでトランスＴｂの１次側では、電流がＱ２→Ｐ１→Ｃ２→Ｑ２と流れている。トランスＴｂの２次側では、電流がＬ１→Ｃ１０→Ｑ１１→ＬＳ→Ｓ２→Ｓ１→Ｌ１と流れているので、スイッチＱ１１の電圧Ｑ１１ｖは略零ボルトである。また、スイッチＱ１０はオフ状態である。また、トランスＴｂの１次巻線Ｐ１間には、クランプコンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２が印加され、１次巻線Ｐ１の巻き終りは正電位が印加されているので、第２の２次巻線Ｓ２間の電圧は巻き終りが正電位のＶｃ２・（ｎ３／ｎ１）となる。
従って、第１の２次巻線Ｓ１の電圧（リーケージインダクタンスＬ１も含めた電圧）は巻き終りが正電位のＶｃ２・（ｎ３／ｎ１）−Ｖoutとなる。従って、スイッチＱ１０の電圧Ｑ１０ｖは、正電位のＶｃ２・（ｎ３／ｎ１）になるので、スイッチＱ１１のゲート電圧も正電位でスイッチＱ１１はオン状態である。
期間Ｔ１の時刻ｔ０において、スイッチＱ２がオンからオフになると、Ｑ２→Ｐ１→Ｃ２→Ｑ２と流れていた電流は、零になり、Ｐ１→Ｖｉｎ→Ｃ３→Ｐ１の経路に電流が流れて、コンデンサＣ３を放電し、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖは下降する。すると、１次巻線Ｐ１間の電圧は減少し、第２の２次巻線Ｓ２間の電圧も減少し、スイッチＱ１０の電圧Ｑ１０ｖも下降する。
期間Ｔ２の時刻ｔ１においてスイッチＱ１０の電圧Ｑ１０ｖがスイッチＱ１１のゲート閾値電圧Ｖth11まで下降すると、スイッチＱ１１はオフし、スイッチＱ１１の電流Ｑ１１ｉは零になり、スイッチＱ１１に流れていた電流は、ダイオードＤ１１に流れる。
期間Ｔ３の時刻ｔ２においてスイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖがＶｉｎに達すると、１次巻線Ｐ１間の電圧は零ボルトになり、第２の２次巻線Ｓ２間も零ボルトになる。従って、スイッチＱ１０の電圧Ｑ１０ｖも零ボルトである。スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖがさらに下降すると、１次巻線Ｐ１間には巻き始めに正電位が印加され、第２の２次巻線Ｓ２間も巻き始めに正電位が印加される。時刻ｔ３においてスイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが零ボルトに達すると、１次巻線Ｐ１間の電圧はＶｉｎとなり、第２の２次巻線Ｓ２間の電圧はＶｉｎ・（ｎ３／ｎ１）となる。期間Ｔ３では、１次巻線Ｐ１は巻き始めを正電位とすると、零ボルトからＶｉｎの電圧まで変化し、第２の２次巻線Ｓ２は巻き始めを正電位とすると、零ボルトからＶｉｎ・（ｎ３／ｎ１）の電圧まで変化する。
従って、第２の２次巻線Ｓ２間の電圧をＶＳ２(t)とすると、リーケージインダクタンスＬＳに流れる電流ＩＬＳ(t)は、時刻ｔ２においてリーケージインダクタンスＬＳに流れていた電流をＩＬＳ(t2)とすると、
ＩＬＳ(t)＝ＩＬＳ(t2)−（ＶＳ２(t)／ＬＳ）・ｔ ・・・（５）
で減少する。従って、リーケージインダクタンスＬＳの電流はダイオードＤ１１の電流と同じであるので、期間Ｔ３においてダイオードＤ１１の電流Ｄ１１ｉは減少する。
また、ダイオードＤ１１の電流Ｄ１１ｉが減少した分、ダイオードＤ１０の電流Ｄ１０ｉが増加する。期間Ｔ３では、トランスＴｂの２次側はＬ１→Ｃ１０→Ｄ１１→ＬＳ→Ｓ２→Ｓ１→Ｌ１の電流とＬ１→Ｃ１０→Ｄ１０→Ｓ１→Ｌ１の電流が流れ、前者の電流は式（５）で減少し、減少した分、後者の電流は増加していく。
期間Ｔ４の時刻ｔ３においてコンデンサＣ３の放電が終了し、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖは零ボルトになり、Ｐ１→Ｖｉｎ→Ｃ３→Ｐ１と流れていた電流がＰ１→Ｖｉｎ→Ｄ１（Ｑ１）→Ｐ１と流れて、スイッチＱ１はゲート信号Ｑ１ｇによりオンする。
期間Ｔ４では、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが略零ボルトであり、１次巻線Ｐ１間の電圧はＶｉｎであるので、第２の２次巻線Ｓ２間の電圧ＶＳ２(t)はＶｉｎ・（ｎ３／ｎ１）となるので、リーケージインダクタンスＬＳに流れる電流ＩＬＳ(t)は、時刻ｔ３においてリーケージインダクタンスＬＳに流れていた電流をＩＬＳ(t3)とすると、
ＩＬＳ(t)＝ＩＬＳ(t3)−（ＶＳ２(t)／ＬＳ）・ｔ
＝ＩＬＳ(t3)−（Ｖｉｎ・（ｎ３／ｎ１）／ＬＳ）・ｔ ・・・（６）
と減少し、減少した分、ダイオードＤ１０の電流Ｄ１０ｉが増加する。ダイオードＤ１０の電流Ｄ１０ｉは、時刻ｔ４においてリーケージインダクタンスＬ１の電流と等しくなると、ダイオードＤ１１の電流Ｄ１１ｉは零になり、ダイオードＤ１１のリカバリ電流によりダイオードＤ１１に逆電流が流れる。
また、スイッチＱ１の電流Ｑ１ｉは第２の２次巻線Ｓ２に流れる電流と巻数比で比例して流れるため、増加していき、時刻ｔ４においてリーケージインダクタンスＬ１に流れている電流の巻数比倍の電流になる。
期間Ｔ５の時刻ｔ４においてダイオードＤ１１のリカバリ電流が減少すると、スイッチＱ１１の電圧Ｑ１１ｖは上昇する。スイッチＱ１１の電圧Ｑ１１ｖがスイッチＱ１０のゲート閾値電圧Ｖth10に達し、スイッチＱ１０がオンすることで、ダイオードＤ１０に流れていた電流はスイッチＱ１０に移動する。スイッチＱ１１の電圧Ｑ１１ｖは、リーケージインダクタンスＬＳとダイオードＤ１１の接合容量やスイッチＱ１１の出力容量により振動するが、やがて減衰して、Ｖｉｎ・（ｎ３／ｎ１）となる。
スイッチＱ１１の電圧Ｑ１１ｖがスイッチＱ１０のゲート閾値電圧Ｖth10以下まで振動すると、図１２のリンギングが大きい場合の動作波形のように、スイッチＱ１０がオン／オフを繰り返してチャタリングを起こす。この振動を抑えるために抵抗Ｒ２１とコンデンサＣ２１とからなるＣＲスナバ回路を追加することがある。また、１次巻線Ｐ１と第２の２次巻線Ｓ２とを疎結合とし、リーケージインダクタンスＬＳを大きくしているので、振動の振幅も大きく振動周波数は低くなる。このため、ＣＲスナバ回路の損失も大きくなり、高効率の妨げとなる。
期間Ｔ６の時刻ｔ５においてスイッチＱ１のゲート信号Ｑ１ｇがオフとなると、スイッチＱ１の電流Ｑ１ｉは零になる。Ｖｉｎ→Ｐ１→Ｑ１→Ｖｉｎと流れていた電流は、Ｖｉｎ→Ｐ１→Ｃ３→Ｖｉｎと流れ、コンデンサＣ３の電圧は上昇し、スイッチＱ１間の電圧Ｑ１ｖが上昇し、スイッチＱ１１の電圧Ｑ１１ｖが下降する。
期間Ｔ７の時刻ｔ６においてスイッチＱ１１の電圧Ｑ１１ｖがスイッチＱ１０のゲート閾値電圧Ｖth10まで下降すると、スイッチＱ１０はオフし、スイッチＱ１０の電流Ｑ１０ｉは零になり、スイッチＱ１０に流れていた電流は、ダイオードＤ１０に流れる。
期間Ｔ８の時刻ｔ７においてスイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖがＶｉｎに達すると、１次巻線Ｐ１間の電圧は零ボルトになり、第２の２次巻線Ｓ２間も零ボルトになる。従って、スイッチＱ１１の電圧Ｑ１１ｖも零ボルトになる。スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖがさらに上昇すると、１次巻線Ｐ１間には巻き終りに正電位が印加され、第２の２次巻線Ｓ２間も巻き終りに正電位が印加される。時刻ｔ８においてスイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが（Ｖｉｎ＋Ｖｃ２）に達すると、１次巻線Ｐ１間の電圧はＶｃ２となり、第２の２次巻線Ｓ２間の電圧はＶｃ２・（ｎ３／ｎ１）となる。
期間Ｔ８では、１次巻線Ｐ１には巻き終りを正電位とすると、零ボルトからＶｃ２の電圧まで変化し、第２の２次巻線Ｓ２は巻き終りを正電位とすると、零ボルトからＶｃ２・（ｎ３／ｎ１）の電圧まで変化する。従って、第２の２次巻線Ｓ２間の電圧をＶＳ２(t)とすると、リーケージインダクタンスＬＳに流れる電流ＩＬＳ(t)は、
ＩＬＳ(t)＝（ＶＳ２(t)／ＬＳ）・ｔ ・・・（７）
と増加する。従って、リーケージインダクタンスＬＳの電流はダイオードＤ１１の電流と同じであるので、期間Ｔ８においてダイオードＤ１１の電流Ｄ１１ｉは増加する。また、ダイオードＤ１１の電流Ｄ１１ｉが増加した分、ダイオードＤ１０の電流Ｄ１０ｉが減少する。
期間Ｔ８では、トランスＴｂの２次側はＬ１→Ｃ１０→Ｄ１０→Ｓ１→Ｌ１の電流とＬ１→Ｃ１０→Ｄ１１→ＬＳ→Ｓ２→Ｓ１→Ｌ１の電流が流れ、後者の電流は式（７）により増加し、増加した分、前者の電流は減少していく。
期間Ｔ９の時刻ｔ８においてコンデンサＣ３の充電が終了し、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖは、略（Ｖｉｎ＋Ｖｃ２）であるので、１次巻線Ｐ１間の電圧はＶｃ２であり、第２の２次巻線Ｓ２間の電圧ＶＳ２(t)はＶｃ２・（ｎ３／ｎ１）となるので、リーケージインダクタンスＬＳに流れる電流ＩＬＳ(t)は、時刻ｔ８においてリーケージインダクタンスＬＳに流れていた電流をＩＬＳ(ｔ８)とすると、
ＩＬＳ(t)＝ＩＬＳ(ｔ８)＋（ＶＳ２(t)／ＬＳ）・ｔ
＝ＩＬＳ(ｔ８)＋（Ｖｃ２・（ｎ３／ｎ１）／ＬＳ）・ｔ ・・・（８）
と増加し、増加した分、ダイオードＤ１０の電流Ｄ１０ｉが減少する。時刻ｔ９においてダイオードＤ１０の電流Ｄ１０ｉは零になり、リカバリ電流によりダイオードＤ１０に逆電流が流れる。また、ダイオードＤ１１の電流Ｄ１１ｉはリーケージインダクタンスＬ１の電流と等しくなる。また、スイッチＱ２の電流Ｑ２ｉは第２の２次巻線Ｓ２に流れる電流と巻数比で比例して流れるため、増加していき、時刻ｔ９において１次巻線Ｐ１の励磁電流となる。
期間Ｔ１０の時刻ｔ９においてダイオードＤ１０のリカバリ電流が減少すると、スイッチＱ１０の電圧Ｑ１０ｖは上昇する。スイッチＱ１０の電圧Ｑ１０ｖがスイッチＱ１１のゲート閾値電圧Ｖth11に達して、スイッチＱ１１がオンすることで、ダイオードＤ１１に流れていた電流はスイッチＱ１１に移動する。スイッチＱ１０の電圧Ｑ１０ｖは、リーケージインダクタンスＬＳとダイオードＤ１０の接合容量やスイッチＱ１０の出力容量により振動するが、やがて減衰して、Ｖｃ２・（ｎ３／ｎ１）となる。
スイッチＱ１０の電圧Ｑ１０ｖがスイッチＱ１１のゲート閾値電圧Ｖth11以下まで振動すると、図１２のリンギングが大きい場合の動作波形のように、スイッチＱ１１がオン／オフを繰り返してチャタリングを起こす。この振動を抑えるために抵抗Ｒ２０とコンデンサＣ２０とからなるＣＲスナバ回路を追加することがある。また、１次巻線Ｐ１と第２の２次巻線Ｓ２とを疎結合とし、リーケージインダクタンスＬＳを大きくしているので、振動の振幅も大きく振動周波数は低くなる。このため、ＣＲスナバ回路の損失も大きくなり、高効率の妨げとなる。
なお、従来の直流変換装置の関連技術として、例えば特許文献１が開示されている。
特開２００１−８４４７号公報
しかしながら、図９に示す従来の直流変換装置にあっても、図７に示す従来の直流変換装置の課題と同様な課題を有していた。即ち、第２の２次巻線Ｓ２により同期整流素子を駆動した場合には、ダイオードＤ１０に電流が流れる期間は、期間Ｔ３、Ｔ４と期間Ｔ７、Ｔ８、Ｔ９であり、ダイオードＤ１１に電流が流れる期間は、期間Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４と期間Ｔ８、Ｔ９である。このため、多くの部分が同期整流素子（スイッチＱ１０、Ｑ１１）を電流が流れず、ダイオードＤ１０、Ｄ１１に流れてしまい、同期整流の効率が悪く、電源効率も向上しない。また、同期整流素子と並列に接続したダイオードＤ１０、Ｄ１１のリカバリ電流により、同期整流素子がオン／オフしてチャタリングを起こし、効率を低下させたりする。このため、チャタリングを抑えるためにＣＲスナバ回路を追加すると、損失が増加して高効率化の妨げとなっていた。
本発明は、同期整流素子を安定して駆動でき、高効率化を図ることができる直流変換装置を提供することにある。
前記課題を解決するために以下の手段を採用した。請求項１の発明は、１次巻線と２次巻線とが疎結合されたトランスと、前記トランスの１次巻線に直列に接続された主スイッチと、前記トランスの１次巻線の両端又は前記主スイッチの両端に接続されたクランプコンデンサ及び補助スイッチからなる直列回路とを有し、前記主スイッチと前記補助スイッチとを交互にオン／オフさせることにより前記トランスの２次巻線の電圧を同期整流素子で同期整流し、平滑素子で平滑して直流出力を得る直流変換装置において、前記トランスに前記１次巻線と密結合した３次巻線を設け、この３次巻線に発生する電圧により前記同期整流素子を駆動することを特徴とする。
請求項２の発明は、１次巻線と第１の２次巻線が著しく疎結合され且つこの１次巻線と第２の２次巻線が疎結合されたトランスと、前記トランスの１次巻線に直列に接続された主スイッチと、前記トランスの１次巻線の両端又は前記主スイッチの両端に接続されたクランプコンデンサ及び補助スイッチからなる直列回路とを有し、前記主スイッチと前記補助スイッチとを交互にオン／オフさせ、前記主スイッチがオン時に前記１次巻線と前記第１の２次巻線との間のリーケージインダクタンスにエネルギーを蓄え、前記リーケージインダクタンスに蓄えられたエネルギーを前記主スイッチがオフ時に前記第２の２次巻線を介して前記トランスの２次側に帰還し、前記２次巻線の電圧を同期整流素子で同期整流し、平滑素子で平滑して直流出力を得る直流変換装置において、前記トランスに前記１次巻線と密結合した３次巻線を設け、この３次巻線に発生する電圧により前記同期整流素子を駆動することを特徴とする。
請求項３の発明は、請求項１又は請求項２記載の直流電源装置において、前記トランスの３次巻線に対して直列に第１コンデンサを接続し、この第１コンデンサを介して前記同期整流素子を駆動することを特徴とする。
請求項４の発明は、請求項３記載の直流電源装置において、前記同期整流素子の駆動端子間には並列に第２コンデンサが接続されていることを特徴とする。
本発明によれば、トランスの３次巻線に発生する電圧により同期整流素子を駆動するので、同期整流素子のオン期間を増やし、同期整流の効率が向上する。
また、３次巻線で同期整流素子を駆動することで、同期整流素子と並列に接続した整流ダイオードのリカバリ電流による振動で、同期整流素子がオン／オフしてチャタリングを起こすこともなく、安定して同期整流素子を駆動でき、高効率化を図ることができる。
以下、本発明の直流変換装置の実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。
図１は実施例１の直流変換装置の回路構成図である。図１に示す直流変換装置において、図７に示す従来の直流変換装置に対して異なる部分についてのみ説明する。
トランスＴｃは、１次巻線Ｐ１（巻数ｎ１）と、１次巻線Ｐ１と疎結合した２次巻線Ｓ１と、１次巻線Ｐ１と密結合した３次巻線Ｓ３（巻数ｎ４）を有している。スイッチＱ１がオンの時にスイッチＱ１０がオンするように３次巻線Ｓ３の巻き始め側をスイッチＱ１０のゲートに接続し、スイッチＱ１がオフの時にスイッチＱ１１がオンするように３次巻線Ｓ３の巻き終り側をスイッチＱ１１のゲートに接続している。
スイッチＱ１０のゲートとスイッチＱ１１のゲートには３次巻線Ｓ３に発生した電圧が印加されてスイッチＱ１０、Ｑ１１が駆動されるようになっている。３次巻線Ｓ３は１次巻線Ｐ１と密結合されているので、１次巻線Ｐ１の電圧波形と同じ電圧波形となる。
従って、同期整流素子であるスイッチＱ１０、Ｑ１１のオン期間を増やし、同期整流の効率を向上し、また、１次巻線Ｐ１に密結合された３次巻線Ｓ３で同期整流素子を駆動することで、同期整流素子と並列に接続した整流ダイオードＤ１０、Ｄ１１のリカバリ電流による振動で、同期整流素子がオン／オフしてチャタリングを起こすこともなく、安定して同期整流素子を駆動することができ、高効率な直流変換装置が構成できる。
なお、図１に示す直流変換装置では、図７に示す直流変換装置に対して、ＣＲスナバ回路（抵抗Ｒ２０、Ｒ２１、コンデンサＣ２０、Ｃ２１）が削除されている。
次にこのように構成された実施例１の直流変換装置の動作を図２に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。図２では、図８に示すタイミングチャートの各信号に対して、さらに、スイッチＱ１０を駆動するゲート信号（ゲート電圧）Ｑ１０ｇ、スイッチＱ１１を駆動するゲート信号（ゲート電圧）Ｑ１１ｇが追加されている。
まず、時刻ｔ０以前ではスイッチＱ１がオフ、スイッチＱ２がオンでトランスＴｃの１次側では、電流がＱ２→Ｐ１→Ｃ２→Ｑ２と流れている。トランスＴｃの１次巻線Ｐ１間はクランプコンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２が印加され、１次巻線Ｐ１の巻き終りは正電位が印加されているので、３次巻線Ｓ３の巻き終りが正電位となる。従って、スイッチＱ１１のゲート電圧Ｑ１１ｇも正電位でスイッチＱ１１はオン状態である。
また、トランスＴｃの２次側では、電流がＬ１→Ｃ１０→Ｑ１１→Ｌ１と流れているので、スイッチＱ１１の電圧Ｑ１１ｖは略零ボルトである。また、スイッチＱ１０はオフ状態である。
期間Ｔ１の時刻ｔ０においてスイッチＱ２がオンからオフになると、Ｑ２→Ｐ１→Ｃ２→Ｑ２と流れていた電流は零になり、Ｐ１→Ｖｉｎ→Ｃ３→Ｐ１の経路に電流が流れ、コンデンサＣ３を放電し、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖは下降する。電圧Ｑ１ｖが下降すると、１次巻線Ｐ１間の電圧は減少し、３次巻線Ｓ３間の電圧も減少することで、スイッチＱ１１のゲート電圧Ｑ１１ｇが減少して、スイッチＱ１０のゲート電圧Ｑ１０ｇが上昇する。また、２次巻線Ｓ１間の電圧も減少し、スイッチＱ１０の電圧Ｑ１０ｖも下降する。
期間Ｔ２の時刻ｔ１においてスイッチＱ１１のゲート電圧Ｑ１１ｇがスイッチＱ１１のゲート閾値電圧Ｖth11まで下降すると、スイッチＱ１１はオフし、スイッチＱ１１の電流Ｑ１１ｉは零になり、スイッチＱ１１に流れていた電流は、ダイオードＤ１１に流れる。
期間Ｔ３の時刻ｔ２においてスイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖがＶｉｎに達すると、１次巻線Ｐ１間の電圧は零ボルトになり、３次巻線Ｓ３間の電圧が零ボルトになるため、スイッチＱ１０のゲート電圧Ｑ１０ｇ、スイッチＱ１１のゲート電圧Ｑ１１ｇは共に零ボルトになる。また、２次巻線Ｓ１間の電圧も零ボルトになる。従って、スイッチＱ１０の電圧Ｑ１０ｖも零ボルトである。
スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖがさらに下降すると、１次巻線Ｐ１間には巻き始めに正電位が印加され、２次巻線Ｓ１間も巻き始めに正電位が印加され、時刻ｔ３においてスイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが零ボルトに達すると、１次巻線Ｐ１間の電圧はＶｉｎとなり、２次巻線Ｓ１間の電圧はＶｉｎ・（ｎ２／ｎ１）となる。期間Ｔ３では、１次巻線Ｐ１は巻き始めを正電位とすると、零ボルトからＶｉｎの電圧まで変化し、２次巻線Ｓ１は巻き始めを正電位とすると、零ボルトからＶｉｎ・（ｎ２／ｎ１）の電圧まで変化する。
従って、２次巻線Ｓ１間の電圧をＶＳ１(t)とし、リーケージインダクタンスＬＳに流れる電流ＩＬＳ(t)は、
ＩＬＳ(t)＝（ＶＳ１(t)／ＬＳ）・ｔ ・・・（９）
で増加する。従って、リーケージインダクタンスＬＳの電流はダイオードＤ１０の電流と同じであるので、期間Ｔ３においてダイオードＤ１０の電流Ｄ１０ｉは増加する。また、ダイオードＤ１０の電流Ｄ１０ｉが増加した分、ダイオードＤ１１の電流Ｄ１１ｉが減少する。時刻ｔ２ａにおいてスイッチＱ１０のゲート電圧Ｑ１０ｇはゲート閾値電圧Ｖth10に達して、スイッチＱ１０がオンすることで、ダイオードＤ１０に流れていた電流はスイッチＱ１０に移動する。
期間Ｔ３では、トランスＴｃの２次側はＬ１→Ｃ１０→Ｄ１１→Ｌ１の電流とＬ１→Ｃ１０→Ｄ１０（Ｑ１０）→ＬＳ→Ｓ１→Ｌ１の電流が流れて、後者の電流は式（９）により増加し、増加した分、前者の電流は減少していく。
期間Ｔ４の時刻ｔ３においてコンデンサＣ３の放電が終了し、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖは零ボルトになり、Ｐ１→Ｖｉｎ→Ｃ３→Ｐ１と流れていた電流がＰ１→Ｖｉｎ→Ｄ１（Ｑ１）→Ｐ１と流れて、スイッチＱ１はゲート信号Ｑ１ｇによりオンする。
期間Ｔ４では、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが略零ボルトであり、１次巻線Ｐ１間の電圧はＶｉｎであるので、２次巻線Ｓ１間の電圧ＶＳ１(t)は（Ｖｉｎ・（ｎ２／ｎ１）となる。このため、リーケージインダクタンスＬＳに流れる電流ＩＬＳ(t)は、時刻ｔ３においてリーケージインダクタンスＬＳに流れていた電流をＩＬＳ(t3)とすると、
ＩＬＳ(t)＝（ＶＳ１(t)／ＬＳ）・ｔ＋ＩＬＳ(t3)
＝（Ｖｉｎ・（ｎ２／ｎ１）／ＬＳ）・ｔ＋ＩＬＳ(t3) ・・・（１０）
と増加し、増加した分、ダイオードＤ１１の電流Ｄ１１ｉが減少する。この電流が時刻ｔ４において平滑リアクトルＬ１に流れている電流に達すると、ＩＬＳ(t)は平滑リアクトルＬ１の電流と等しくなり、ダイオードＤ１１の電流Ｄ１１ｉは零になり、ダイオードＤ１１のリカバリ電流によりダイオードＤ１１に逆電流が流れる。
また、スイッチＱ１の電流Ｑ１ｉは２次巻線Ｓ１に流れる電流と巻数比で比例して流れるため、増加していき、時刻ｔ４において平滑リアクトルＬ１に流れている電流の巻数比倍の電流になる。
期間Ｔ５の時刻ｔ４においてダイオードＤ１１のリカバリ電流が減少すると、スイッチＱ１１の電圧Ｑ１１ｖは上昇する。スイッチＱ１１の電圧Ｑ１１ｖは、リーケージインダクタンスＬＳとダイオードＤ１１の接合容量やスイッチＱ１１の出力容量により振動するが、やがて減衰して、Ｖｉｎ（ｎ２／ｎ１）となる。
この振動が大きくなっても、同期整流素子であるスイッチＱ１０、Ｑ１１を駆動している１次巻線Ｐ１に密結合した３次巻線Ｓ３は影響を受けないため、従来回路の動作波形（図１２）のように、スイッチＱ１０がオン／オフを繰り返してチャタリングを起こすこともない。
期間Ｔ６の時刻ｔ５においてスイッチＱ１のゲート信号Ｑ１ｇがオフとなると、スイッチＱ１の電流Ｑ１ｉは零になる。Ｖｉｎ→Ｐ１→Ｑ１→Ｖｉｎと流れていた電流は、Ｖｉｎ→Ｐ１→Ｃ３→Ｖｉｎと流れて、コンデンサＣ３の電圧は上昇し、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが上昇し、スイッチＱ１１の電圧Ｑ１１ｖが下降する。また、スイッチＱ１０のゲート電圧Ｑ１０ｇは下降し、スイッチＱ１１のゲート電圧Ｑ１１ｇは上昇する。
期間Ｔ７の時刻ｔ６においてゲート電圧Ｑ１０ｇがスイッチＱ１０のゲート閾値電圧Ｖth10まで下降すると、スイッチＱ１０はオフし、スイッチＱ１０の電流Ｑ１０ｉは零になり、スイッチＱ１０に流れていた電流は、ダイオードＤ１０に流れる。
期間Ｔ８の時刻ｔ７においてスイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖがＶｉｎに達すると、１次巻線Ｐ１間の電圧は零ボルトになり、３次巻線Ｓ３間も零ボルトになり、スイッチＱ１０、Ｑ１１のゲート電圧Ｑ１０ｇ、Ｑ１１ｇが共に零ボルトになる。また、２次巻線Ｓ１間も零ボルトになる。従って、電圧Ｑ１１ｖも零ボルトになる。スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖがさらに上昇すると、１次巻線Ｐ１間には巻き終りに正電位が印加され、２次巻線Ｓ１間も巻き終りに正電位が印加され、時刻ｔ８においてスイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが（Ｖｉｎ＋Ｖｃ２）に達すると、１次巻線Ｐ１間の電圧はＶｃ２となり、２次巻線Ｓ１間の電圧はＶｃ２・（ｎ２／ｎ１）となる。
期間Ｔ８では、１次巻線Ｐ１は巻き終りを正電位とすると、零ボルトからＶｃ２の電圧まで変化し、２次巻線Ｓ１は巻き終りを正電位とすると、零ボルトから Ｖｃ２・（ｎ２／ｎ１）の電圧まで変化する。従って、２次巻線Ｓ１間の電圧をＶＳ１(t)とすると、リーケージインダクタンスＬＳに流れる電流ＩＬＳ(t)は、時刻ｔ７においてリーケージインダクタンスＬＳに流れていた電流をＩＬＳ(t7)とすると、
ＩＬＳ(t)＝ＩＬＳ(t7)−（ＶＳ１(t)／ＬＳ）・ｔ ・・・（１１）
と減少する。従って、リーケージインダクタンスＬＳの電流はダイオードＤ１０の電流と同じであるので、期間Ｔ８においてダイオードＤ１０の電流Ｄ１０ｉは減少する。また、ダイオードＤ１０の電流Ｄ１０ｉが減少した分、ダイオードＤ１１の電流Ｄ１１ｉが増加する。時刻ｔ７ａにおいてスイッチＱ１１のゲート電圧Ｑ１１ｇはゲート閾値電圧Ｖth11に達し、スイッチＱ１１がオンすることで、ダイオードＤ１１に流れていた電流はスイッチＱ１１に移動する。期間Ｔ８では、トランスＴｃの２次側はＬ１→Ｃ１０→Ｄ１０→ＬＳ→Ｓ１→Ｌ１の電流とＬ１→Ｃ１０→Ｄ１１（Ｑ１１）→Ｌ１の電流が流れて、前者の電流は式（１１）により減少し、減少した分、後者の電流は増加していく。
期間Ｔ９の時刻ｔ８においてコンデンサＣ３の充電が終了し、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖは、略（Ｖｉｎ＋Ｖｃ２）であり、１次巻線Ｐ１間の電圧はＶｃ２であるので、２次巻線Ｓ１間の電圧ＶＳ１(t)はＶｃ２・（ｎ２／ｎ１）となる。このため、リーケージインダクタンスＬＳに流れる電流ＩＬＳ(t)は、時刻ｔ８においてリーケージインダクタンスＬＳに流れていた電流をＩＬＳ(t8)とすると、
ＩＬＳ(t)＝ＩＬＳ(t8)−（ＶＳ１(t)／ＬＳ）・ｔ
＝ＩＬＳ(t8)−（Ｖｃ２・（ｎ２／ｎ１）／ＬＳ）・ｔ ・・・（１２）
と減少し、減少した分、スイッチＱ１１の電流Ｑ１１ｉが増加する。時刻ｔ９において零になると、スイッチＱ１１の電流Ｑ１１ｉは平滑リアクトルＬ１の電流と等しくなる。
また、スイッチＱ２の電流Ｑ２ｉは２次巻線Ｓ１に流れる電流と巻数比で比例して流れるため、増加していき、時刻ｔ９において１次巻線Ｐ１の励磁電流となる。
期間Ｔ１０の時刻ｔ９においてダイオードＤ１０のリカバリ電流が減少すると、スイッチＱ１０の電圧Ｑ１０ｖは上昇する。電圧Ｑ１０ｖは、リーケージインダクタンスＬＳとダイオードＤ１０の接合容量やスイッチＱ１０の出力容量により振動するが、やがて減衰して、Ｖｃ２・（ｎ２／ｎ１）となる。この振動が大きくなっても、同期整流素子であるスイッチＱ１０、Ｑ１１を駆動している１次巻線Ｐ１に密結合した３次巻線Ｓ３は影響を受けないため、従来回路の動作波形２（図１２）のように、スイッチＱ１１がオン／オフを繰り返してチャタリングを起こすこともない。
このように、１次巻線Ｐ１に密結合した３次巻線Ｓ３の電圧により同期整流素子であるスイッチＱ１０、Ｑ１１を駆動することにより、スイッチＱ１０のオンのタイミングは時刻ｔ４から時刻ｔ２ａと早くなり、期間Ｔ４においても同期整流素子に電流が流れるようになる。
また、スイッチＱ１１のオンのタイミングは時刻ｔ９から時刻ｔ７ａとなり、期間Ｔ９の電流が同期整流素子であるスイッチＱ１１を流れるようになり、同期整流素子に流れる期間が増加し、高効率な直流変換装置を構成できる。
また、同期整流素子であるスイッチＱ１０、Ｑ１１と並列に接続した整流ダイオードＤ１０、Ｄ１１のリカバリ電流による振動で、スイッチＱ１０、Ｑ１１がオン／オフしてチャタリングを起こすこともなく、安定して同期整流素子を駆動することができ高効率な直流変換装置を構成できる。
図３は実施例２の直流変換装置の回路構成図である。図３に示す実施例２は、図１に示す実施例１の構成に対して、さらに、３次巻線Ｓ３の巻き始め側とスイッチＱ１０のゲートとの間に、第１コンデンサとしてのコンデンサＣ２２を追加したことを特徴とする。
なお、コンデンサＣ２２は、３次巻線Ｓ３の巻き終り側とスイッチＱ１１のゲートとの間にコンデンサＣ２２を追加しても良い。
このような実施例２の直流変換装置によれば、実施例１の直流変換装置の効果と同様な効果が得られるとともに、追加したコンデンサＣ２２の値と同期整流素子であるＭＯＳＦＥＴからなるスイッチＱ１０、Ｑ１１の入力容量（図示せず）とが直列接続されるので、同期整流素子の駆動端子（ゲート）の耐圧より高い電圧が３次巻線Ｓ３に発生した場合でも、同期整流素子の駆動端子電圧を、同期整流素子の駆動端子電圧の耐圧以下に調整できる。このため、同期整流素子を破壊することがなくなる。
なお、実施例２の動作は、図１に示す直流変換装置の動作に対して、コンデンサＣ２２と同期整流素子の入力容量とにより同期整流素子の駆動端子を適正な電圧に調整して同期整流素子を駆動する点が異なるのみで、基本的な動作は、図２に示すタイミングチャートによる動作と同じであるので、ここでは、その説明は省略する。
また、同期整流素子であるＭＯＳＦＥＴからなるスイッチＱ１０、Ｑ１１の入力容量（図示せず）に、第２コンデンサ（図示せず）を並列に追加接続し、スイッチＱ１０、Ｑ１１の入力容量と第２コンデンサと３次巻線Ｓ３に直列接続した第１コンデンサとで、より適切な駆動電圧に調整することもできる。
図４は実施例３の直流変換装置の回路構成図である。図４に示す直流変換装置において、図９に示す従来の直流変換装置に対して異なる部分についてのみ説明する。
トランスＴｄは、１次巻線Ｐ１（巻数ｎ１）と、この１次巻線Ｐ１と著しく疎結合した第１の２次巻線Ｓ１（巻数ｎ２）と、１次巻線Ｐ１と疎結合した第２の２次巻線Ｓ２（巻数ｎ３）と、１次巻線Ｐ１と密結合した３次巻線Ｓ３（巻数ｎ４）を有している。
スイッチＱ１がオンの時にスイッチＱ１０がオンするように３次巻線Ｓ３の巻き始め側をスイッチＱ１０のゲートに接続し、スイッチＱ１がオフの時にスイッチＱ１１がオンするように３次巻線Ｓ３の巻き終り側をスイッチＱ１１のゲートに接続している。
スイッチＱ１０のゲートとスイッチＱ１１のゲートには３次巻線Ｓ３に発生した電圧が印加されてスイッチＱ１０、Ｑ１１が駆動されるようになっている。３次巻線Ｓ３は１次巻線Ｐ１と密結合されているので、１次巻線Ｐ１の電圧波形と同じ電圧波形となる。
従って、同期整流素子であるスイッチＱ１０、Ｑ１１のオン期間を増やし、同期整流の効率を向上し、また、１次巻線Ｐ１に密結合された３次巻線Ｓ３で同期整流素子を駆動することで、同期整流素子と並列に接続した整流ダイオードＤ１０、Ｄ１１のリカバリ電流による振動で、同期整流素子がオン／オフしてチャタリングを起こすこともなく、安定して同期整流素子を駆動することができ、高効率な直流変換装置が構成できる。
なお、図４に示す直流変換装置では、図９に示す直流変換装置に対して、ＣＲスナバ回路（抵抗Ｒ２０、Ｒ２１、コンデンサＣ２０、Ｃ２１）が削除されている。
（トランスの構成）
図５は実施例３の直流変換装置に設けられたトランスの構造図である。図５に示すトランスＴｄは、日の字型のコア３０を有し、コア３０のコア部３０ａには、１次巻線Ｐ１及び３次巻線Ｓ３と第２の２次巻線Ｓ２とが近接して巻回されている。これにより、１次巻線Ｐ１及び３次巻線Ｓ３と第２の２次巻線Ｓ２間にわずかなリーケージインダクタンス（図４のＬＳに対応）を持たせている。また、コア３０にはパスコア３０ｃとギャップ３１が形成され、外周コアには第１の２次巻線Ｓ１が巻回されている。即ち、パスコア３０ｃにより、１次巻線Ｐ１と第１の２次巻線Ｓ１を著しく疎結合させることにより、リーケージインダクタンス（図４のＬ１に対応）を大きくしている。
また、外周コア上で且つ１次巻線Ｐ１と第１の２次巻線Ｓ１との間に、凹部３０ｂが１箇所形成されている。この凹部３０ｂにより、コアの磁路の一部の断面積が他の部分よりも狭くなり、その部分のみが飽和するので、コア損失を低減できる。また、この飽和する部分を可飽和リアクトル（図４のＬＨに対応）として兼用している。即ち、第１の２次巻線Ｓ１を巻回しているコア３０の一部を凹とすることで、第１の２次巻線Ｓ１を巻回しているコア３０の一部を飽和させて励磁電流を増加させ、電圧共振をさせている。
なお、図６に実施例３の直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートを示す。実施例３の基本的な動作は、図９に示す従来の直流変換装置の動作と同様であるが、３次巻線Ｓ３の動作は、図１に示す直流変換装置の動作と同様であるので、ここでは、その詳細な説明は省略する。
このように、実施例３の直流変換装置によっても、実施例１の直流変換装置の効果と同様な効果が得られる。
なお、実施例３の直流変換装置の構成において、さらに、３次巻線Ｓ３の巻き始め側とスイッチＱ１０のゲートとの間に、第１コンデンサとしてのコンデンサＣ２２を追加しても良い。あるいは、コンデンサＣ２２は、３次巻線Ｓ３の巻き終り側とスイッチＱ１１のゲートとの間にコンデンサＣ２２を追加しても良い。このようにすれば、実施例２の直流変換装置と実施例３の直流変換装置との両方の効果が得られる。
また、同期整流素子であるＭＯＳＦＥＴからなるスイッチＱ１０、Ｑ１１の入力容量（図示せず）に、第２コンデンサ（図示せず）を並列に追加接続し、スイッチＱ１０、Ｑ１１の入力容量と第２コンデンサと３次巻線Ｓ３に直列接続した第１コンデンサとで、より適切な駆動電圧に調整することもできる。
本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータ、ＡＣ−ＤＣコンバータ等のスイッチング電源装置に適用可能である。
実施例１の直流変換装置の回路構成図である。 実施例１の直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。 実施例２の直流変換装置の回路構成図である。 実施例３の直流変換装置の回路構成図である。 実施例３の直流変換装置に設けられたトランスの構造図である。 実施例３の直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。 従来の直流変換装置の例１の回路構成図である。 従来の直流変換装置の例１の各部における信号のタイミングチャートである。 従来の直流変換装置の例２の回路構成図である。 従来の直流変換装置の例２のトランスの構造図である。 図１０に示すトランスの等価回路図である。 従来の直流変換装置の例２の各部における信号のタイミングチャートである。 従来の直流変換装置の例２の各部における信号のタイミングチャートである。
符号の説明
１１ 制御回路
１３ ローサイドドライバ
１５ ハイサイドドライバ
５０ 負荷
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ１０，Ｑ１１ スイッチ
Ｔａ〜Ｔｄ トランス
Ｐ１ １次巻線
Ｓ１ 第１の２次巻線
Ｓ２ 第２の２次巻線
Ｓ３ ３次巻線
Ｌ１ 平滑リアクトル
ＬＳ リーケージインダクタンス
ＬＨ 可飽和リアクトル
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ１０，Ｄ１１ ダイオード
Ｃ２，Ｃ３，Ｃ１０，Ｃ２０，Ｃ２１，Ｃ２２ コンデンサ
Ｒ２０，Ｒ２１ 抵抗
３０ コア
３０ａ コア部
３０ｂ 凹部
３１ ギャップ

Claims (4)

  1. １次巻線と２次巻線とが疎結合されたトランスと、前記トランスの１次巻線に直列に接続された主スイッチと、前記トランスの１次巻線の両端又は前記主スイッチの両端に接続されたクランプコンデンサ及び補助スイッチからなる直列回路とを有し、前記主スイッチと前記補助スイッチとを交互にオン／オフさせることにより前記トランスの２次巻線の電圧を同期整流素子で同期整流し、平滑素子で平滑して直流出力を得る直流変換装置において、
    前記トランスに前記１次巻線と密結合した３次巻線を設け、この３次巻線に発生する電圧により前記同期整流素子を駆動することを特徴とする直流変換装置。
  2. １次巻線と第１の２次巻線が著しく疎結合され且つこの１次巻線と第２の２次巻線が疎結合されたトランスと、前記トランスの１次巻線に直列に接続された主スイッチと、前記トランスの１次巻線の両端又は前記主スイッチの両端に接続されたクランプコンデンサ及び補助スイッチからなる直列回路とを有し、前記主スイッチと前記補助スイッチとを交互にオン／オフさせ、前記主スイッチがオン時に前記１次巻線と前記第１の２次巻線との間のリーケージインダクタンスにエネルギーを蓄え、前記リーケージインダクタンスに蓄えられたエネルギーを前記主スイッチがオフ時に前記第２の２次巻線を介して前記トランスの２次側に帰還し、前記２次巻線の電圧を同期整流素子で同期整流し、平滑素子で平滑して直流出力を得る直流変換装置において、
    前記トランスに前記１次巻線と密結合した３次巻線を設け、この３次巻線に発生する電圧により前記同期整流素子を駆動することを特徴とする直流変換装置。
  3. 前記トランスの３次巻線に対して直列に第１コンデンサを接続し、この第１コンデンサを介して前記同期整流素子を駆動することを特徴とする請求項１又は請求項２記載の直流変換装置。
  4. 前記同期整流素子の駆動端子間には並列に第２コンデンサが接続されていることを特徴とする請求項３記載の直流変換装置。
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