JP2005073394A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】１つのコンバータで高調波規制に対応でき、小型化、低ノイズ化、高効率化を図るスイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】交流電源Ｖａｃ１の交流電圧を整流する全波整流回路Ｂ１の両端に接続され、リアクトルＬ２とトランスＴの３次巻線５ｃと１次巻線５ａとスイッチＱ１とが直列に接続された第１直列回路と、３次巻線５ｃと１次巻線５ａとの接続点と１次巻線５ａとスイッチＱ１との接続点との間に接続され、スイッチＱ２とコンデンサＣ３とが直列に接続された第２直列回路と、３次巻線５ｃと１次巻線５ａとの接続点と全波整流回路Ｂ１の一端との間に接続された平滑コンデンサＣ４と、１次巻線５ａとは逆相に巻回された２次巻線５ｂに発生した電圧を整流平滑する整流平滑回路Ｄ１１，Ｃ１１と、スイッチＱ１とスイッチＱ２とを交互にオン／オフさせる制御回路１０とを有する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、高効率、小型、低ノイズなスイッチング電源装置に関する。

図１２に従来の力率改善回路とコンバータ回路との２コンバータ方式のスイッチング電源装置の回路構成図を示す。図１２に示すスイッチング電源装置は、交流電源Ｖａｃ１の交流電圧を全波整流する全波整流回路Ｂ１と、この全波整流回路Ｂ１からの全波整流電圧をチョークコイルＬ１を介して入力し、制御回路１０１からの制御信号によりスイッチＱ２をオン／オフさせて、ダイオードＤ２及びコンデンサＣ３により整流平滑して直流電圧を得る力率改善回路５０と、この力率改善回路５０からの直流電圧を別の直流電圧に変換するコンバータ回路６０とを有している。

力率改善回路５０内の制御回路１０１は、スイッチＱ２を流れるピーク電流が入力電圧に比例するようにスイッチＱ２のオン期間を制御するとともに、チョークコイルＬ１の電流がゼロになってからスイッチＱ２をターンオンさせる。具体的には、制御回路１０１は、スイッチＱ２の電流を検出する抵抗ｒ３の両端電圧と、入力電圧（全波整流電圧）を抵抗ｒ１と抵抗ｒ２とで分圧した電圧とをコンパレータ（図示せず）に入力し、このコンパレータの出力信号によりＲＳフリップフロップ（図示せず）を動作させてスイッチＱ２をターンオフさせる。これにより、スイッチＱ２のピーク電流は入力電圧に比例する。また、チョークコイルＬ１に補助巻線１０３を付加し、制御回路１０１は、補助巻線１０３に生ずるフライバック電圧がゼロになるのを検出してスイッチＱ２をターンオンさせる。即ち、チョークコイルＬ１に流れる電流がゼロから始まり、正弦波の包絡線上のピークに達し、そこからゼロまで戻る。これにより、交流電源Ｖａｃ１に流れる入力電流（交流電流）も交流電源Ｖａｃ１の交流電圧に追従した正弦波電流波形となり、力率が大幅に改善される。

また、制御回路１０１は、コンデンサＣ３の出力電圧と基準電圧と全波整流電圧とに基づきスイッチＱ２をオン／オフ制御するので、出力電圧が一定に保たれる。

一方、コンバータ回路６０において、コンデンサＣ３にトランスＴ１の１次巻線５ａ（巻数ｎ１）を介してＭＯＳＦＥＴ等からなる主スイッチＱ１が接続され、この主スイッチＱ１の両端には、直列に接続された抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ２が接続されている。主スイッチＱ１は、制御回路１０２のＰＷＭ制御によりオン／オフするようになっている。

また、トランスＴ１の１次巻線５ａとトランスＴ１の２次巻線５ｂとは互いに逆相電圧が発生するように巻回されており、トランスＴ１の２次巻線５ｂ（巻数ｎ２）にはダイオードＤ１及びコンデンサＣ１からなる整流平滑回路が接続されている。この整流平滑回路は、トランスＴ１の２次巻線５ｂに誘起された電圧（オン／オフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。

制御回路１０２は、図示しない演算増幅器及びフォトカプラを有し、演算増幅器は、負荷ＲＬの出力電圧と基準電圧とを比較し、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、主スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、主スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。

次に、コンバータ回路６０の動作を図１３に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図１３では、主スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、主スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、トランスＴ１の１次巻線５ａ（巻数ｎ１）に流れる電流ｎ１ｉ、ダイオードＤ１に流れる電流Ｄ１ｉ、主スイッチＱ１をオン／オフ制御するＱ１制御信号を示している。

まず、時刻ｔ_３１において、Ｑ１制御信号により主スイッチＱ１がオンし、コンデンサＣ３からトランスＴ１の１次巻線５ａを介して主スイッチＱ１に電流Ｑ１ｉが流れる。この電流は、時刻ｔ_３２まで時間の経過とともに直線的に増大していく。また、１次巻線５ａを流れる電流ｎ１ｉも電流Ｑ１ｉと同様に時刻ｔ_３２まで時間の経過とともに直線的に増大していく。

なお、時刻ｔ_３１から時刻ｔ_３２では、１次巻線５ａの主スイッチＱ１側が−側になり、１次巻線５ａと２次巻線５ｂとは逆相になっているので、ダイオードＤ１のアノード側が−側になるため、ダイオードＤ１には電流Ｄ１ｉは流れない。

次に、時刻ｔ_３２において、主スイッチＱ１は、Ｑ１制御信号により、オン状態からオフ状態に変わる。このとき、トランスＴ１の１次巻線５ａに誘起された励磁エネルギーと、リーケージインダクタンスＬｇ（２次巻線５ｂと結合していないインダクタンス）の励磁エネルギーは、抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ２に蓄えられる。このため、トランスＴ１の１次巻線５ａのリーケージインダクタンスＬｇとコンデンサＣ２とにより電圧共振され、その共振波形は、図１４に示すように、ターンオフ時（オン状態からオフ状態に変わること）にリンギング波形ＲＧ（減衰振動波形）となる。

なお、コンデンサＣ２の値と抵抗Ｒ２の値とを適当な値に調整すれば、このリンギング波形を非常に小さくすることができる。そして、このリンギング波形ＲＧは、抵抗Ｒ２により時間の経過とともに減衰して一定値となり、この一定値は時刻ｔ_３３直前まで継続する。また、時刻ｔ_３２〜時刻ｔ_３３では、主スイッチＱ１がオフであるため、電流Ｑ１ｉ及び電流ｎ１ｉはゼロになる。

なお、時刻ｔ_３２から時刻ｔ_３３では、１次巻線５ａの主スイッチＱ１側が＋側になり、且つ１次巻線５ａと２次巻線５ｂとは逆相になっているので、ダイオードＤ１のアノード側が＋側になるため、ダイオードＤ１に電流Ｄ１ｉが流れる。

このようなコンバータ回路６０によれば、主スイッチＱ１の両端に回路（Ｃ２，Ｒ２）を挿入し、主スイッチＱ１の電圧の時間的な変化を緩やかにすることで、スイッチングノイズを低減できると共に、トランスＴ１のリーケージインダクタンスＬｇによる主スイッチＱ１へのサージ電圧を抑制することができる。
特開２００１−１５７４５０号（第１図、第３図）

しかしながら、従来のこの種のスイッチング電源装置にあっては、高調波規制に対応するため、力率改善回路５０とコンバータ回路６０の２コンバータ方式で対応していた。このため、制御回路が２系統（力率改善回路用、コンバータ回路用）必要であり、スイッチング回路も２系統必要であった。

このため、回路が複雑となり、スイッチング部分が２回路あるため、ノイズや損失が増大し、小型化、低ノイズ化、高効率化の妨げとなっていた。

また、従来のスイッチング電源装置にあっては、コンデンサＣ２に充電された電荷を抵抗Ｒ２によって消費させるため、損失が増大した。この損失は、コンデンサ容量、変換周波数に比例するため、ノイズ抑制を目的としてコンデンサ容量を増やしたり、あるいは、小型化を目的として変換周波数を上昇させた場合には、損失が増大し、効率が低下する欠点があった。

本発明の第１の課題は、１つのコンバータで高調波規制に対応でき、小型化、低ノイズ化、高効率化を図るスイッチング電源装置を提供することにある。また、本発明の第２の課題は、補助スイッチを用いて、ゼロ電圧スイッチングを可能とし、低ノイズ化、高効率化を図るスイッチング電源装置を提供することにある。

本発明は前記課題を解決するために以下の構成とした。請求項１の発明は、交流を入力し、力率を改善させるとともに直流を出力するスイッチング電源装置であって、交流電源に接続して交流電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の両端に接続され、第１リアクトルとトランスの３次巻線と前記トランスの１次巻線と主スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、前記トランスの３次巻線と前記１次巻線との接続点と前記トランスの１次巻線と前記主スイッチとの接続点との間に接続され、補助スイッチとスナバコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、前記トランスの３次巻線と前記１次巻線との接続点と前記整流回路の一端との間に接続された平滑コンデンサと、前記１次巻線とは逆相に巻回された前記トランスの２次巻線に発生した電圧を整流平滑する整流平滑回路と、前記主スイッチと前記補助スイッチとを交互にオン／オフさせる制御回路とを有することを特徴とする。

請求項２の発明において、前記主スイッチの両端に接続され、第１ダイオードと第１コンデンサとが並列に接続された第１並列回路と、前記補助スイッチの両端に接続され、第２ダイオードと第２コンデンサとが並列に接続された第２並列回路と、前記トランスの１次巻線と前記第２直列回路との間に接続された第２リアクトルとを有し、前記制御回路は、前記主スイッチの電圧がゼロ電圧になった後、前記第１ダイオードの導通期間中に前記主スイッチをオンさせ、前記補助スイッチの電圧がゼロ電圧になった後、前記第２ダイオードの導通期間中に前記補助スイッチをオンさせることを特徴とする。

請求項３の発明において、前記第１ダイオード及び前記第１コンデンサは、前記主スイッチの寄生ダイオード及び寄生容量であり、前記第２ダイオード及び前記第２コンデンサは、前記補助スイッチの寄生ダイオード及び寄生容量であることを特徴とする。

請求項４の発明において、前記第１リアクトル及び前記第２リアクトルは、前記トランスのリーケージインダクタンスであることを特徴とする。

請求項５の発明において、前記トランスは、磁気回路が形成された第１脚、第２脚及び第３脚を有するコアからなり、前記第１脚に前記１次巻線と前記２次巻線とを巻回し、前記第２脚に前記３次巻線を巻回し、前記第３脚にギャップを設けたことを特徴とする。

請求項６の発明において、前記３次巻線の巻数は、前記１次巻線の巻数以上であり、前記３次巻線は、前記１次巻線と同相に巻回されていることを特徴とする。

請求項７の発明において、前記整流回路と前記平滑コンデンサとの間に接続され、前記交流電源がオンされたときに前記平滑コンデンサの突入電流を軽減する突入電流制限抵抗を有し、前記主スイッチは、ノーマリオンタイプのスイッチからなり、前記制御回路は、前記交流電源がオンされたときに前記突入電流制限抵抗に発生した電圧により前記主スイッチをオフさせ、前記平滑コンデンサが充電された後、前記主スイッチをオン／オフさせるスイッチング動作を開始させることを特徴とする。

請求項８の発明において、前記トランスは４次巻線をさらに備え、該トランスの４次巻線に発生する電圧を前記制御回路に供給する通常動作電源部を有することを特徴とする。

請求項９の発明は、前記突入電流制限抵抗に並列に接続された半導体スイッチを有し、前記制御回路は、前記主スイッチのスイッチング動作を開始させた後、前記半導体スイッチをオンさせることを特徴とする。

本発明によれば、１つのコンバータで高調波規制に対応でき、小型化、低ノイズ化、高効率化を図るスイッチング電源装置を提供することができる。また、補助スイッチを用いて、ゼロ電圧スイッチングを可能とし、低ノイズ化、高効率化を図るスイッチング電源装置を提供することができる。

また、一つのコアでトランスを構成でき、主スイッチがオン時及びオフ時ともに直流励磁をキャンセルできるため、小型、高効率、低ノイズのスイッチング電源装置を提供することができる。

以下、本発明に係るスイッチング電源装置の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。

第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置は、交流を入力して直流を出力するフライバック方式のスイッチング電源装置であって、１つのコンバータで高調波規制に対応でき、小型化、低ノイズ化、高効率化を図ることを特徴とする。

また、補助スイッチを用いて、ゼロ電圧スイッチングを可能とし、低ノイズ化、高効率化を図ることを特徴とする。即ち、主スイッチのオン時に３次巻線に接続されたリアクトルに電力を蓄え、主スイッチのオフ時に、２次巻線を介して負荷に電力を供給するとともに、平滑コンデンサを充電し、１次巻線に接続されたリアクトルに蓄えられた電力を、スナバコンデンサに蓄え、補助スイッチをオンすることにより、この電力を出力に還流するとともに、ゼロ電圧スイッチングを達成し、高効率、低ノイズ化することを特徴とする。

また、トランスの巻線に流れる電流の起磁力を常に相殺することにより、トランスの直流励磁を軽減させ、トランスの小型化を図ることを特徴とする。

図１は第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。図１に示すスイッチング電源装置において、全波整流回路Ｂ１は、交流電源Ｖａｃ１に接続され、交流電源Ｖａｃ１からの交流電圧を整流して正極側出力端Ｐ１及び負極側出力端Ｐ２に出力する。

全波整流回路Ｂ１の両端には、リアクトルＬ２とトランスＴの３次巻線５ｃ（巻数ｎ３）とリアクトルＬ３とトランスＴの１次巻線５ａ（巻数ｎ１）とＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ１（主スイッチ）との直列回路が接続されている。スイッチＱ１の両端にはダイオードＤ１とコンデンサＣ１（共振用コンデンサ）とが並列に接続されている。

トランスＴの１次巻線５ａの一端とスイッチＱ１の一端との接続点にはＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ２（補助スイッチ）の一端が接続され、スイッチＱ２の他端はコンデンサＣ３（スナバコンデンサ）を介してトランスＴの３次巻線５ｃとリアクトルＬ３との接続点に接続されている。

スイッチＱ２の両端にはダイオードＤ２及びコンデンサＣ２が並列に接続されている。トランスＴの３次巻線５ｃとリアクトルＬ３との接続点と、全波整流回路Ｂ１の負極側出力端Ｐ２との間には平滑コンデンサＣ４が接続されている。スイッチＱ１，Ｑ２は、共にオフとなる期間（デッドタイム）を有し、制御回路１０のＰＷＭ制御により交互にオン／オフする。

なお、ダイオードＤ１及びコンデンサＣ１は、スイッチＱ１の寄生ダイオード及び寄生容量であってもよく、ダイオードＤ２及びコンデンサＣ２は、スイッチＱ２の寄生ダイオード及び寄生容量であってもよい。また、リアクトルＬ２は、トランスＴの巻線間のリーケージインダクタンスであってもよく、リアクトルＬ３は、トランスＴの巻線間のリーケージインダクタンスであってもよい。

トランスＴのコアには、１次巻線５ａと密結合させてトランスＴの２次巻線５ｂ（ｎ２）が巻回されており、また、トランスＴのコアには、１次巻線５ａと疎結合させてトランスＴの３次巻線５ｃ（ｎ３）が巻回されている。２次巻線５ｂの両端には、ダイオードＤ１１と平滑コンデンサＣ１１とからなる整流平滑回路が接続されている。平滑コンデンサＣ１１は直流出力を負荷ＲＬに出力する。

また、トランスＴの３次巻線５ｃの巻数は、トランスＴ１の１次巻線５ａの巻数以上となっている。トランスＴの２次巻線５ｂは、トランスＴの１次巻線５ａに対して逆相に巻回され、トランスＴの３次巻線５ｃは、トランスＴの１次巻線５ａと同相に巻回されている。

制御回路１０は、スイッチＱ１とスイッチＱ２とを交互にオン／オフ制御し、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くし、スイッチＱ２に印加されるパルスのオン幅を広くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。

また、制御回路１０は、スイッチＱ１をターンオンするときに、スイッチＱ１の電圧がスイッチＱ１と並列に接続されたコンデンサＣ１とトランスＴの巻線間のリーケージインダクタンスとの共振によりゼロ電圧となった時から所定期間中にスイッチＱ１をオンさせる。

次にこのように構成された第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の動作を説明する。

図２では、交流電源Ｖａｃ１の入力電圧Ｖｉ（交流電圧）、交流電源Ｖａｃ１を流れる入力電流Ｉｉ（交流電流）を示している。図２に示す入力電流Ｉｉのピーク付近（Ｐ部）の各信号の詳細を図４のタイミングチャートに示す。

最初に、図２のタイミングチャートを参照しながら、入力電圧と入力電流との動作、即ち、入力電流Ｉｉが正弦波状電流のピーク付近にこぶ状のピーク電流を持った波形となり、高調波規制に対応できることについて説明する。

まず、スイッチＱ１をオンさせると、平滑コンデンサＣ４に蓄えられた電荷は、トランスＴの１次巻線５ａを通って放電し、トランスＴの励磁インダクタンスにエネルギーが蓄えられる。

また、これと同時に、交流電源Ｖａｃ１からの交流電圧が、全波整流回路Ｂ１により整流されて全波整流電圧が正極側出力端Ｐ１及び負極側出力端Ｐ２から出力される。このため、全波整流回路Ｂ１により整流された全波整流電圧により、リアクトルＬ２及びトランスＴの３次巻線５ｃを介して平滑コンデンサＣ４が充電される。

このとき、リアクトルＬ２に加わる電圧は、トランスＴの３次巻線５ｃの電圧と入力電圧の整流電圧（│Ｖａｃ１│）との和であり、トランスＴの１次巻線５ａの巻数ｎ１と３次巻線５ｃの巻数ｎ３とが同じである場合には、スイッチＱ１のオン時には、│Ｖａｃ１│となる。

このため、図２に示すように、入力電圧Ｖｉに比例した入力電流Ｉｉが流れる。交流電圧のピーク付近では、リアクトルＬ２の電流は、連続的となり、増大する。そして、リアクトルＬ２に蓄えられたエネルギーは、トランスＴの３次巻線５ｃを介して、スイッチＱ１がオフ時に、２次巻線５ｂに伝送され、出力に放出される。このため、入力電流Ｉｉのピーク（Ｐ部）は、抑制される。

即ち、入力電流Ｉｉは、正弦波状電流のピーク付近にこぶ状のピーク電流を持った波形となり、入力電流Ｉｉの高調波は低減され、高調波規制を満足する波形とすることができる。即ち、１つのコンバータで高調波規制に対応することができる。

図３は交流入力電流の半周期の波形を判定するためのクラスＤ判定波形を示す図である。交流入力電流の半周期の波形が、図３の太い実線Ｗ１の内側に、少なくとも半周期の９５％に渡って入る特殊波形の交流入力電流を有する機器をクラスＤと判定し、限度値が適用される。限度値は国際標準規格ＩＥＣ６１０００−３−２による。実施の形態の入力電流波形も図３（ｂ）に示すように、太い実線Ｗ１の内側に、少なくとも半周期の９５％に渡って入っているので、特殊波形とみなされ、限度値が適用される。また、リアクトルＬ２とリアクトルＬ３と平滑コンデンサＣ４とによる低域フィルタにより、高い周波数を抑制できるので、高調波を大幅に低減することができる。

また、図４からも明らかのように、入力電流は連続的となり、高周波リップルが少なく、ノイズフィルタの小型化が図れる。

次に、図４、図５、図６、図８に示すタイミングチャートを参照しながらＰ部における詳細な動作を説明する。図５は第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。図６は第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置のスイッチＱ１のターンオフ時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。

なお、図４乃至図６では、スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、スイッチＱ２の両端間の電圧Ｑ２ｖ、スイッチＱ２に流れる電流Ｑ２ｉ、３次巻線５ｃに流れる入力電流Ｉｉ、ダイオードＤ１１に流れる電流で且つ２次巻線５ｂに流れる電流Ｉ_２、スイッチＱ１をオン／オフ制御するＱ１制御信号（Ｑ１ｇ）、スイッチＱ２をオン／オフ制御するＱ２制御信号（Ｑ２ｇ）を示している。

また、図８は第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置のトランスの各巻線に流れる電流のタイミングチャートである。図８では、３次巻線５ｃに流れる入力電流Ｉ_３で且つ入力電流Ｉｉとは大きさが同じで正負の符号が逆の電流（−Ｉｉ）、１次巻線５ａに流れる主巻線電流Ｉ_１、２次巻線５ｂに流れる出力電流Ｉ_２を示している。また、図８では、１次巻線５ａ、２次巻線５ｂ、３次巻線５ｃの巻数を同一巻数としたときの波形である。

まず、時刻ｔ_１（時刻ｔ_１１〜ｔ_１４に対応）において、スイッチＱ１をオンさせると、Ｃ４→Ｌ３→５ａ→Ｑ１→Ｃ４で電流Ｑ１ｉが流れる。また、これと同時に、１次巻線５ａに疎結合したトランスＴの３次巻線５ｃにも電圧が発生し、Ｂ１→Ｌ２→５ｃ→Ｃ４→Ｂ１で入力電流Ｉｉが流れて増加していく。入力電流Ｉ_３は減少していく。このため、平滑コンデンサＣ４に電力を供給するとともに、リアクトルＬ２に電力を蓄える。

次に、時刻ｔ_２（時刻ｔ_２１〜ｔ_２３に対応）において、スイッチＱ１をオフさせると、リアクトルＬ２の電流は流れ続けるため、３次巻線５ｃの電圧が反転し、これと同時に１次巻線５ａの電圧及び２次巻線５ｂの電圧も反転する。このため、
リアクトルＬ２に蓄えられたエネルギーはトランスＴの３次巻線５ｃを介して２次巻線５ｂに伝送されるため、２次巻線５ｂに電流Ｉ_２が流れ始めて、ダイオードＤ１１が導通し、負荷ＲＬに電力が供給されるとともに、平滑コンデンサＣ４が充電される。

また、トランスＴの１次巻線５ａの電圧が反転するとともに、リアクトルＬ３に蓄えられたエネルギーにより、時刻ｔ_２３において、Ｌ３→５ａ→Ｄ２→Ｃ３→Ｌ３と電流Ｄ２ｉが流れて、コンデンサＣ１を充電するとともに、コンデンサＣ２を放電させる。コンデンサＣ２の放電が終了した（スイッチＱ２の電圧Ｑ２ｖがゼロ電圧になった）後、ダイオードＤ２を介してコンデンサＣ３を充電する。ダイオードＤ２が導通中の時刻ｔ_２３に、スイッチＱ２をオンさせると、スイッチＱ２のゼロ電圧スイッチングを達成することができる。

コンデンサＣ３の充電が完了した後、コンデンサＣ３に充電された電荷は、スイッチＱ２、１次巻線５ａを介して、出力に放出される。このとき、スイッチＱ２に電流Ｑ２ｉが流れ、１次巻線５ａに電流Ｉ_１が流れるとともに、２次巻線５ｂに電流Ｉ_２が流れる。また、１次巻線５ａの電圧は、出力電圧によりクランプされるため、電流Ｉ_１は、リアクトルＬ３とコンデンサＣ３との共振動作により、正弦波状に流れる（図８に示す例えば時刻ｔ_０〜ｔ_１の波形）。

このため、スイッチＱ１のオフ期間を半周期とする周波数より低い周波数になるように、リアクトルＬ３とコンデンサＣ３との定数を設定すると、スイッチＱ２のオフ時に電流Ｉ_１が正であるため、電流Ｉ_１は継続して、Ｌ３→Ｃ４→Ｃ１→５ａ→Ｌ３と流れる。このため、コンデンサＣ１が放電され、コンデンサＣ２が充電される。

コンデンサＣ１の放電が終了した（スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖがゼロ電圧になった）後、ダイオードＤ１が導通する。このダイオードＤ１が導通している期間中（図５に示す例えば時刻ｔ_１３）に、スイッチＱ１をオンさせると、スイッチＱ１のゼロ電圧スイッチングを達成することができる。

出力電圧は、リアクトルＬ２のエネルギーに比例するため、スイッチＱ１のオン／オフのデューティを制御回路１０により制御することにより、出力電圧を制御することができる。

また、図８からもわかるように、主巻線電流Ｉ_１と出力電流Ｉ_２と入力電流Ｉ_３との電流の総和は、全てのタイミングにおいて、略ゼロとなっている。即ち、全体のトランスＴとしては直流起磁力が減少し、つまり直流励磁分が略ゼロであることがわかる。従って、トランスＴのギャップは少なくなり、インダクタンスの大きなトランスを容易に製作できる。また、直流励磁分は略ゼロとなるので、磁束の動作範囲が拡大することができる。これにより、トランスを小型化できる。また、１次巻線５ａの巻数ｎ１と３次巻線５ｃの巻数ｎ３とを同じにすれば、ほぼ電流は、ギャップによる励磁分を除いて、相殺できる。

このように第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置によれば、トランスＴの１次巻線５ａに直列に３次巻線５ｃを接続し、３次巻線５ｃに直列にリアクトルＬ２を接続して、トランスＴの巻線に流れる電流の起磁力を常に相殺することにより、トランスＴの直流励磁を軽減させ、トランスＴの小型化を図ることができる。

また、スイッチＱ１をオンした時に３次巻線５ｃに接続されたリアクトルＬ２に電力を蓄え、スイッチＱ１をオフした時に、２次巻線５ｂを介して負荷ＲＬに電力を供給するとともに、平滑コンデンサＣ４を充電し、１次巻線５ａに接続されたリアクトルＬ３に蓄えられた電力を、スナバコンデンサＣ３に蓄え、スイッチＱ２をオンすることにより、この電力を出力に還流するとともに、ゼロ電圧スイッチングを達成でき、高効率、低ノイズ化することができる。

図７は第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置に設けられたトランスの構造図である。図７に示すトランスは、日の字型のコア２０を有し、コア２０の中央脚２０ａには、１次巻線５ａと、１次巻線５ａ上で１次巻線５ａと密結合させた２次巻線５ｂとが巻回されている。即ち、１次巻線５ａと２次巻線５ｂとを同一脚に巻回し、小さなリーケージインダクタンスを得ている。このリーケージインダクタンスをリアクトルＬ３の代用としている。

また、側脚２０ｄには、３次巻線５ｃが巻回され、側脚２０ｂには、ギャップ２０ｃが形成されている。このギャップ２０ｃにより大きなリーケージインダクタンスを３次巻線５ｃ及び１次巻線５ａに設け、このリーケージインダクタンスをリアクトルＬ２の代用している。

リアクトルＬ２，Ｌ３にリーケージインダクタンスを用いることにより、全ての巻線を１つのトランスＴで構成できるので、トランスＴを小型化できる。

また、トランスＴのコアの中央脚２０ａにもギャップ２０ｅが形成されている。ギャップ２０ｃ、２０ｅを設けたのは、交流入力電圧の谷間でも、均一に負荷ＲＬに電力を供給するために、平滑コンデンサＣ４に蓄えられた電荷を１次巻線５ａのインダクタンス（リアクトルＬ３）に蓄え負荷ＲＬに放出し、交流入力電圧の山の部分では、１次巻線５ａと３次巻線５ｃとの両方のインダクタンス（リアクトルＬ２，Ｌ３）に蓄えたエネルギーを負荷に供給するためである。このように構成することにより、交流入力電圧の谷の部分でも負荷ＲＬに電力を供給することができる。

次に第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置を説明する。第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置では、スイッチとして、ノーマリオフタイプのＭＯＳ ＦＥＴ等を用いた。このノーマリオフタイプのスイッチは、電源がオフ時にオフ状態となるスイッチである。

一方、ＳＩＴ（static induction transistor、静電誘導トランジスタ）等のノーマリオンタイプのスイッチは、電源がオフ時にオン状態となるスイッチである。このノーマリオンタイプのスイッチは、スイッチングスピードが速く、オン抵抗も低くスイッチング電源等の電力変換装置に使用した場合、理想的な素子であり、スイッチング損失を減少させ高効率が期待できる。

しかし、ノーマリオンタイプのスイッチング素子にあっては、電源をオンすると、スイッチがオン状態であるため、スイッチが短絡する。このため、ノーマリオンタイプのスイッチを起動できず、特殊な用途以外には使用できない。

そこで、第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置は、第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を有すると共に、スイッチＱ１ｎにノーマリオンタイプのスイッチを使用するために、交流電源オン時に、コンデンサの突入電流を軽減する目的で挿入されている突入電流制限抵抗の電圧降下による電圧を、ノーマリオンタイプのスイッチの逆バイアス電圧に使用し、電源オン時の問題をなくす構成を追加したことを特徴とする。

図９は第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置を示す回路構成図である。図９に示すスイッチング電源装置は、図１に示す第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を有すると共に、全波整流回路Ｂ１の負極側出力端Ｐ２と、スイッチＱ１ｎと平滑コンデンサＣ４との接続点との間には、突入電流制限抵抗Ｒ１が接続されている。

全波整流回路Ｂ１の正極側出力端Ｐ１には、リアクトルＬ２、トランスＴｂの３次巻線５ｃ、リアクトルＬ３、トランスＴｂの１次巻線５ａを介してＳＩＴ等のノーマリオンタイプのスイッチＱ１ｎが接続され、スイッチＱ１ｎは、制御回路１１のＰＷＭ制御によりオン／オフする。なお、スイッチＱ２は、ノーマリオフタイプのスイッチである。

また、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端にはスイッチＳ１が接続されている。このスイッチＳ１は、例えばノーマリオフタイプのＭＯＳＦＥＴ，ＢＪＴ（バイポーラ接合トランジスタ）等の半導体スイッチであり、制御回路１１からの短絡信号によりオン制御される。

突入電流制限抵抗Ｒ１の両端には、コンデンサＣ６と抵抗Ｒ２とダイオードＤ５とからなる起動電源部１２が接続されている。この起動電源部１２は、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端に発生する電圧を取り出し、コンデンサＣ６の両端電圧をスイッチＱ１ｎのゲートへの逆バイアス電圧として使用するために、制御回路１１に出力する。また、平滑コンデンサＣ４に充電された充電電圧を制御回路１１に供給する。

制御回路１１は、交流電源Ｖａｃ１をオンしたときに、コンデンサＣ６から供給された電圧により起動し、制御信号として端子ｂからスイッチＱ１ｎのゲートに逆バイアス電圧を出力し、スイッチＱ１ｎをオフさせる。この制御信号は、例えば、−１５Ｖと０Ｖとのパルス信号からなり、−１５Ｖの電圧によりスイッチＱ１ｎがオフし、０Ｖの電圧によりスイッチＱ１ｎがオンする。

制御回路１１は、平滑コンデンサＣ４の充電が完了した後、端子ｂから制御信号として０Ｖと−１５Ｖとのパルス信号をスイッチＱ１ｎのゲートに出力し、スイッチＱ１ｎをスイッチング動作させる。制御回路１１は、スイッチＱ１ｎをスイッチング動作させた後、所定時間経過後にスイッチＳ１のゲートに短絡信号を出力し、スイッチＳ１をオンさせる。

また、トランスＴｂに設けられた４次巻線５ｄ（巻数ｎ４）の一端は、スイッチＱ１ｎの一端とコンデンサＣ７の一端と制御回路１１とに接続され、４次巻線５ｄの他端は、ダイオードＤ７のカソードに接続され、ダイオードＤ７のアノードはコンデンサＣ７の他端及び制御回路１１の端子ｃに接続されている。４次巻線５ｄとダイオードＤ７とコンデンサＣ７とは通常動作電源部１３を構成し、この通常動作電源部１３は、４次巻線５ｄで発生した電圧をダイオードＤ７及びコンデンサＣ７を介して制御回路１１に供給する。

次にこのように構成された第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の動作を図９乃至図１１を参照しながら説明する。

なお、図１１において、Ｖａｃ１は、交流電源Ｖａｃ１の交流電圧を示し、入力電流は、交流電源Ｖａｃ１に流れる電流を示し、Ｒ１電圧は、突入電流制限抵抗Ｒ１に発生する電圧を示し、Ｃ４電圧は、平滑コンデンサＣ４の電圧を示し、Ｃ６電圧は、コンデンサＣ６の電圧を示し、出力電圧は、コンデンサＣ１１の電圧を示し、制御信号は、制御回路１１の端子ｂからスイッチＱ１ｎのゲートへ出力される信号を示す。

まず、時刻ｔ_０において、交流電源Ｖａｃ１を印加（オン）すると、交流電源Ｖａｃ１の交流電圧は全波整流回路Ｂ１で全波整流される。このとき、ノーマリオンタイプのスイッチＱ１ｎは、オン状態であり、スイッチＳ１は、オフ状態である。このため、全波整流回路Ｂ１からの電圧は、平滑コンデンサＣ４を介して突入電流制限抵抗Ｒ１に印加される（図１０中の（１））。

この突入電流制限抵抗Ｒ１に発生した電圧は、ダイオードＤ５、抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ６に蓄えられる（図１０中の（２））。ここで、コンデンサＣ６の端子ｆ側が例えば零電位となり、コンデンサＣ６の端子ｇ側が例えば負電位となる。このため、コンデンサＣ６の電圧は、図１１に示すように、負電圧（逆バイアス電圧）となる。このコンデンサＣ６の負電圧が端子ａを介して制御回路１１に供給される。

そして、コンデンサＣ６の電圧が、スイッチＱ１ｎのスレッシホールド電圧ＴＨＬになった時点（図１１の時刻ｔ_１）で、制御回路１１は、端子ｂから−１５Ｖの制御信号をスイッチＱ１ｎのゲートに出力する（図１０中の（３））。このため、スイッチＱ１ｎは、オフ状態となる。

すると、全波整流回路Ｂ１からの電圧により、平滑コンデンサＣ４は、充電されて（図１０中の（４））、平滑コンデンサＣ４の電圧が上昇していき、平滑コンデンサＣ４の充電が完了する。

次に、時刻ｔ_２において、制御回路１１は、スイッチング動作を開始させる。始めに、端子ｂから０Ｖの制御信号をスイッチＱ１ｎのゲートに出力する（図１０中の（５））。このため、スイッチＱ１ｎは、オン状態となると、Ｃ４→Ｌ３→５ａ→Ｑ１→Ｃ４で電流Ｑ１ｉが流れる（図１０中の（６））。

また、トランスＴｂの１次巻線５ａと電磁結合している４次巻線５ｄにも電圧が発生し、発生した電圧は、ダイオードＤ７及びコンデンサＣ７を介して制御回路１１に供給される（図１０中の（７））。このため、制御回路１１が動作を継続することができるので、スイッチＱ１ｎのスイッチング動作を継続して行うことができる。

次に、時刻ｔ_３において、端子ｂから−１５Ｖの制御信号をスイッチＱ１ｎのゲートに出力する。このため、時刻ｔ_３にスイッチＱ１ｎがオフすると、リアクトルＬ２の電流は流れ続けるため、３次巻線５ｃの電圧が反転し、これと同時に１次巻線５ａの電圧及び２次巻線５ｂの電圧も反転する。このため、２次巻線５ｂに電流Ｉ_２が流れ始めて、ダイオードＤ１１が導通し、負荷ＲＬに電力が供給されるとともに、平滑コンデンサＣ４が充電される。

また、時刻ｔ_３に制御回路１１から短絡信号をスイッチＳ１に出力すると、スイッチＳ１がオンして（図１０中の（８））、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端が短絡される。このため、突入電流制限抵抗Ｒ１の損失を減ずることができる。

なお、時刻ｔ_３は、交流電源Ｖａｃ１をオンしたとき（時刻ｔ_０）からの経過時間として設定され、例えば平滑コンデンサＣ４と突入電流制限抵抗Ｒ１との時定数（τ＝Ｃ４・Ｒ１）の約５倍以上の時間に設定される。以後、スイッチＱ１ｎはオン／オフによるスイッチング動作を繰り返す。スイッチＱ１ｎがスイッチング動作を開始した後には、スイッチＱ１ｎ及びスイッチＱ２は、図１に示す第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置のスイッチＱ１，Ｑ２の動作、即ち、図４、図５、図６に示すタイミングチャートに従った動作と同様に動作する。

このように第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置によれば、制御回路１１は、交流電源Ｖａｃ１がオンされたときに突入電流制限抵抗Ｒ１に発生した電圧によりスイッチＱ１ｎをオフさせ、平滑コンデンサＣ４が充電された後、スイッチＱ１ｎをオン／オフさせるスイッチング動作を開始させるので、電源オン時における問題もなくなる。従って、ノーマリオンタイプの半導体スイッチが使用可能となり、損失の少ない、即ち、高効率なスイッチング電源装置を提供することができる。

本発明のスイッチング電源装置は、ＤＣ−ＤＣ変換型の電源回路やＡＣ−ＤＣ変換型の電源回路に適用可能である。

第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置を示す回路構成図である。 第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の入力電圧と入力電流の信号のタイミングチャートである。 交流入力電流の半周期の波形を判定するためのクラスＤ判定波形を示す図である。 第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置のＰ部における信号の詳細なタイミングチャートである。 第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。 第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置のスイッチＱ１のターンオフ時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。 第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置に設けられたトランスの構造図である。 第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置のトランスの各巻線に流れる電流のタイミングチャートである。 第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置を示す回路構成図である。 第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の動作を説明するための図である。 第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の各部における信号のタイミングチャートである。 従来のスイッチング電源装置を示す回路構成図である。 従来のスイッチング電源装置の各部における信号のタイミングチャートである。 従来のスイッチング電源装置における主スイッチのターンオフ時のリンギング波形を示すタイミングチャートである。

符号の説明

Ｖｄｃ１ 直流電源
Ｖａｃ１ 交流電源
Ｂ１ 全波整流回路
１０，１１，１０１，１０２ 制御回路
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ１ｎ スイッチ
ＲＬ 負荷
Ｃ１〜Ｃ３ コンデンサ
Ｃ４，Ｃ１１ 平滑コンデンサ
Ｓ１ スイッチ
Ｔ，Ｔｂ トランス
５ａ １次巻線（ｎ１）
５ｂ ２次巻線（ｎ２）
５ｃ ３次巻線（ｎ３）
５ｄ ４次巻線（ｎ４）
１２ 起動電源部
１３ 通常動作電源部
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ５，Ｄ７，Ｄ１１ ダイオード
Ｌ１〜Ｌ３ リアクトル

Claims (9)

1. 交流を入力し、力率を改善させるとともに直流を出力するスイッチング電源装置であって、
   交流電源に接続して交流電圧を整流する整流回路と、
   前記整流回路の両端に接続され、第１リアクトルとトランスの３次巻線と前記トランスの１次巻線と主スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、
   前記トランスの３次巻線と前記１次巻線との接続点と前記トランスの１次巻線と前記主スイッチとの接続点との間に接続され、補助スイッチとスナバコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、
   前記トランスの３次巻線と前記１次巻線との接続点と前記整流回路の一端との間に接続された平滑コンデンサと、
   前記１次巻線とは逆相に巻回された前記トランスの２次巻線に発生した電圧を整流平滑する整流平滑回路と、
   前記主スイッチと前記補助スイッチとを交互にオン／オフさせる制御回路と、
   を有することを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記主スイッチの両端に接続され、第１ダイオードと第１コンデンサとが並列に接続された第１並列回路と、
   前記補助スイッチの両端に接続され、第２ダイオードと第２コンデンサとが並列に接続された第２並列回路と、
   前記トランスの１次巻線と前記第２直列回路との間に接続された第２リアクトルと、
   を有し、
   前記制御回路は、前記主スイッチの電圧がゼロ電圧になった後、前記第１ダイオードの導通期間中に前記主スイッチをオンさせ、前記補助スイッチの電圧がゼロ電圧になった後、前記第２ダイオードの導通期間中に前記補助スイッチをオンさせることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
3. 前記第１ダイオード及び前記第１コンデンサは、前記主スイッチの寄生ダイオード及び寄生容量であり、前記第２ダイオード及び前記第２コンデンサは、前記補助スイッチの寄生ダイオード及び寄生容量であることを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源装置。
4. 前記第１リアクトル及び前記第２リアクトルは、前記トランスのリーケージインダクタンスであることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
5. 前記トランスは、磁気回路が形成された第１脚、第２脚及び第３脚を有するコアからなり、前記第１脚に前記１次巻線と前記２次巻線とを巻回し、前記第２脚に前記３次巻線を巻回し、前記第３脚にギャップを設けたことを特徴とする請求項４記載のスイッチング電源装置。
6. 前記３次巻線の巻数は、前記１次巻線の巻数以上であり、前記３次巻線は、前記１次巻線と同相に巻回されていることを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
7. 前記整流回路と前記平滑コンデンサとの間に接続され、前記交流電源がオンされたときに前記平滑コンデンサの突入電流を軽減する突入電流制限抵抗を有し、
   前記主スイッチは、ノーマリオンタイプのスイッチからなり、
   前記制御回路は、前記交流電源がオンされたときに前記突入電流制限抵抗に発生した電圧により前記主スイッチをオフさせ、前記平滑コンデンサが充電された後、前記主スイッチをオン／オフさせるスイッチング動作を開始させることを特徴とする請求項１乃至請求項６のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
8. 前記トランスは４次巻線をさらに備え、該トランスの４次巻線に発生する電圧を前記制御回路に供給する通常動作電源部を有することを特徴とする請求項７記載のスイッチング電源装置。
9. 前記突入電流制限抵抗に並列に接続された半導体スイッチを有し、
   前記制御回路は、前記主スイッチのスイッチング動作を開始させた後、前記半導体スイッチをオンさせることを特徴とする請求項７又は請求項８記載のスイッチング電源装置。
   

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