JP2013093980A

JP2013093980A - 直流−直流変換装置

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Publication number: JP2013093980A
Application number: JP2011234700A
Authority: JP
Inventors: Tadahiko Sato; 忠彦佐藤
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2011-10-26
Filing date: 2011-10-26
Publication date: 2013-05-16
Anticipated expiration: 2031-10-26
Also published as: US20130107582A1; US9030848B2; JP5768657B2

Abstract

【課題】直流−直流変換回路の同期整流回路においては、スイッチング時のサージ電圧を抑制するために、同期整流用ＭＯＳＦＥＴの両端にスナバを設けるが部品点数が増加し、装置が大型になる。
【解決手段】従来から用いられている同期整流回路制御用ＩＣの電源に接続されているコンデンサが同期整流用ＭＯＳＦＥＴと並列接続されるように逆阻止形半導体スイッチを用いて回路を構成する。この逆阻止形半導体スイッチは、同期整流用ＭＯＳＦＥＴの駆動信号又は同期整流用ＭＯＳＦＥＴの両端電圧と同期した信号と、ＩＣ電源に接続されたコンデンサ電圧をＩＣの上限と下限の許容値内に制御する信号とで駆動する。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流電源電圧から絶縁変換された別の直流電圧を作り出す直流−直流変換装置に関し、特に変圧器二次巻線の電圧を整流する同期整流回路のスイッチング素子の過電圧保護と駆動回路用電源に関する。

図８に、特許文献１に記載された従来の技術を示す。主回路構成は、変圧器Ｔｒの一次巻線ｎ１を直流電源ＤＰとＭＯＳＦＥＴＱ１で駆動して高周波電圧に絶縁変換し、二次巻線ｎ２の電圧を整流用ＭＯＳＦＥＴＱ２と還流用ＭＯＳＦＥＴＱ３で同期整流し、リアクトルＬとコンデンサＣｏで構成されたフィルタで平滑して、負荷ＬＤに直流電力を供給するフォワード形の直流−直流変換回路である。ここで、三次巻線ｎ３とダイオードＤａは変圧器Ｔｒの磁気エネルギーのリセット用回路である。

図８（ａ）においては、ＩＣ４は同期整流用ＭＯＳＦＥＴＱ２、Ｑ３駆動用の制御ＩＣである。ＭＯＳＦＥＴＱ２、Ｑ３各々は、逆並列接続されたダイオードに順方向の電流が流れるタイミングで、制御ＩＣ４から駆動信号が与えられ、ＭＯＳＦＥＴにソースからドレイン方向に電流が流れる。この時の電圧はダイオードの順方向降下電圧よりも低くなるため損失が低減される。また、整流動作から還流動作への移行又は還流動作から整流動作への移行はＭＯＳＦＥＴＱ２とＱ３のオン信号期間に重なりがあると変圧器の二次巻線を短絡して素子破壊につながるため、オン信号期間に重なりが無いようにデッドタイムを設けて駆動する。制御ＩＣ４の電源端子であるＶｃｃとＧＮＤとの間には電源用コンデンサＣ１が接続され、このコンデンサＣ１は平滑用のコンデンサＣｏと並列接続される。即ち制御ＩＣ４には平滑用のコンデンサＣｏから直流電源が供給される。

図８（ｂ）においては、ＩＣ５はＭＯＳＦＥＴＱ２、Ｑ３駆動用の制御ＩＣ（集積回路）であり、その制御動作は、図８（ａ）と同様である。ＩＣ５の電源端子であるＶｃｃとＧＮＤとの間にはコンデンサＣ１が接続され、さらに端子Ｖｃｃと変圧器Ｔｒの二次巻線ｎ２の一端とリアクトルＬとの接続点との間には、抵抗Ｒ３とダイオードＤ３との直列回路が接続される。従って、制御ＩＣ５には変圧器Ｔｒの二次巻線ｎ２から抵抗Ｒ３とダイオードＤ３を介して電源が供給される。

特許第４０９４７２７号公報

上述のように、同期整流用半導体スイッチとしてのダイオードとＭＯＳＦＥＴの逆並列接続回路においては、ダイオードが順方向に電流を流している状態から逆方向に電圧が印加されるモードがあり、この時ダイオードの逆回復に伴うサージ電圧が発生する。このサージ電圧は半導体素子に電圧ストレスを与えると共に放射ノイズや伝導ノイズの原因となる。これを回避する手段として、スナバを半導体スイッチに並列接続する方法があるが、部品点数の増加、損失の増加が問題となる。従って、本発明の課題は部品点数の増加を最小限に抑制し、損失の小さな同期整流回路を提供することを課題とする。

第1の発明においては、直流電源から半導体スイッチで変圧器の一次巻線をオンオフ駆動し、二次巻線電圧を同期整流するフォワード型の直流−直流変換装置において、整流用の第1のダイオードと第1のＭＯＳＦＥＴとの逆並列回路の両端に逆阻止形の半導体スイッチとコンデンサとを直列接続した第1のスナバ回路を並列接続し、前記第1のスナバ回路が接続されたＭＯＳＦＥＴの制御回路用電源に前記第1のスナバ回路のコンデンサの両端を接続し、前記コンデンサ電圧を前記制御回路電源電圧の許容範囲内に調整するための信号、又は前記逆阻止形半導体スイッチを前記第1のＭＯＳＦＥＴの両端電圧と同期した信号と前記コンデンサ電圧を前記制御回路電源電圧の許容範囲内に調整するための信号とから求めた信号、で前記逆阻止形の半導体スイッチを駆動する。

第２の発明においては、直流電源から半導体スイッチで変圧器の一次巻線をオンオフ駆動し、二次巻線電圧を同期整流するフォワード型の直流−直流変換装置において、還流用の第２のダイオードと第２のＭＯＳＦＥＴとの逆並列回路の両端に逆阻止形の半導体スイッチとコンデンサとを直列接続した第２のスナバ回路を並列接続し、前記第２のスナバ回路が接続されたＭＯＳＦＥＴの制御回路用電源に前記第２のスナバ回路のコンデンサの両端を接続し、前記コンデンサ電圧を前記制御回路電源電圧の許容範囲内に調整するための信号、又は前記逆阻止形半導体スイッチを前記第２のＭＯＳＦＥＴの両端電圧と同期した信号と前記コンデンサ電圧を前記制御回路電源電圧の許容範囲内に調整するための信号とから求めた信号、で前記逆阻止形の半導体スイッチを駆動する。

第３の発明においては、直流電源から半導体スイッチで変圧器の一次巻線をオンオフ駆動し、二次巻線電圧を同期整流するフォワード型の直流−直流変換装置において、一端が互いに接続された整流用の第1のダイオードと第1のＭＯＳＦＥＴとを逆並列接続した第1の逆並列回路と還流用の第２のダイオードと第２のＭＯＳＦＥＴとを逆並列接続した第2の逆並列回路と、前記第1の逆並列回路の他端に一端が接続された第1の逆阻止形半導体スイッチと、前記第2の逆並列回路の他端に一端が接続された第2の逆阻止形半導体スイッチと、前記第1の逆阻止形半導体スイッチの他端と前記第2の逆阻止形半導体スイッチの他端との接続点と前記第1及び第2の逆並列回路の接続点との間に接続されたコンデンサと、を備え、前記コンデンサの両端を前記第1及び第2のＭＯＳＦＥＴの制御回路用電源に接続し、前記コンデンサ電圧を前記制御回路電源電圧の許容範囲内に調整するための信号、又は前記第1又は第2のＭＯＳＦＥＴの両端電圧と同期した信号と前記コンデンサ電圧を前記制御回路電源電圧の許容範囲内に調整するための信号とから求めた信号、で前記第1及び第2の逆阻止形半導体スイッチを駆動する。

第４の発明においては、第１〜第３の発明における前記コンデンサと並列に半導体スイッチと抵抗との直列回路を接続する。
第５の発明においては、第1〜第４の発明における前記コンデンサ又は逆阻止形半導体スイッチと直列に抵抗を接続する。

第６の発明においては、第１〜第５の発明における前記第1又は第2のＭＯＳＦＥＴの両端電圧と同期した信号は、前記第1又は第2のＭＯＳＦＥＴのゲート駆動信号と同期させる。

第７の発明においては、第１〜第５の発明における前記第1又は第2のＭＯＳＦＥＴの両端電圧と同期した信号は、前記第1又は第2のＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間電圧のレベルを基準値と比較して得られた信号と同期させる。

第８の発明においては、直流電源から半導体スイッチで変圧器の一次巻線をオンオフ駆動し、二次巻線電圧を同期整流するフライバック型の直流−直流変換装置において、整流用のダイオードが逆並列接続されたＭＯＳＦＥＴと、前記ＭＯＳＦＥＴと並列接続される逆阻止形半導体スイッチとコンデンサとの直列回路からなるスナバ回路と、を備え、前記コンデンサの両端を前記ＭＯＳＦＥＴの制御回路用電源に接続し、前記コンデンサ電圧を前記制御回路電源電圧の許容範囲内に調整するための信号、又はＭＯＳＦＥＴの両端電圧と同期した信号と前記コンデンサ電圧を前記制御回路電源電圧の許容範囲内に調整するための信号とから求めた信号、で前記逆阻止形半導体スイッチを駆動する。

第９の発明においては、第８の発明における前記コンデンサと並列に半導体スイッチと抵抗との直列回路を接続する。
第１０の発明においては、第８又は第９の発明における前記コンデンサ又は前記逆阻止形半導体スイッチと直列に抵抗を接続する。

第１１の発明においては、第８〜第１０の発明における前記ＭＯＳＦＥＴの両端電圧と同期した信号は、前記ＭＯＳＦＥＴのゲート駆動信号と同期させる。
第１２の発明においては、第８〜第１０の発明における前記ＭＯＳＦＥＴの両端電圧と同期した信号は、前記ＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間電圧のレベルを基準値と比較して得られた信号と同期させる。

本発明では、従来から用いられている同期整流回路制御用ＩＣ（集積回路）の電源に接続されているコンデンサが同期整流用ＭＯＳＦＥＴと並列接続されるように逆阻止形半導体スイッチを用いて回路を構成する。この逆阻止形半導体スイッチは、同期整流用ＭＯＳＦＥＴの駆動信号又は同期整流用ＭＯＳＦＥＴの両端電圧と同期した信号と、ＩＣ電源に接続されたコンデンサ電圧をＩＣの上限と下限の許容値内に制御する信号とで駆動するようにしている。この結果、同期整流用ＭＯＳＦＥＴの両端には逆阻止形半導体スイッチとコンデンサからなるスナバが接続され、サージ電圧が抑制される。また、コンデンサで吸収されたエネルギーは同期整流回路制御用ＩＣの電源として消費される。また追加部品はＩＣ内部に内蔵可能な逆阻止形半導体スイッチとその駆動回路だけとなり小型化が可能となる。

本発明の第１の実施例を示す回路図である。図１の制御動作を説明するための第１の動作説明図である。図１の制御動作を説明するための第２の動作説明図である。本発明の第２の実施例を示す回路図である。本発明の第３の実施例を示す回路図である。図５の動作を説明するための動作波形図である。本発明の第４の実施例を示す回路図である。従来例を示す回路図である。

本発明の要点は、ダイオードと逆並列接続されたＭＯＳＦＥＴで構成される同期整流用半導体スイッチの両端に逆阻止形半導体スイッチとコンデンサからなるスナバを接続し、逆阻止形半導体スイッチの駆動信号は、同期整流用半導体スイッチ（ＭＯＳＦＥＴ）の駆動信号又は両端電圧と同期した信号と、コンデンサ電圧をＩＣ電源の許容値に抑制するための信号とで構成するようにしている点である。

図１に、本発明の第1の実施例を示す。フォワード形直流−直流変換回路の整流用の同期整流用半導体スイッチと還流用の同期整流用半導体スイッチ各々に本発明を適用した場合の実施例である。変圧器Ｔｒの一次巻線ｎ１は直流電源ＤＰと半導体スイッチ（ＭＯＳＦＥＴ）Ｑ１で駆動される。ＭＯＳＦＥＴＱ１がオンの期間に蓄積された変圧器Ｔｒの磁気エネルギーは三次巻線ｎ３とダイオードＤａでＭＯＳＦＥＴＱ１がオフの期間にリセットされる。変圧器Ｔｒの二次巻線ｎ２の一端はリアクトルＬの一端に、他端はダイオード（第1のダイオード）が逆並列接続された整流用ＭＯＳＦＥＴＱ２（第1のＭＯＳＦＥＴ）のドレインに、リアクトルＬの一端とＭＯＳＦＥＴＱ２のソースとの間にはダイオード（第2のダイオード）が逆並列接続された還流用のＭＯＳＦＥＴＱ３（第2のＭＯＳＦＥＴ）が、リアクトルＬの他端とＭＯＳＦＥＴＱ２のソースとの間には平滑用コンデンサＣｏと負荷ＬＤの並列回路が、各々接続される。

また、整流用ＭＯＳＦＥＴＱ２の両端には逆阻止形半導体スイッチＳ１とコンデンサＣ１の直列回路が、還流用ＭＯＳＦＥＴＱ３の両端には逆阻止形半導体スイッチＳ２とコンデンサＣ２の直列回路（スナバ回路）が、逆阻止形半導体スイッチＳ１とコンデンサＣ１の接続点とコンデンサＣｏの正極Ｐｏとの間にはダイオードＤ１が、逆阻止形半導体スイッチＳ２とコンデンサＣ２の接続点とコンデンサＣｏの正極Ｐｏとの間にはダイオードＤ２が、各々接続される。ここで、ダイオードＤ１、Ｄ２は出力電圧の大きさ等に応じて設けるもので、必ずしも必要ではない。また、ＭＯＳＦＥＴＱ２と逆阻止形半導体スイッチＳ１を駆動する制御駆動部ＣＵ１の電源ＶｃｃとＧＮＤはコンデンサＣ１に、ＭＯＳＦＥＴＱ３と逆阻止形半導体スイッチＳ２を駆動する制御駆動部ＣＵ２の電源ＶｃｃとＧＮＤはコンデンサＣ２に、各々接続される。ここで、ダイオードを逆並列接続したＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２、Ｑ３）のターンオフ動作が急峻な場合には、逆阻止形半導体スイッチＳ１とコンデンサＣ１の直列回路及び逆阻止形半導体スイッチＳ２とコンデンサＣ２の直列回路には、さらに抵抗を直列接続することにより、コンデンサへの急峻な電流の流れ込みを抑制できる。

このような構成における動作を図２、図３に基づいて説明する。逆阻止形半導体スイッチＳ１とＳ２の動作は同じであるので、Ｓ１について説明する。図２は、図1の回路構成におけるコンデンサＣ１の電圧を許容値内に抑制するための第1の実施例である。図２（ａ）が詳細回路図、図２（ｂ）が動作波形図である。コンデンサＣ１の電圧Ｖｃｃの上限許容値Vth2を判定するコンパレータＣＰ２と下限許容値よりも高い電圧Vth1を判定するコンパレータＣＰ１が備えられる。コンデンサＣ１の電圧ＶｃｃがVth1を下回ると逆阻止形半導体スイッチＳ１をオンし、同期整流用ＭＯＳＦＥＴＱ２の両端電圧ＶＤ３に電圧が印加されるとコンデンサＣ１が充電され、電圧Ｖｃｃが上昇する。電圧ＶｃｃがVth2に達すると逆阻止形半導体スイッチＳ１をオフすることにより、電圧Ｖｃｃが低下する。

このような動作を繰り返すことにより、電圧Ｖｃｃをほぼ一定に保ちながら、制御ＩＣ１の駆動動作が可能となる。尚、電圧ＶｃｃがVth1を下回った後、同期整流用ＭＯＳＦＥＴＱ２の両端電圧ＶＤ３に電圧が印加されないと、電圧ＶｃｃはＩＣ１の動作下限電圧まで低下するが、この時は電圧ＶｃｃがＩＣ１の動作下限電圧以上になるまで、機能を停止する。

図３は、図1の回路構成におけるコンデンサＣ１の電圧を許容値内に抑制するための第２の実施例である。図３（ａ）が詳細回路図、図３（ｂ）が動作波形図である。図２の実施例との違いは、逆阻止形半導体スイッチＳ１をオンするタイミングを同期整流用ＭＯＳＦＥＴＱ２の両端に電圧ＶＤ３が印加されるタイミングに同期させている点である。VthDはＭＯＳＦＥＴＱ２の両端電圧ＶＤ３の電圧がＶｃｃの電圧に対して十分高くなっていることを確認するための閾値で制御駆動部ＣＵ４内に設ける。この実施例の場合、Vth1の必要性はない。また、効果は図２の実施例と同様である。

図４に、本発明の第２の実施例を示す。実施例１では、整流用ＭＯＳＦＥＴＱ２と還流用ＭＯＳＦＥＴＱ３とに各々逆阻止形半導体スイッチとコンデンサの直列回路をスナバとして接続したが、本実施例ではコンデンサを共用化した実施例である。この構成の場合、制御駆動部をＣＵ５一つにまとめることが可能である。整流用ＭＯＳＦＥＴＱ２のドレインとソースとの間には、逆阻止形半導体スイッチＳ１とコンデンサＣｓの直列回路が接続され、還流用ＭＯＳＦＥＴＱ３のドレインと逆阻止形半導体スイッチＳ１とコンデンサＣｓの接続点との間には逆阻止形半導体スイッチＳ２が接続される。また、逆阻止形半導体スイッチＳ１とコンデンサＣｓとの接続点と直流出力の平滑用コンデンサの正極Ｐｏとの間にはダイオードＤ１が接続される。ここで、ダイオードＤ１は出力電圧の大きさなどの回路条件等に応じて設けるもので、必ずしも必要ではない。また、ダイオードを逆並列接続したＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２、Ｑ３）のターンオフ動作が急峻な場合には、逆阻止形半導体スイッチ（Ｓ１、Ｓ２）又はコンデンサＣｓと直列に抵抗を接続することにより、コンデンサへの急峻な電流の流れ込みを抑制できる。

逆阻止形半導体スイッチＳ１とＳ２の動作は実施例１と同様であるが、コンデンサＣｓは１個となり、部品点数を削減できる。また、コンデンサＣｓを充電する回数が１周期の中で、整流用ＭＯＳＦＥＴＱ２のオフ時と還流用ＭＯＳＦＥＴＱ３のオフ時の２回となるため、コンデンサＣｓの容量を減らすことができる。

図５に、本発明の第３の実施例を示す。図１に示した本発明の第１の実施例回路において、コンデンサＣ１と並列に半導体スイッチＳ３と抵抗Ｒ１の直列回路を、コンデンサＣ２と並列に半導体スイッチＳ４と抵抗Ｒ２の直列回路を、各々接続した構成である。実施例２や後述の実施例４についても同様に適用可能である。
図６に動作図を示す。図６（ａ）が詳細回路図、図６（ｂ）が動作波形図である。半導体スイッチＳ３とＳ４の動作は同じであるので、Ｓ３について説明する。

整流用ＭＯＳＦＥＴＱ２のターンオフ時の両端電圧ＶＤ３には、負荷ＬＤの大きさ、回路中の寄生容量、インダクタンスなどにより、サージ電圧が発生する。実施例１又は２においては、逆阻止形半導体スイッチＳ１がオフの期間に消費されるコンデンサＣ１のエネルギーは制御ＩＣのみである。このため、ＩＣの消費電力がコンデンサＣ１に蓄積されるエネルギーに対して小さい場合には、コンデンサＣ１の電圧の低下は緩やかになり、逆阻止形半導体スイッチＳ１は毎スイッチングサイクル毎にオンしなくなる。その結果、コンデンサＣ１を整流用ＭＯＳＦＥＴＱ２のターンオフ時のサージ吸収に用いることが難しくなる。

この問題を解決するのが実施例３である。図６（ａ）に示すように、コンデンサＣ１と並列に半導体スイッチＳ３と抵抗Ｒ１の直列回路を接続する。制御ＩＣ３においては、整流用ＭＯＳＦＥＴＱ２がオンするタイミングで充電用逆阻止形半導体スイッチＳ１をオンさせる。整流用ＭＯＳＦＥＴＱ２の電流が零になる前に整流用ＭＯＳＦＥＴＱ２はオフされるので、それに同期して放電用半導体スイッチＳ３をオンさせる。整流用ＭＯＳＦＥＴＱ２の電流が零になると整流用ＭＯＳＦＥＴＱ２の両端電圧ＶＤ３はサージ波形を含んだ電圧波形となるが、この電圧波形でコンデンサＣ１を充電すると共に、過剰なエネルギーは抵抗Ｒ１で消費される。コンデンサＣ１の電圧ＶｃｃがVth2になると、逆阻止形半導体スイッチＳ１はオフされ、電圧Ｖｃｃが過電圧になるのを抑制する。この時、半導体スイッチＳ３はオンされ続け、電圧ＶｃｃがVth1まで低下するとオフとなる。その後はコンデンサＣ１の電圧ＶｃｃはＩＣ３の消費電力で徐々に低下する。
尚、整流用ＭＯＳＦＥＴＱ２のオンオフタイミングは、実施例１で説明したいずれの場合でも実現可能である。

図７に、本発明の第４の実施例を示す。フライバック形直流−直流変換回路の同期整流用ＭＯＳＦＥＴＱ２に本発明を適用した場合の実施例である。変圧器Ｔｒの一次巻線ｎ１を直流電源ＤＰとＭＯＳＦＥＴＱ１で駆動すると変圧器Ｔｒに磁気エネルギーが蓄積され、ＭＯＳＦＥＴＱ１をオフすると二次巻線Ｎ２→コンデンサＣｏと負荷ＬＤの並列回路→ＭＯＳＦＥＴＱ２の経路でエネルギーが負荷ＬＤに供給される。他の実施例と同様にＭＯＳＦＥＴＱ２の両端には逆阻止形半導体スイッチＳ１とコンデンサＣ１との直列回路が接続され、コンデンサＣ１は制御駆動部ＣＵ１の電源に接続される。このような構成における動作は実施例１〜３と同様である。また、実施例３と同様にコンデンサC１と並列に半導体スイッチ３と抵抗Ｒ１との直列回路を接続することができる。

尚、同期整流用の半導体スイッチとして、ダイオードを逆並列接続したＭＯＳＦＥＴの例（Ｑ２、Ｑ３）を示したが、ダイオードはＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードでも同様に実現可能である。

本発明は、同期整流回路を用いるスイッチング電源やＤＣ−ＤＣコンバータなどへの適用、或いはこれらの電源を制御する集積回路（ＩＣ）への適用が可能である。

Ｑ１〜Ｑ３・・・半導体スイッチ（ＭＯＳＦＥＴ）Ｔｒ・・・変圧器
Ｄ１〜Ｄ３、Ｄａ・・・ダイオードＬ・・・リアクトル
Ｓ１、Ｓ２・・・逆阻止形半導体スイッチＬＤ・・・負荷
Ｃ１〜Ｃ３、Ｃｓ、Ｃｏ・・・コンデンサＣＵ１〜ＣＵ８・・・制御駆動部
ＩＣ１〜ＩＣ５・・・集積回路（ＩＣ）ＣＰ１、ＣＰ２・・・コンパレータ
Ｓ３、Ｓ４・・・半導体スイッチＲ１〜Ｒ３・・・抵抗

Claims

直流電源から半導体スイッチで変圧器の一次巻線をオンオフ駆動し、二次巻線電圧を同期整流するフォワード型の直流−直流変換装置において、
整流用の第1のダイオードと第1のＭＯＳＦＥＴとの逆並列回路の両端に逆阻止形の半導体スイッチとコンデンサとを直列接続した第1のスナバ回路を並列接続し、前記第1のスナバ回路が接続されたＭＯＳＦＥＴの制御回路用電源に前記第1のスナバ回路のコンデンサの両端を接続し、前記コンデンサ電圧を前記制御回路電源電圧の許容範囲内に調整するための信号、又は前記逆阻止形半導体スイッチを前記第1のＭＯＳＦＥＴの両端電圧と同期した信号と前記コンデンサ電圧を前記制御回路電源電圧の許容範囲内に調整するための信号とから求めた信号、で前記逆阻止形の半導体スイッチを駆動することを特徴とする直流−直流変換装置。
直流電源から半導体スイッチで変圧器の一次巻線をオンオフ駆動し、二次巻線電圧を同期整流するフォワード型の直流−直流変換装置において、
還流用の第２のダイオードと第２のＭＯＳＦＥＴとの逆並列回路の両端に逆阻止形の半導体スイッチとコンデンサとを直列接続した第２のスナバ回路を並列接続し、前記第２のスナバ回路が接続されたＭＯＳＦＥＴの制御回路用電源に前記第２のスナバ回路のコンデンサの両端を接続し、前記コンデンサ電圧を前記制御回路電源電圧の許容範囲内に調整するための信号、又は前記逆阻止形半導体スイッチを前記第２のＭＯＳＦＥＴの両端電圧と同期した信号と前記コンデンサ電圧を前記制御回路電源電圧の許容範囲内に調整するための信号とから求めた信号、で前記逆阻止形の半導体スイッチを駆動することを特徴とする直流−直流変換装置。
直流電源から半導体スイッチで変圧器の一次巻線をオンオフ駆動し、二次巻線電圧を同期整流するフォワード型の直流−直流変換装置において、一端が互いに接続された整流用の第1のダイオードと第1のＭＯＳＦＥＴとを逆並列接続した第1の逆並列回路と還流用の第２のダイオードと第２のＭＯＳＦＥＴとを逆並列接続した第2の逆並列回路と、前記第1の逆並列回路の他端に一端が接続された第1の逆阻止形半導体スイッチと、前記第2の逆並列回路の他端に一端が接続された第2の逆阻止形半導体スイッチと、前記第1の逆阻止形半導体スイッチの他端と前記第2の逆阻止形半導体スイッチの他端との接続点と前記第1及び第2の逆並列回路の接続点との間に接続されたコンデンサと、を備え、前記コンデンサの両端を前記第1及び第2のＭＯＳＦＥＴの制御回路用電源に接続し、前記コンデンサ電圧を前記制御回路電源電圧の許容範囲内に調整するための信号、又は前記第1又は第2のＭＯＳＦＥＴの両端電圧と同期した信号と前記コンデンサ電圧を前記制御回路電源電圧の許容範囲内に調整するための信号とから求めた信号、で前記第1及び第2の逆阻止形半導体スイッチを駆動することを特徴とする直流−直流変換装置。
前記コンデンサと並列に半導体スイッチと抵抗との直列回路を接続することを特徴とする請求項１〜３のいずれか1項に記載の直流−直流変換装置。
前記コンデンサ又は前記逆阻止形半導体スイッチと直列に抵抗を接続することを特徴とする請求項１〜４のいずれか1項に記載の直流−直流変換装置。
前記第1又は第2のＭＯＳＦＥＴの両端電圧と同期した信号は、前記第1又は第2のＭＯＳＦＥＴのゲート駆動信号と同期させることを特徴とする請求項１〜５のいずれか1項に記載の直流−直流変換装置。
前記第1又は第2のＭＯＳＦＥＴの両端電圧と同期した信号は、前記第１又は第２のＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間電圧のレベルを基準値と比較して得られた信号と同期させることを特徴とする請求項１〜５のいずれか1項に記載の直流−直流変換装置。
直流電源から半導体スイッチで変圧器の一次巻線をオンオフ駆動し、二次巻線電圧を同期整流するフライバック型の直流−直流変換装置において、
整流用のダイオードが逆並列接続されたＭＯＳＦＥＴと、前記ＭＯＳＦＥＴと並列接続される逆阻止形半導体スイッチとコンデンサとの直列回路からなるスナバ回路と、を備え、前記コンデンサの両端を前記ＭＯＳＦＥＴの制御回路用電源に接続し、前記コンデンサ電圧を前記制御回路電源電圧の許容範囲内に調整するための信号、又はＭＯＳＦＥＴの両端電圧と同期した信号と前記コンデンサ電圧を前記制御回路電源電圧の許容範囲内に調整するための信号とから求めた信号、で前記逆阻止形半導体スイッチを駆動することを特徴とする直流−直流変換装置。
前記コンデンサと並列に半導体スイッチと抵抗との直列回路を接続することを特徴とする請求項８に記載の直流−直流変換装置。
前記コンデンサ又は前記逆阻止形半導体スイッチと直列に抵抗を接続することを特徴とする請求項８又は９に記載の直流−直流変換装置。
前記ＭＯＳＦＥＴの両端電圧と同期した信号は、前記ＭＯＳＦＥＴのゲート駆動信号と同期させることを特徴とする請求項８〜１０のいずれか1項に記載の直流−直流変換装置。
前記ＭＯＳＦＥＴの両端電圧と同期した信号は、前記ＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間電圧のレベルを基準値と比較して得られた信号と同期させることを特徴とする請求項８〜１０のいずれか1項に記載の直流−直流変換装置。