JP3582721B2 - Dc−dcコンバータ - Google Patents
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【発明の属する技術分野】
本発明は、半導体スイッチング素子の開閉動作に同期して動作する出力側の整流器による整流回路を具備するDC−DCコンバータにおいて、同出力側の整流器の逆方向スパイク電流および逆方向スパイク電圧を抑制するために用いられる可飽和リアクトルを使用した磁気スナバを有するDC−DCコンバータに関するものである。
【0002】
【従来の技術】
DC−DCコンバータでは小型化が重要な課題であり、小型化を図る一手法としてスイッチング周波数を高めることにより、DC−DCコンバータにおいて大きなスペースを占めるパワートランスや出力平滑チョークコイルなどの磁性部品、および出力平滑コンデンサを小型化する手法が広く採用されている。
DC−DCコンバータを高周波化するためには、スイッチング速度が速くスイッチング損失の小さな半導体スイッチング素子を採用する必要がある。しかし、スイッチング速度が速い半導体スイッチング素子を使用することは、一方で、伝導ノイズや輻射ノイズを増加させることにつながる。
【0003】
最も代表的なDC−DCコンバータの1つとして、図6に示す2相半波整流方式フル・ブリッジDC−DCコンバータがある。図6において、1は入力直流電源、2−1、2−2、2−3、2−4は半導体スイッチング素子、3はパワートランス、4はパワートランス3の1次巻線、5と6はパワートランス3の2次巻線、7および8はダイオード、9は出力平滑チョークコイル、10は出力平滑コンデンサ、11および12は出力端子、13は負荷である。
【0004】
図6のDC−DCコンバータでは、半導体スイッチング素子2−1と2−3の組、およびスイッチング素子2−2と2−4の組が交互に開閉動作をすることにより、パワートランス3の2次側に電力を送り出す構成となっている。本コンバータにおいて、出力平滑チョークコイル9を流れる電流が常に零以上である所謂電流連続の条件を満足していれば、入力直流電源1の電圧Eと出力電圧Voの間には、半導体スイッチング素子2−1と2−3の組のオン期間Ton1、および半導体スイッチング素子2−2と2−4の組のオン期間Ton2が等しくTon1=Ton2=Tonの関係にあり、スイッチング周波数fの逆数をTpとして(2・Ton)/Tpで定義されるオンデューティー比をDonとすると以下のような関係にある。
Vo=(Ns/Np)・E・Don−Vf−R・Io (V) (1)
Vf:ダイオードの順方向電圧降下(V)
Np:パワートランス3の1次巻線4の巻数
Ns:パワートランス3の2次巻線5および6の巻数
R:各部の抵抗の和(Ω)
Io:負荷電流(A)
したがって、通常の2相半波整流方式フル・ブリッジDC−DCコンバータでは、Voを一定に保つため、Eの変動や負荷電流Ioの変化に伴うDC−DCコンバータ内部の電圧降下の変動を、Donを変化させることによって制御するPWM制御が行われている。
【0005】
ところで、図6のDC−DCコンバータにおいて、半導体スイッチング素子2−1と2−3の組がターンオン直後の短時間にダイオード8に逆方向スパイク電流が流れ、半導体スイッチング素子2−2と2−4の組がターンオン直後の短時間にダイオード7に逆方向スパイク電流が流れる。これらのスパイク電流は、ダイオード7および8の整流特性が理想とは異なるために生じるものである。
【0006】
理想的ダイオードでは、アノードとカソード間が順バイアスされ順方向電流が流れている状態から逆バイアスされた場合、順方向電流は瞬時に零となり、逆バイアスされている期間に逆方向スパイク電流が流れることはない。
しかし、実際のダイオードでは、アノードとカソード間が順バイアスされ順方向電流が流れている状態から逆バイアスされた場合、pn接合間に蓄積された少数キャリアが消滅するまでにある程度の時間がかかることから、この間に逆方向のスパイク電流が流れてしまう。この現象はリバースリカバリと呼ばれており、この間に流れる逆方向スパイク電流はリバースリカバリ電流とも呼ばれている。
【0007】
この逆方向スパイク電流によりダイオードのアノードとカソード間には逆方向スパイク電圧が生じ、このスパイク電圧と前記逆方向スパイク電流の積が逆方向スイッチング損失となるほか、この逆方向スパイク電圧が同ダイオードの逆方向耐電圧を超え同ダイオードが破壊に至ることもある。また、このダイオードの逆方向スパイク電流と逆方向スパイク電圧が、DC−DCコンバータの雑音端子電圧と輻射雑音の主要因の1つである。
【0008】
上記ダイオードのリバースリカバリに起因するDC−DCコンバータの問題点を対策するため、特公平6−1733号、特公平7−77167号、あるいは堀内他、「スパイク低減用アモルファス磁心の動特性とその応用について」電気学会マグネティクス研究会資料MAG−86−47(1986年)に開示されるようにコバルト基非晶質軟磁性合金薄帯巻磁心やナノ結晶軟磁性合金薄帯巻磁心を用いた可飽和リアクトル21および22を、図7に示すように、各々、ダイオード7および8と直列接続して、逆方向スパイク電流の波高値を制限することにより、ダイオード7および8の逆方向スパイク電圧を逆方向耐電圧以下に抑制して、ダイオード7および8の逆方向スイッチング損失を抑制してその安全動作を図るとともに、同DC−DCコンバータの雑音端子電圧と輻射雑音を低減する手法が広く用いられている。
【0009】
図7のDC−DCコンバータにおける可飽和リアクトル21と22の動作を図4の可飽和リアクトル21のB−Hループ概念図、および図5の可飽和リアクトル22のB−Hループ概念図を用いて説明する。図4、および図5において破線で示すのは直流B−Hループの概念図、実線で示すのは図7のDC−DCコンバータに実装したときの動作B−Hループ概念図である。
なお、以下の説明では、出力平滑チョークコイル9を流れる電流が常に零以上である所謂電流連続の条件を満足し、出力電圧をVoとするためのPWM制御が行われているとする。
【0010】
図7のDC−DCコンバータにおいて、半導体スイッチング素子2−2と2−4の組がターンオフ後、半導体スイッチング素子2−1と2−3の組、および半導体スイッチング素子2−2と2−4の組が何れもオフの状態のとき、半導体スイッチング素子2−2と2−4の組がオンの期間に出力平滑チョークコイル9に蓄積されたエネルギーが出力平滑コンデンサ10と負荷13の並列回路を介し、パワートランス3の2次巻線5、可飽和リアクトル21およびダイオード7の直列回路、ならびにパワートランス3の2次巻線6、可飽和リアクトル22およびダイオード8の直列回路を経由して電流が流れることにより出力平滑コンデンサ10と負荷13の並列回路に供給される。このときパワートランス3の2次巻線5、可飽和リアクトル21およびダイオード7の直列回路、およびパワートランス3の2次巻線6、可飽和リアクトル22およびダイオード8の直列回路には、各々、平滑チョークコイル9に流れる電流の1/2ずつの電流が流れている。このとき、可飽和リアクトル21の動作点は図4のa点、可飽和リアクトル22の動作点は図5のα点にある。
【0011】
上記の状態から前記半導体スイッチング素子2−1と2−3の組がターンオンすると、パワートランス3の2次巻線5には図示黒丸を正極とする電圧が誘起し、可飽和リアクトル21、ダイオード7、出力平滑チョークコイル9を介して出力平滑コンデンサ10と負荷13の並列回路に印加さる。この結果、可飽和リアクトル21には負荷13に応じた電流が流れ、その動作点は図4のa点からb点に向かって変化する。
【0012】
また、上記とは別に、前記半導体スイッチング素子2−1と2−3の組がターンオンした瞬間に、パワートランス3の2次巻線5および6の図示黒丸を正極として誘起した電圧は、可飽和リアクトル21、ダイオード7を介して、ダイオード8と可飽和リアクトル22の直列回路にも印加される。このとき、前記ダイオード8はリバースリカバリによりオン状態にあり、いわゆる逆方向スパイク電流が流れる。
【0013】
このため、可飽和リアクトル22の磁束密度は、図5のα点からβ点を経由してγ点まで変化するが、β点からγ点まで変化する期間の可飽和リアクトル22のインダクタンスは極めて高いため、前記2次巻線5と6に誘起した電圧のほとんどは可飽和リアクトル22に印加されることになる。
【0014】
ここで、前記ダイオード8の逆方向スパイク電流の波高値Irrは、可飽和リアクトル22の磁束密度が図5の第3象限側で飽和することがない限り、図5の磁化力Hrrで近似的に求められる下記の値に抑制することができる。
Irr≒(Hrr・le)/N (A) (2)
le:可飽和リアクトル22の平均磁路長(m)
N :可飽和リアクトル22の巻数
ところで、ダイオードがリカバリ期間に逆方向に放出する電荷量はそのダイオードの特性により定まることが知られている。そこで、前記ダイオード8がリバースリカバリ期間に放出する電荷量をQとすると、リバースリカバリ時間Trrは前記(2)式で定まるIrrにより次式を用いて近似的に求められる。
Trr≒Q/Irr (s) (3)
したがって、可飽和リアクトル22の動作磁束密度が図3のα点からβ点を経由してγ点まで変化するときの変化量ΔBは次式を用いて近似的に求めることができる。
ΔB≒(2・(Ns/Np)・E・Trr)/(N・Ae) (T) (4)
Ae:可飽和リアクトル22の有効断面積(m3)
ダイオード8のリバースリカバリが終了するとダイオード8はオフ状態となり、可飽和リアクトル22の動作点は図5のδ点にある。
【0015】
半導体スイッチング素子2−1と2−3の組がターンオフすると、半導体スイッチング素子2−1と2−3の組がオンの期間に出力平滑チョークコイル9に蓄積されたエネルギが放出されることにより同出力平滑チョークコイル9には図示黒丸と反対側を正極とする電圧が誘起し、出力平滑コンデンサ10と負荷13の並列回路を介し、パワートランス3の2次巻線5、可飽和リアクトル21およびダイオード7の直列回路、ならびにパワートランス3の2次巻線6、可飽和リアクトル22およびダイオード8の直列回路に印加される。このため、ダイオード7とダイオード8は順バイアスされてオン状態になるため、可飽和リアクトル21および22には図7の図示黒丸を正極とする電圧が印加される。この結果、可飽和リアクトル21の磁束密度は図4の飽和領域であるb点からa点に向かって移動する。一方、可飽和リアクトル22の動作点は図5のδ点からε点に移動し飽和した後、同可飽和リアクトル22を流れる電流の波高値に対応したα点までその磁束密度はΔBだけ変化する。
【0016】
可飽和リアクトル22の磁束密度が図3のδ点からε点まで動作する期間の可飽和リアクトル22のインダクタンスは極めて高く、この期間に出力平滑チョークコイル9が誘起する電圧のほとんどは同可飽和リアクトル22に印加されることになる。従って、可飽和リアクトル22が図5のδ点からε点まで動作するときに阻止する時間Tbは、近似的に以下の式によって求めることができる。
Tb≒(N・Ae・ΔB)/Vo (s) (5)
【0017】
【発明が解決しようとする課題】
図7のDC−DCコンバータでは、ピーク繰り返し逆電圧の最大定格が高いダイオードを使用しなくてはならない出力電圧の高い場合に、同ダイオードのリバースリカバリ特性が良くないため、同ダイオードの逆方向スパイク電流および逆方向スパイク電流を実用上問題ないレベルまで抑制しようとすると、可飽和リアクトル21および22の温度上昇が大きくて実用にできない問題があった。
【0018】
金属磁性材料を用いた磁心の高周波駆動時の磁心損失は、その大半が渦電流損失によって占められており、この渦電流損失はその材質により、磁心の動作磁束密度ΔBの1乗から2乗の範囲、および磁化速度dB/dtの1乗から2乗の範囲に比例することが知られている。
図7のDC−DCコンバータでは、例えば、駆動周波数20kHz、出力電力数十kW程度の場合を例に取ると、可飽和リアクトル21および22の動作磁束密度ΔBは1T程度、磁化速度dB/dtは十T/μs程度に達する。これらの値を、図7のDC−DCコンバータのパワートランス3と比較すると、前者はほぼ同程度だが後者は2ケタ程度以上大きい。このため、可飽和リアクトル21および22の単位体積あたりの磁心損失はフォワード型DC−DCコンバータの高周波パワートランスに比べて2ケタから4ケタ程度大きいことになり、過大な温度上昇を引き起こす原因となっている。
【0019】
この可飽和リアクトル21および22の磁心には、前記のようにコバルト基非晶質軟磁性合金薄帯巻磁心やナノ結晶軟磁性合金薄帯巻磁心が用いられており、これら巻磁心に外部から直接応力が加わらないようにするためと、これに設ける巻線間との絶縁を図るため、これら巻磁心は、一般にプラスチックケースに収納されたり表面に樹脂コーティングが施されるなどの形態となっている。
【0020】
このため、磁心損失による温度上昇が高すぎる場合には、前記プラスチックケースあるいは表面の樹脂コーティングが焼損することになる。また、コバルト基非晶質軟磁性合金薄帯巻磁心を可飽和リアクトル21および22に使用した場合には、同巻磁心のキュリー温度が高々二百数十℃程度にすぎないため、同巻磁心の温度が百数十℃程度以上に達するとその飽和磁束密度が著しく低下し、ダイオード7および8のリバースリカバリで可飽和リアクトル21および22が図4および図5のB−Hループにおける第3象限側で飽和してしまい本来の機能を発揮できない問題もある他、非晶質軟磁性合金薄帯巻磁心の場合には過大な温度上昇によりその磁気特性が経時変化する問題もある。さらに可飽和リアクトル21および22の過大な温度上昇は、これに設ける巻線や近接して配置される他の部品、あるいはプリント基板などに熱的なストレスを加える結果にもなり好ましくない。
【0021】
また、図7のDC−DCコンバータでは、半導体スイッチング素子2−1と2−3の組、および半導体スイッチング素子2−2と2−4の組がターンオフしたときに、半導体スイッチング素子2−1、2−2、2−3および2−4で大きなスイッチング損失が生じると共に、これらのターンオフ時にダイオード7とダイオード8に生じる大きなリンギング電流が発生し、これによって同ダイオード7と8の損失が生じるとともに、これによる伝導ノイズや輻射ノイズが発生するという問題もあった。
【0022】
なお、以上の説明ではその構成の一例を図7に示す2相半波整流方式フル・ブリッジDC−DCコンバータを例に同コンバータのダイオード7と8のリバースリカバリ対策に可飽和リアクトル21および22を用いた場合の問題点について説明したが、同整流方式を用いたハーフ・ブリッジDC−DCコンバータやプッシュプルコンバータ、単相半波整流方式のフォワードDC−DCコンバータなどの各種DC−DCコンバータ、あるいはカレント・ダブラー整流方式の各種DC−DCコンバータにおいても全く同様の問題があった。
【0023】
本発明の目的は、半導体スイッチング素子の開閉動作に同期して動作する出力側の整流器による整流回路を具備するDC−DCコンバータにおいて、同出力側の整流器の逆方向スパイク電流および逆方向スパイク電圧の抑制に用いられる可飽和リアクトルを使用した磁気スナバを有するDC−DCコンバータで問題になっていた可飽和リアクトルの過大な温度上昇と、前記磁気スナバを用いたことに伴い発生する半導体スイッチング素子の損失、および出力側整流器のリンギング電流の発生と、これに伴う損失、伝導ノイズおよび輻射ノイズの発生を抑制した磁気スナバを用いたDC−DCコンバータを提供するものである。
【0024】
【課題を解決するための手段】
本発明は、半導体スイッチング素子の開閉動作に同期して動作する出力側の整流器を具備するDC−DCコンバータにおいて、前記出力側の整流器に、この出力側の整流器に直列接続された可飽和リアクトルと、この可飽和リアクトルの両端に並列接続され前記出力側の整流器と可飽和リアクトルが直列接続されたときに同一の向きとなる第2の整流器からなる磁気スナバ回路を接続してなることを特徴とするDC−DCコンバータである。
【0025】
このような構成とすることによって、磁気スナバ回路による整流器のリバースリカバリ電流と逆方向スパイク電圧抑制効果を持たせるのに必要な可飽和リアクトルのΔBとすることができるため従来方式で問題となっていた可飽和リアクトルの過大な温度上昇を抑制できる。また、従来方式で問題であった可飽和リアクトルによる磁気スナバを用いたことに伴い発生する半導体スイッチング素子の損失、および出力側整流器のリンギング電流の発生と、これに伴う損失、伝導ノイズおよび輻射ノイズの発生を抑制することもできる。
【0026】
本発明において、可飽和リアクトルが結晶粒50nm以下の微細なナノ結晶粒が組織の少なくとも体積全体の50%を占めるナノ結晶軟磁性合金薄帯で構成されている場合、可飽和リアクトルのΔBを1T以上に設定できるとともに、その温度上昇低減効果も大きいため可飽和リアクトルの小型化が図れ好ましい。
【0027】
本発明において、可飽和リアクトルがコバルト基非晶質軟磁性合金薄帯で構成されている場合、特に、可飽和リアクトルの温度上昇を低くすることが可能なため、動作時の使用上限温度が高く、可飽和リアクトルの許容温度上昇が小さく設定されている場合にも実用に供することができ好ましい。
【0028】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施例について図面を参照して詳細に説明する。
(実施例1)
図1は本発明によるDC−DCコンバータの1実施例回路構成ブロック図であり、2相半波整流方式フル・ブリッジDC−DCコンバータでの適用例を示したものである。本実施例では、DC−DCコンバータの仕様を表1のように定めて、図7にその回路構成を示す従来例と比較検討した。
【0029】
【表1】
【0030】
図1において、1は入力直流電源、2−1、2−2、2−3、2−4は半導体スイッチング素子、3はパワートランス、4はパワートランス3の1次巻線、5と6はパワートランス3の2次巻線、21および22は可飽和リアクトル、7,8、23および24はダイオード、9は出力平滑チョークコイル、10は出力平滑コンデンサ、11および12は出力端子、13は負荷である。
なお、本実施例では、半導体スイッチング素子2−1、2−2、2−3および2−4としてIGBT、ダイオード7、8、23および24としてピーク繰り返し逆電圧の最大定格200Vの低損失ファーストリカバリダイオードを使用し、パワートランス3の1次巻線4は32ターン、2次巻線5および6はいずれも9ターンとした。
【0031】
可飽和リアクトル21および22には表2に示す磁心を用いた。
表2において、磁心イおよびロは片ロール法で製造された鉄を主成分とする幅5mmの非晶質軟磁性合金薄帯を用いて外径15mm、内径10mmのトロイダル形状の巻磁心を構成した後、磁路方向に磁界をを加えながら窒素雰囲気中で結晶化温度以上の温度で熱処理することにより製作した結晶粒径50nm以下の微細な結晶粒がその組織の体積全体の50%以上を占めるナノ結晶軟磁性合金薄帯巻磁心である。
【0032】
磁心ハ、ニ、ホおよびヘは片ロール法で製造されたコバルトを主成分とする幅5mmの非晶質軟磁性合金薄帯を用いて外径15mm、内径10mmのトロイダル形状の巻磁心を構成した後、磁路方向に磁界を加えながら窒素雰囲気中で結晶化温度未満の温度で熱処理することにより製作したコバルト基非晶質軟磁性合金薄帯巻磁心である。
【0033】
磁心トおよびチは前記磁心イおよびロと同一組成で同一の製法により作成された鉄を主成分とする幅5mmの非晶質軟磁性合金薄帯の表面にシリカの絶縁膜を設けた後、外径15mm、内径10mmのトロイダル形状の巻磁心を構成し、これに磁路方向に磁界をを加えながら窒素雰囲気中で結晶化温度以上の温度で熱処理することにより製作した結晶粒径50nm以下の微細な結晶粒がその組織の体積全体の50%以上を占めるナノ結晶軟磁性合金薄帯巻磁心である。
【0034】
【表2】
【0035】
磁心リ、ヌ、ルおよびヲは前記磁心ハ、ニ、ホおよびヘと同一組成で同一の製法により作成されたコバルトを主成分とする幅5mmの非晶質軟磁性合金薄帯の表面にシリカの絶縁膜を設けた後、外径15mm、内径10mmのトロイダル形状の巻磁心を構成し、これに磁路方向に磁界をを加えながら窒素雰囲気中で結晶化温度未満の温度で熱処理することにより製作したコバルト基非晶質軟磁性合金薄帯巻磁心である。
【0036】
表2の磁心イから磁心ヲは、いずれも有効断面積は10mm2、平均磁路長は39.3mmであり、磁心に外部から応力が加わっても変形あるいは破損しないように十分な強度を持ったプラスチックケース内に収納されている。
【0037】
表3に、本発明の図1の回路および従来例である図7の回路において、可飽和リアクトル21および22として、表2の各磁心を用い、入力電圧を320V、負荷電流を25Aとしたときにダイオード7および8の逆方向スパイク電圧をそのピーク繰り返し逆電圧の最大定格200Vの80%である160V以下になるように可飽和リアクトル21および22の巻数を定めたときのその巻数と温度上昇ΔTの比較を示す。
なお、巻線には、表皮効果の影響で巻線の高周波抵抗が増加するのを避けるため直径0.23mmの1種UEWマグネットワイヤーを147本使用したリッツ線を用いた。
また、表3において、例えば、本発明Bのように、磁心ハ+ニ、巻数3と記載されているものは、表2の磁心ハとニを2ヶスタックして、これに3ターンの巻線を施したことを意味する。
【0038】
【表3】
【0039】
可飽和リアクトル21および22の動作時の最大温度は、プラスチックケースおよび1UEWマグネットワイヤーの耐熱温度上限の130℃に対し少なくとも10℃のマージンを持った120℃以下にする必要がある。本実施例のDC−DCコンバータでは、動作時の周囲温度の上限は表1から40℃であるので、DC−DCコンバータケース内部雰囲気の最大温度上昇を30℃として、可飽和リアクトル21および22の最大温度上昇ΔTmaxは50℃以下にする必要がある。
【0040】
表3からわかるように、本発明Aから本発明Dによれば、可飽和リアクトル21および22のΔTはいずれも50℃よりも低いから、何れの場合も実用上問題ないことがわかる。一方、従来例1から4では、可飽和リアクトル21および22のΔTはいずれも50℃を超えており実用にならないことがわかる。
【0041】
また、表3からわかるように結晶粒径50nm以下の微細な結晶粒がその組織の体積全体の50%以上を占めるナノ結晶軟磁性合金薄帯巻磁心を用いた可飽和リアクトル21および22を使用した本発明Aと本発明Cでは、コバルト基非晶質軟磁性合金薄帯巻磁心を用いた可飽和リアクトル21および22を使用した本発明Bと本発明Dに比べて可飽和リアクトル21および22を構成する磁心の数が半分ですみ、小型化の観点から優れていることがわかる。
【0042】
一方、コバルト基非晶質軟磁性合金薄帯巻磁心を用いた可飽和リアクトル21および22を使用した本発明Bと本発明DはそのΔTが何れも40℃より低く、結晶粒径50nm以下の微細な結晶粒がその組織の体積全体の50%以上を占めるナノ結晶軟磁性合金薄帯巻磁心を用いた可飽和リアクトル21および22を使用した本発明Aと本発明Cに比べて、そのΔTをより低減できており、動作時の使用上限温度がより厳しい場合にも適用できるという点において優れていることがわかる。
【0043】
また、軟磁性合金薄帯の表面ににシリカの絶縁膜を設けた磁心を用いた可飽和リアクトル21および22を使用した本発明Cと本発明Dは、何れも絶縁膜を設けない磁心を用いた可飽和リアクトル21および22を使用した本発明Aおよび本発明BよりもそのΔTを低減できており優れることがわかる。なお、本発明Cと本発明Dでは絶縁膜としてシリカを用いたが、絶縁膜の機能としては巻磁心を構成したときに重なり合う軟磁性合金薄膜間の絶縁を有すればよいのであって、他の材質の絶縁膜を設けても良いし、巻磁心を構成後に、巻磁心を構成する軟磁性合金薄帯間に絶縁物を拡散あるいは浸透させるなどの手法を用いても同様の効果が得られる。
【0044】
また、本発明Aから本発明Dでは、従来例1から従来例4との比較で、半導体スイッチング素子2−1、2−2、2−3および2−4のスイッチング損失をトータルで6W以上低減することができた。また、ダイオード7と8のリンギング電流も抑制することができたため出力電圧におけるスパイク電圧も200mVp−p以上改善することができた。
【0045】
(実施例2)
図2は本発明によるDC−DCコンバータの1実施例回路構成ブロック図であり、カレント・ダブラー整流方式フル・ブリッジDC−DCコンバータでの適用例を示したものである。本実施例では、DC−DCコンバータの仕様を前記表1のように定め、図2においてダイオード23および24が用いられていない従来例と比較検討した。
【0046】
図2において、1は入力直流電源、2−1、2−2、2−3、2−4は半導体スイッチング素子、3はパワートランス、4はパワートランス3の1次巻線、5はパワートランス3の2次巻線、21および22は可飽和リアクトル、7,8、23および24はダイオード、14および15は出力平滑チョークコイル、10は出力平滑コンデンサ、11および12は出力端子、13は負荷である。
なお、本実施例では、半導体スイッチング素子2−1、2−2、2−3および2−4としてIGBT、ダイオード7、8、23および24としてピーク繰り返し逆電圧の最大定格400Vの低損失ファーストリカバリダイオードを使用し、パワートランス3の1次巻線4は32ターン、2次巻線5は18ターンとした。
【0047】
可飽和リアクトル21および22には前記実施例1の表2に示す磁心を用いた。
表4に、本発明の図2の回路、および図2においてダイオード23および24が用いられていない回路構成の従来例において、可飽和リアクトル21および22として表2の各磁心を用い、入力電圧を320V、負荷電流を25Aとしたときにダイオード7および8の逆方向スパイク電圧をそのピーク繰り返し逆電圧の最大定格400Vの80%である320V以下になるように可飽和リアクトル21および22の巻数を定めたときのその巻数と温度上昇ΔTの比較を示す。
なお、巻線には、表皮効果の影響で巻線の高周波抵抗が増加するのを避けるため直径0.23mmの1種UEWマグネットワイヤーを147本使用したリッツ線を用いた。
【0048】
【表4】
【0049】
表4からわかるように、本発明Eから本発明Hによれば、可飽和リアクトル21および22のΔTはいずれも50℃よりも低いから実用上問題ないことがわかる。一方、従来例5から8では、可飽和リアクトル21および22のΔTはいずれも50℃を超えており実用にならないことがわかる。
【0050】
また、表4からわかるように結晶粒径50nm以下の微細な結晶粒がその組織の体積全体の50%以上を占めるナノ結晶軟磁性合金薄帯巻磁心を用いた可飽和リアクトル21および22を使用した本発明Eと本発明Gでは、コバルト基非晶質軟磁性合金薄帯巻磁心を用いた可飽和リアクトル21および22を使用した本発明Fと本発明Hに比べて可飽和リアクトル21および22を構成する磁心の数が半分ですみ、小型化の観点から優れていることがわかる。
【0051】
一方、コバルト基非晶質軟磁性合金薄帯巻磁心を用いた可飽和リアクトル21および22を使用した本発明Fと本発明HはそのΔTが何れも40℃より低く、結晶粒径50nm以下の微細な結晶粒がその組織の体積全体の50%以上を占めるナノ結晶軟磁性合金薄帯巻磁心を用いた可飽和リアクトル21および22を使用した本発明Eと本発明Gに比べて、そのΔTをより低減できており、動作時の使用上限温度がより厳しい場合ににも適用できるという点において優れていることがわかる。
【0052】
また、軟磁性合金薄帯の表面ににシリカの絶縁膜を設けた磁心を用いた可飽和リアクトル21および22を使用した本発明Gと本発明Hは、何れも絶縁膜を設けない磁心を用いた可飽和リアクトル21および22を使用した本発明Eおよび本発明FよりもそのΔTを低減できており優れることがわかる。なお、本発明Gと本発明Hでは絶縁膜としてシリカを用いたが、絶縁膜の機能としては巻磁心を構成したときに重なり合う軟磁性合金薄膜間の絶縁を有すればよいのであって、他の材質の絶縁膜を設けても良いし、巻磁心を構成後に、巻磁心を構成する軟磁性合金薄帯間に絶縁物を拡散あるいは浸透させるなどの手法を用いても同様の効果が得られる。
【0053】
また、本発明Eから本発明Hでは、従来例5から従来例8との比較で、半導体スイッチング素子2−1、2−2、2−3および2−4のスイッチング損失をトータルで5W以上低減することができた。また、ダイオード7と8のリンギング電流も抑制することができたため出力電圧におけるスパイク電圧も300mVp−p以上改善することができた。
【0054】
(実施例3)
図3は本発明によるDC−DCコンバータの1実施例回路構成ブロック図であり、単相半波整流方式フォワードDC−DCコンバータでの適用例を示したものである。本実施例では、DC−DCコンバータの仕様を表5のように定め、図3においてダイオード23および35が用いられていない従来例と比較検討した。
【0055】
【表5】
【0056】
図3において、1は入力直流電源、2は半導体スイッチング素子、3はパワートランス、4はパワートランス3の1次巻線、5はパワートランス3の2次巻線、31はパワートランス3のリセット巻線、32はダイオード、21および34は可飽和リアクトル、7,23、33および35はダイオード、9は出力平滑チョークコイル、10は出力平滑コンデンサ、11および12は出力端子、13は負荷である。
なお、本実施例では、半導体スイッチング素子2としてパワーMOS−FET、ダイオード7、23、33および35としてピーク繰り返し逆電圧の最大定格400Vの低損失ファーストリカバリダイオードを使用し、パワートランス3の1次巻線4とリセット巻線31の巻数は何れも32ターン、2次巻線5は36ターンとした。
【0057】
可飽和リアクトル21および34には前記実施例1の表2に示す磁心を用いた。
表6に、本発明の図3の回路および図3においてダイオード23および35が用いられていない回路構成の従来例において、可飽和リアクトル21および34として表2の各磁心を用い、入力電圧を180V、負荷電流を20Aとしたときにダイオード7および33の逆方向スパイク電圧をそのピーク繰り返し逆電圧の最大定格400Vの80%である320V以下になるように可飽和リアクトル21および34の巻数を定めたときのその巻数と温度上昇ΔTの比較を示す。
なお、巻線には、表皮効果の影響で巻線の高周波抵抗が増加するのを避けるため直径0.23mmの1種UEWマグネットワイヤーを147本使用したリッツ線を用いた。
【0058】
【表6】
【0059】
表6からわかるように、本発明Iから本発明Lによれば、可飽和リアクトル21および34のΔTはいずれも50℃よりも低いから実用上問題ないことがわかる。一方、従来例9から12では、可飽和リアクトル21および34のΔTはいずれも50℃を超えており実用にならないことがわかる。
【0060】
また、表6からわかるように結晶粒径50nm以下の微細な結晶粒がその組織の体積全体の50%以上を占めるナノ結晶軟磁性合金薄帯巻磁心を用いた可飽和リアクトル21および34を使用した本発明Iと本発明Kでは、コバルト基非晶質軟磁性合金薄帯巻磁心を用いた可飽和リアクトル21および34を使用した本発明Jと本発明Lに比べて可飽和リアクトル21および34を構成する磁心の数が半分ですみ、小型化の観点から優れていることがわかる。
【0061】
一方、コバルト基非晶質軟磁性合金薄帯巻磁心を用いた可飽和リアクトル21および34を使用した本発明Jと本発明LはそのΔTが何れも40℃より低く、結晶粒径50nm以下の微細な結晶粒がその組織の体積全体の50%以上を占めるナノ結晶軟磁性合金薄帯巻磁心を用いた可飽和リアクトル21および24を使用した本発明Iと本発明Kに比べて、そのΔTをより低減できており、動作時の使用上限温度がより厳しい場合ににも適用できるという点において優れていることがわかる。
【0062】
また、軟磁性合金薄帯の表面ににシリカの絶縁膜を設けた磁心を用いた可飽和リアクトル21および34を使用した本発明Kと本発明Lは、何れも絶縁膜を設けない磁心を用いた可飽和リアクトル21および34を使用した本発明Iおよび本発明JよりもそのΔTを低減できており優れることがわかる。なお、本発明Kと本発明Lでは絶縁膜としてシリカを用いたが、絶縁膜の機能としては巻磁心を構成したときに重なり合う軟磁性合金薄膜間の絶縁を有すればよいのであって、他の材質の絶縁膜を設けても良いし、巻磁心を構成後に、巻磁心を構成する軟磁性合金薄帯間に絶縁物を拡散あるいは浸透させるなどの手法を用いても同様の効果が得られる。
【0063】
また、本発明Iから本発明Lでは、従来例9から従来例12との比較で、半導体スイッチング素子2のスイッチング損失を7W以上低減することができた。また、ダイオード7と33のリンギング電流も抑制することができたため出力電圧におけるスパイク電圧も300mVp−p以上改善することができた。
【0064】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、半導体スイッチング素子の開閉動作に同期して動作する出力側の整流器による整流回路を具備するDC−DCコンバータにおいて、同出力側の整流器の逆方向スパイク電流および逆方向スパイク電圧の抑制に用いられる可飽和リアクトルを使用した磁気スナバを有するDC−DCコンバータで問題になっていた可飽和リアクトルの過大な温度上昇と、前記磁気スナバを用いたことに伴い発生する半導体スイッチング素子の損失、および出力側整流器のリンギング電流の発生と、これに伴う損失、伝導ノイズおよび輻射ノイズの発生を抑制することができる高効率、低ノイズかつ信頼性の高いDC−DCコンバータが得られる。
【0065】
なお、前記実施例では、本発明の代表例として2相半波整流方式フル・ブリッジDC−DCコンバータ、カレント・ダブラー方式フル・ブリッジDC−DCコンバータ、および単相半波整流方式フォワードDC−DCコンバータでの応用例について詳細に説明したが、本発明はハーフ・ブリッジDC−DCコンバータ、プッシュ・プルDC−DCコンバータなどの各種DC−DCコンバータに適用され、同様に有効な効果を発揮し、その効果は極めて大きい。
【0066】
また、本実施例では可飽和リアクトルを使用した磁気スナバ単体で整流器の逆方向スパイク電流と逆方向スパイク電圧を抑制する場合について説明したが、この磁気スナバ回路に、抵抗とコンデンサの直列回路で構成されるCRスナバ回路などの他のスナバ回路を併用しても良く、その場合にも同様に有効な効果を発揮し、その効果は極めて大きい。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明のDC−DCコンバータの1実施例である2相半波整流方式フル・ブリッジDC−DCコンバータの回路構成図。
【図2】本発明のDC−DCコンバータの1実施例であるカレント・ダブラー整流方式フル・ブリッジDC−DCコンバータの回路構成図。
【図3】本発明のDC−DCコンバータの1実施例である単相半波整流方式フォワードDC−DCコンバータの回路構成図。
【図4】可飽和リアクトル21のB−Hループ概念図。
【図5】可飽和リアクトル22のB−Hループ概念図。
【図6】可飽和リアクトル21と22を用いない従来の2相半波整流方式フル・ブリッジDC−DCコンバータの回路構成ブロック図。
【図7】可飽和リアクトル21と22を用いた従来の2相半波整流方式フル・ブリッジDC−DCコンバータの回路構成ブロック図。
【符号の説明】
1:入力直流電源
2、2−1、2−2、2−3、2−4:半導体スイッチング素子
3:パワートランス
4:パワートランス3の1次巻線
5、6:パワートランス3の2次巻線
7、8、23、24、33、35:ダイオード
9:出力平滑チョークコイル
10:出力平滑コンデンサ
11、12:出力端子
13:負荷
34:可飽和リアクトル
Claims (3)
- 半導体スイッチング素子の開閉動作に同期して動作する出力側の整流器による整流回路を具備するDC−DCコンバータにおいて、前記出力側の整流器に、この出力側の整流器に直列接続された可飽和リアクトルと、この可飽和リアクトルの両端に並列接続され前記出力側の整流器と可飽和リアクトルが直列接続されたときに同一の向きとなる第2の整流器からなる磁気スナバ回路を接続してなることを特徴とするDC−DCコンバータ。
- 可飽和リアクトルは結晶粒50nm以下の微細なナノ結晶粒が組織の少なくとも体積全体の50%を占めるナノ結晶軟磁性合金薄帯を用いた磁心で構成されていることを特徴とする請求項1に記載のDC−DCコンバータ。
- 可飽和リアクトルはコバルト基非晶質軟磁性合金薄帯を用いた磁心で構成されていることを特徴とする請求項1に記載のDC−DCコンバータ。
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