JP2002223568A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 可飽和リアクトルを使用した磁気スナバを有
するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、可飽和リアクトル
の過大な温度上昇と、磁気スナバを用いたことに伴い発
生する半導体スイッチング素子の損失、出力側整流器の
リンギング電流の発生、これに伴う損失、伝導ノイズお
よび輻射ノイズの発生等の問題を解消する。 【解決手段】 半導体スイッチング素子の開閉動作に同
期して動作する出力側の整流器による整流回路を具備す
るＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記出力側の整流器
に、この出力側の整流器に直列接続された可飽和リアク
トルと、この可飽和リアクトルの両端に並列接続され前
記出力側の整流器と可飽和リアクトルが直列接続された
ときに同一の向きとなる第２の整流器からなる磁気スナ
バ回路を接続してなるＤＣ−ＤＣコンバータ。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、半導体スイッチン
グ素子の開閉動作に同期して動作する出力側の整流器に
よる整流回路を具備するＤＣ−ＤＣコンバータにおい
て、同出力側の整流器の逆方向スパイク電流および逆方
向スパイク電圧を抑制するために用いられる可飽和リア
クトルを使用した磁気スナバを有するＤＣ−ＤＣコンバ
ータに関するものである。

【０００２】

【従来の技術】ＤＣ−ＤＣコンバータでは小型化が重要
な課題であり、小型化を図る一手法としてスイッチング
周波数を高めることにより、ＤＣ−ＤＣコンバータにお
いて大きなスペースを占めるパワートランスや出力平滑
チョークコイルなどの磁性部品、および出力平滑コンデ
ンサを小型化する手法が広く採用されている。ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータを高周波化するためには、スイッチング速
度が速くスイッチング損失の小さな半導体スイッチング
素子を採用する必要がある。しかし、スイッチング速度
が速い半導体スイッチング素子を使用することは、一方
で、伝導ノイズや輻射ノイズを増加させることにつなが
る。

【０００３】最も代表的なＤＣ−ＤＣコンバータの１つ
として、図６に示す２相半波整流方式フル・ブリッジＤ
Ｃ−ＤＣコンバータがある。図６において、１は入力直
流電源、２−１、２−２、２−３、２−４は半導体スイ
ッチング素子、３はパワートランス、４はパワートラン
ス３の１次巻線、５と６はパワートランス３の２次巻
線、７および８はダイオード、９は出力平滑チョークコ
イル、１０は出力平滑コンデンサ、１１および１２は出
力端子、１３は負荷である。

【０００４】図６のＤＣ−ＤＣコンバータでは、半導体
スイッチング素子２−１と２−３の組、およびスイッチ
ング素子２−２と２−４の組が交互に開閉動作をするこ
とにより、パワートランス３の２次側に電力を送り出す
構成となっている。本コンバータにおいて、出力平滑チ
ョークコイル９を流れる電流が常に零以上である所謂電
流連続の条件を満足していれば、入力直流電源１の電圧
Ｅと出力電圧Ｖoの間には、半導体スイッチング素子２
−１と２−３の組のオン期間Ｔon1、および半導体スイ
ッチング素子２−２と２−４の組のオン期間Ｔon2が等
しくＴon1＝Ｔon2＝Ｔonの関係にあり、スイッチング周
波数ｆの逆数をＴpとして(２・Ｔon)／Ｔpで定義される
オンデューティー比をＤonとすると以下のような関係に
ある。 Ｖo＝(Ｎs/Ｎｐ)・Ｅ・Ｄon−Ｖf−Ｒ・Ｉo (Ｖ) (1) Ｖf：ダイオードの順方向電圧降下(Ｖ) Ｎp：パワートランス３の１次巻線４の巻数 Ｎs：パワートランス３の２次巻線５および６の巻数 Ｒ：各部の抵抗の和(Ω) Ｉo：負荷電流(Ａ) したがって、通常の２相半波整流方式フル・ブリッジＤ
Ｃ−ＤＣコンバータでは、Ｖoを一定に保つため、Ｅの
変動や負荷電流Ｉoの変化に伴うＤＣ−ＤＣコンバータ
内部の電圧降下の変動を、Ｄonを変化させることによっ
て制御するＰＷＭ制御が行われている。

【０００５】ところで、図６のＤＣ−ＤＣコンバータに
おいて、半導体スイッチング素子２−１と２−３の組が
ターンオン直後の短時間にダイオード８に逆方向スパイ
ク電流が流れ、半導体スイッチング素子２−２と２−４
の組がターンオン直後の短時間にダイオード７に逆方向
スパイク電流が流れる。これらのスパイク電流は、ダイ
オード７および８の整流特性が理想とは異なるために生
じるものである。

【０００６】理想的ダイオードでは、アノードとカソー
ド間が順バイアスされ順方向電流が流れている状態から
逆バイアスされた場合、順方向電流は瞬時に零となり、
逆バイアスされている期間に逆方向スパイク電流が流れ
ることはない。しかし、実際のダイオードでは、アノー
ドとカソード間が順バイアスされ順方向電流が流れてい
る状態から逆バイアスされた場合、ｐｎ接合間に蓄積さ
れた少数キャリアが消滅するまでにある程度の時間がか
かることから、この間に逆方向のスパイク電流が流れて
しまう。この現象はリバースリカバリと呼ばれており、
この間に流れる逆方向スパイク電流はリバースリカバリ
電流とも呼ばれている。

【０００７】この逆方向スパイク電流によりダイオード
のアノードとカソード間には逆方向スパイク電圧が生
じ、このスパイク電圧と前記逆方向スパイク電流の積が
逆方向スイッチング損失となるほか、この逆方向スパイ
ク電圧が同ダイオードの逆方向耐電圧を超え同ダイオー
ドが破壊に至ることもある。また、このダイオードの逆
方向スパイク電流と逆方向スパイク電圧が、ＤＣ−ＤＣ
コンバータの雑音端子電圧と輻射雑音の主要因の１つで
ある。

【０００８】上記ダイオードのリバースリカバリに起因
するＤＣ−ＤＣコンバータの問題点を対策するため、特
公平６−１７３３号、特公平７−７７１６７号、あるい
は堀内他、「スパイク低減用アモルファス磁心の動特性
とその応用について」電気学会マグネティクス研究会資
料ＭＡＧ−８６−４７（１９８６年）に開示されるよう
にコバルト基非晶質軟磁性合金薄帯巻磁心やナノ結晶軟
磁性合金薄帯巻磁心を用いた可飽和リアクトル２１およ
び２２を、図７に示すように、各々、ダイオード７およ
び８と直列接続して、逆方向スパイク電流の波高値を制
限することにより、ダイオード７および８の逆方向スパ
イク電圧を逆方向耐電圧以下に抑制して、ダイオード７
および８の逆方向スイッチング損失を抑制してその安全
動作を図るとともに、同ＤＣ−ＤＣコンバータの雑音端
子電圧と輻射雑音を低減する手法が広く用いられてい
る。

【０００９】図７のＤＣ−ＤＣコンバータにおける可飽
和リアクトル２１と２２の動作を図４の可飽和リアクト
ル２１のＢ−Ｈループ概念図、および図５の可飽和リア
クトル２２のＢ−Ｈループ概念図を用いて説明する。図
４、および図５において破線で示すのは直流Ｂ−Ｈルー
プの概念図、実線で示すのは図７のＤＣ−ＤＣコンバー
タに実装したときの動作Ｂ−Ｈループ概念図である。な
お、以下の説明では、出力平滑チョークコイル９を流れ
る電流が常に零以上である所謂電流連続の条件を満足
し、出力電圧をＶoとするためのＰＷＭ制御が行われて
いるとする。

【００１０】図７のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、半
導体スイッチング素子２−２と２−４の組がターンオフ
後、半導体スイッチング素子２−１と２−３の組、およ
び半導体スイッチング素子２−２と２−４の組が何れも
オフの状態のとき、半導体スイッチング素子２−２と２
−４の組がオンの期間に出力平滑チョークコイル９に蓄
積されたエネルギーが出力平滑コンデンサ１０と負荷１
３の並列回路を介し、パワートランス３の２次巻線５、
可飽和リアクトル２１およびダイオード７の直列回路、
ならびにパワートランス３の２次巻線６、可飽和リアク
トル２２およびダイオード８の直列回路を経由して電流
が流れることにより出力平滑コンデンサ１０と負荷１３
の並列回路に供給される。このときパワートランス３の
２次巻線５、可飽和リアクトル２１およびダイオード７
の直列回路、およびパワートランス３の２次巻線６、可
飽和リアクトル２２およびダイオード８の直列回路に
は、各々、平滑チョークコイル９に流れる電流の１／２
ずつの電流が流れている。このとき、可飽和リアクトル
２１の動作点は図４のａ点、可飽和リアクトル２２の動
作点は図５のα点にある。

【００１１】上記の状態から前記半導体スイッチング素
子２−１と２−３の組がターンオンすると、パワートラ
ンス３の２次巻線５には図示黒丸を正極とする電圧が誘
起し、可飽和リアクトル２１、ダイオード７、出力平滑
チョークコイル９を介して出力平滑コンデンサ１０と負
荷１３の並列回路に印加さる。この結果、可飽和リアク
トル２１には負荷１３に応じた電流が流れ、その動作点
は図４のａ点からｂ点に向かって変化する。

【００１２】また、上記とは別に、前記半導体スイッチ
ング素子２−１と２−３の組がターンオンした瞬間に、
パワートランス３の２次巻線５および６の図示黒丸を正
極として誘起した電圧は、可飽和リアクトル２１、ダイ
オード７を介して、ダイオード８と可飽和リアクトル２
２の直列回路にも印加される。このとき、前記ダイオー
ド８はリバースリカバリによりオン状態にあり、いわゆ
る逆方向スパイク電流が流れる。

【００１３】このため、可飽和リアクトル２２の磁束密
度は、図５のα点からβ点を経由してγ点まで変化する
が、β点からγ点まで変化する期間の可飽和リアクトル
２２のインダクタンスは極めて高いため、前記２次巻線
５と６に誘起した電圧のほとんどは可飽和リアクトル２
２に印加されることになる。

【００１４】ここで、前記ダイオード８の逆方向スパイ
ク電流の波高値Ｉrrは、可飽和リアクトル２２の磁束密
度が図５の第３象限側で飽和することがない限り、図５
の磁化力Ｈrrで近似的に求められる下記の値に抑制する
ことができる。 Ｉrr≒（Ｈrr・ｌe）/Ｎ （Ａ） (2) ｌe：可飽和リアクトル２２の平均磁路長（ｍ） Ｎ ：可飽和リアクトル２２の巻数 ところで、ダイオードがリカバリ期間に逆方向に放出す
る電荷量はそのダイオードの特性により定まることが知
られている。そこで、前記ダイオード８がリバースリカ
バリ期間に放出する電荷量をＱとすると、リバースリカ
バリ時間Ｔrrは前記(2)式で定まるＩrrにより次式を用
いて近似的に求められる。 Ｔrr≒Ｑ／Ｉrr （ｓ） (3) したがって、可飽和リアクトル２２の動作磁束密度が図
３のα点からβ点を経由してγ点まで変化するときの変
化量ΔＢは次式を用いて近似的に求めることができる。 ΔＢ≒（２・（Ｎs／Ｎp）・Ｅ・Ｔrr）/（Ｎ・Ａe） （Ｔ） (4) Ａe：可飽和リアクトル２２の有効断面積（ｍ^３） ダイオード８のリバースリカバリが終了するとダイオー
ド８はオフ状態となり、可飽和リアクトル２２の動作点
は図５のδ点にある。

【００１５】半導体スイッチング素子２−１と２−３の
組がターンオフすると、半導体スイッチング素子２−１
と２−３の組がオンの期間に出力平滑チョークコイル９
に蓄積されたエネルギが放出されることにより同出力平
滑チョークコイル９には図示黒丸と反対側を正極とする
電圧が誘起し、出力平滑コンデンサ１０と負荷１３の並
列回路を介し、パワートランス３の２次巻線５、可飽和
リアクトル２１およびダイオード７の直列回路、ならび
にパワートランス３の２次巻線６、可飽和リアクトル２
２およびダイオード８の直列回路に印加される。このた
め、ダイオード７とダイオード８は順バイアスされてオ
ン状態になるため、可飽和リアクトル２１および２２に
は図７の図示黒丸を正極とする電圧が印加される。この
結果、可飽和リアクトル２１の磁束密度は図４の飽和領
域であるｂ点からａ点に向かって移動する。一方、可飽
和リアクトル２２の動作点は図５のδ点からε点に移動
し飽和した後、同可飽和リアクトル２２を流れる電流の
波高値に対応したα点までその磁束密度はΔＢだけ変化
する。

【００１６】可飽和リアクトル２２の磁束密度が図３の
δ点からε点まで動作する期間の可飽和リアクトル２２
のインダクタンスは極めて高く、この期間に出力平滑チ
ョークコイル９が誘起する電圧のほとんどは同可飽和リ
アクトル２２に印加されることになる。従って、可飽和
リアクトル２２が図５のδ点からε点まで動作するとき
に阻止する時間Ｔbは、近似的に以下の式によって求め
ることができる。 Ｔb≒（Ｎ・Ａe・ΔＢ）／Ｖo （ｓ） (5)

【００１７】

【発明が解決しようとする課題】図７のＤＣ−ＤＣコン
バータでは、ピーク繰り返し逆電圧の最大定格が高いダ
イオードを使用しなくてはならない出力電圧の高い場合
に、同ダイオードのリバースリカバリ特性が良くないた
め、同ダイオードの逆方向スパイク電流および逆方向ス
パイク電流を実用上問題ないレベルまで抑制しようとす
ると、可飽和リアクトル２１および２２の温度上昇が大
きくて実用にできない問題があった。

【００１８】金属磁性材料を用いた磁心の高周波駆動時
の磁心損失は、その大半が渦電流損失によって占められ
ており、この渦電流損失はその材質により、磁心の動作
磁束密度ΔＢの１乗から２乗の範囲、および磁化速度ｄ
Ｂ/ｄｔの１乗から２乗の範囲に比例することが知られ
ている。図７のＤＣ−ＤＣコンバータでは、例えば、駆
動周波数２０ｋＨｚ、出力電力数十ｋＷ程度の場合を例
に取ると、可飽和リアクトル２１および２２の動作磁束
密度ΔＢは１Ｔ程度、磁化速度ｄＢ/ｄｔは十Ｔ/μｓ程
度に達する。これらの値を、図７のＤＣ−ＤＣコンバー
タのパワートランス３と比較すると、前者はほぼ同程度
だが後者は２ケタ程度以上大きい。このため、可飽和リ
アクトル２１および２２の単位体積あたりの磁心損失は
フォワード型ＤＣ−ＤＣコンバータの高周波パワートラ
ンスに比べて２ケタから４ケタ程度大きいことになり、
過大な温度上昇を引き起こす原因となっている。

【００１９】この可飽和リアクトル２１および２２の磁
心には、前記のようにコバルト基非晶質軟磁性合金薄帯
巻磁心やナノ結晶軟磁性合金薄帯巻磁心が用いられてお
り、これら巻磁心に外部から直接応力が加わらないよう
にするためと、これに設ける巻線間との絶縁を図るた
め、これら巻磁心は、一般にプラスチックケースに収納
されたり表面に樹脂コーティングが施されるなどの形態
となっている。

【００２０】このため、磁心損失による温度上昇が高す
ぎる場合には、前記プラスチックケースあるいは表面の
樹脂コーティングが焼損することになる。また、コバル
ト基非晶質軟磁性合金薄帯巻磁心を可飽和リアクトル２
１および２２に使用した場合には、同巻磁心のキュリー
温度が高々二百数十℃程度にすぎないため、同巻磁心の
温度が百数十℃程度以上に達するとその飽和磁束密度が
著しく低下し、ダイオード７および８のリバースリカバ
リで可飽和リアクトル２１および２２が図４および図５
のＢ−Ｈループにおける第３象限側で飽和してしまい本
来の機能を発揮できない問題もある他、非晶質軟磁性合
金薄帯巻磁心の場合には過大な温度上昇によりその磁気
特性が経事変化する問題もある。さらに可飽和リアクト
ル２１および２２の過大な温度上昇は、これに設ける巻
線や近接して配置される他の部品、あるいはプリント基
板などに熱的なストレスを加える結果にもなり好ましく
ない。

【００２１】また、図７のＤＣ−ＤＣコンバータでは、
半導体スイッチング素子２−１と２−３の組、および半
導体スイッチング素子２−２と２−４の組がターンオフ
したときに、半導体スイッチング素子２−１、２−２、
２−３および２−４で大きなスイッチング損失が生じる
と共に、これらのターンオフ時にダイオード７とダイオ
ード８に生じる大きなリンギング電流が発生し、これに
よって同ダイオード７と８の損失が生じるとともに、こ
れによる伝導ノイズや輻射ノイズが発生するという問題
もあった。

【００２２】なお、以上の説明ではその構成の一例を図
７に示す２相半波整流方式フル・ブリッジＤＣ−ＤＣコ
ンバータを例に同コンバータのダイオード７と８のリバ
ースリカバリ対策に可飽和リアクトル２１および２２を
用いた場合の問題点について説明したが、同整流方式を
用いたハーフ・ブリッジＤＣ−ＤＣコンバータやプッシ
ュプルコンバータ、単相半波整流方式のフォワードＤＣ
−ＤＣコンバータなどの各種ＤＣ−ＤＣコンバータ、あ
るいはカレント・ダブラー整流方式の各種ＤＣ−ＤＣコ
ンバータにおいても全く同様の問題があった。

【００２３】本発明の目的は、半導体スイッチング素子
の開閉動作に同期して動作する出力側の整流器による整
流回路を具備するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、同出
力側の整流器の逆方向スパイク電流および逆方向スパイ
ク電圧の抑制に用いられる可飽和リアクトルを使用した
磁気スナバを有するＤＣ−ＤＣコンバータで問題になっ
ていた可飽和リアクトルの過大な温度上昇と、前記磁気
スナバを用いたことに伴い発生する半導体スイッチング
素子の損失、および出力側整流器のリンギング電流の発
生と、これに伴う損失、伝導ノイズおよび輻射ノイズの
発生を抑制した磁気スナバを用いたＤＣ−ＤＣコンバー
タを提供するものである。

【００２４】

【課題を解決するための手段】本発明は、半導体スイッ
チング素子の開閉動作に同期して動作する出力側の整流
器を具備するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記出力
側の整流器に、この出力側の整流器に直列接続された可
飽和リアクトルと、この可飽和リアクトルの両端に並列
接続され前記出力側の整流器と可飽和リアクトルが直列
接続されたときに同一の向きとなる第２の整流器からな
る磁気スナバ回路を接続してなることを特徴とするＤＣ
−ＤＣコンバータである。

【００２５】このような構成とすることによって、磁気
スナバ回路による整流器のリバースリカバリ電流と逆方
向スパイク電圧抑制効果を持たせるのに必要な可飽和リ
アクトルのΔＢとすることができるをため従来方式で問
題となっていた可飽和リアクトルの過大な温度上昇を抑
制できる。また、従来方式で問題であった可飽和リアク
トルによる磁気スナバを用いたことに伴い発生する半導
体スイッチング素子の損失、および出力側整流器のリン
ギング電流の発生と、これに伴う損失、伝導ノイズおよ
び輻射ノイズの発生を抑制することもできる。

【００２６】本発明において、可飽和リアクトルが結晶
粒５０ｎｍ以下の微細なナノ結晶粒が組織の少なくとも
体積全体の５０％を占めるナノ結晶軟磁性合金薄帯で構
成されている場合、可飽和リアクトルのΔＢを１Ｔ以上
に設定できるとともに、その温度上昇低減効果も大きい
ため可飽和リアクトルの小型化が図れ好ましい。

【００２７】本発明において、可飽和リアクトルがコバ
ルト基非晶質軟磁性合金薄帯で構成されている場合、特
に、可飽和リアクトルの温度上昇を低くすることが可能
なため、動作時の使用上限温度が高く、可飽和リアクト
ルの許容温度上昇が小さく設定されている場合にも実用
に供することができ好ましい。

【００２８】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施例について図
面を参照して詳細に説明する。 （実施例１）図１は本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータ
の１実施例回路構成ブロック図であり、２相半波整流方
式フル・ブリッジＤＣ−ＤＣコンバータでの適用例を示
したものである。本実施例では、ＤＣ−ＤＣコンバータ
の仕様を表１のように定めて、図７にその回路構成を示
す従来例と比較検討した。

【００２９】

【表１】

【００３０】図１において、１は入力直流電源、２−
１、２−２、２−３、２−４は半導体スイッチング素
子、３はパワートランス、４はパワートランス３の１次
巻線、５と６はパワートランス３の２次巻線、２１およ
び２２は可飽和リアクトル、７，８、２３および２４は
ダイオード、９は出力平滑チョークコイル、１０は出力
平滑コンデンサ、１１および１２は出力端子、１３は負
荷である。なお、本実施例では、半導体スイッチング素
子２−１、２−２、２−３および２−４としてＩＧＢ
Ｔ、ダイオード７、８、２３および２４としてピーク繰
り返し逆電圧の最大定格２００Ｖの低損失ファーストリ
カバリダイオードを使用し、パワートランス３の１次巻
線４は３２ターン、２次巻線５および６はいずれも９タ
ーンとした。

【００３１】可飽和リアクトル２１および２２には表２
に示す磁心を用いた。表２において、磁心イおよびロは
片ロール法で製造された鉄を主成分とする幅５ｍｍの非
晶質軟磁性合金薄帯を用いて外径１５ｍｍ、内径１０ｍ
ｍのトロイダル形状の巻磁心を構成した後、磁路方向に
磁界をを加えながら窒素雰囲気中で結晶化温度以上の温
度で熱処理することにより製作した結晶粒径５０ｎｍ以
下の微細な結晶粒がその組織の体積全体の５０％以上を
占めるナノ結晶軟磁性合金薄帯巻磁心である。

【００３２】磁心ハ、ニ、ホおよびヘは片ロール法で製
造されたコバルトを主成分とする幅５ｍｍの非晶質軟磁
性合金薄帯を用いて外径１５ｍｍ、内径１０ｍｍのトロ
イダル形状の巻磁心を構成した後、磁路方向に磁界を加
えながら窒素雰囲気中で結晶化温度未満の温度で熱処理
することにより製作したコバルト基非晶質軟磁性合金薄
帯巻磁心である。

【００３３】磁心トおよびチは前記磁心イおよびロと同
一組成で同一の製法により作成された鉄を主成分とする
幅５ｍｍの非晶質軟磁性合金薄帯の表面にシリカの絶縁
膜を設けた後、外径１５ｍｍ、内径１０ｍｍのトロイダ
ル形状の巻磁心を構成し、これに磁路方向に磁界をを加
えながら窒素雰囲気中で結晶化温度以上の温度で熱処理
することにより製作した結晶粒径５０ｎｍ以下の微細な
結晶粒がその組織の体積全体の５０％以上を占めるナノ
結晶軟磁性合金薄帯巻磁心である。

【００３４】

【表２】

【００３５】磁心リ、ヌ、ルおよびヲは前記磁心ハ、
ニ、ホおよびヘと同一組成で同一の製法により作成され
たコバルトを主成分とする幅５ｍｍの非晶質軟磁性合金
薄帯の表面にシリカの絶縁膜を設けた後、外径１５ｍ
ｍ、内径１０ｍｍのトロイダル形状の巻磁心を構成し、
これに磁路方向に磁界をを加えながら窒素雰囲気中で結
晶化温度未満の温度で熱処理することにより製作したコ
バルト基非晶質軟磁性合金薄帯巻磁心である。

【００３６】表２の磁心イから磁心ヲは、いずれも有効
断面積は１０ｍｍ^２、平均磁路長は３９.３ｍｍであ
り、磁心に外部から応力が加わっても変形あるいは破損
しないように十分な強度を持ったプラスチックケース内
に収納されている。

【００３７】表３に、本発明の図１の回路および従来例
である図７の回路において、可飽和リアクトル２１およ
び２２として、表２の各磁心を用い、入力電圧を３２０
Ｖ、負荷電流を２５Ａとしたときにダイオード７および
８の逆方向スパイク電圧をそのピーク繰り返し逆電圧の
最大定格２００Ｖの８０％である１６０Ｖ以下になるよ
うに可飽和リアクトル２１および２２の巻数を定めたと
きのその巻数と温度上昇ΔＴの比較を示す。なお、巻線
には、表皮効果の影響で巻線の高周波抵抗が増加するの
を避けるため直径０.２３ｍｍの１種ＵＥＷマグネット
ワイヤーを１４７本使用したリッツ線を用いた。また、
表３において、例えば、本発明Ｂのように、磁心ハ＋
ニ、巻数３と記載されているものは、表２の磁心ハとニ
を２ヶスタックして、これに３ターンの巻線を施したこ
とを意味する。

【００３８】

【表３】

【００３９】可飽和リアクトル２１および２２の動作時
の最大温度は、プラスチックケースおよび１ＵＥＷマグ
ネットワイヤーの耐熱温度上限の１３０℃に対し少なく
とも１０℃のマージンを持った１２０℃以下にする必要
がある。本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータでは、動作時
の周囲温度の上限は表１から４０℃であるので、ＤＣ−
ＤＣコンバータケース内部雰囲気の最大温度上昇を３０
℃として、可飽和リアクトル２１および２２の最大温度
上昇ΔＴmaxは５０℃以下にする必要がある。

【００４０】表３からわかるように、本発明Ａから本発
明Ｄによれば、可飽和リアクトル２１および２２のΔＴ
はいずれも５０℃よりも低いから、何れの場合も実用上
問題ないことがわかる。一方、従来例１から４では、可
飽和リアクトル２１および２２のΔＴはいずれも５０℃
を超えており実用にならないことがわかる。

【００４１】また、表３からわかるように結晶粒径５０
ｎｍ以下の微細な結晶粒がその組織の体積全体の５０％
以上を占めるナノ結晶軟磁性合金薄帯巻磁心を用いた可
飽和リアクトル２１および２２を使用した本発明Ａと本
発明Ｃでは、コバルト基非晶質軟磁性合金薄帯巻磁心を
用いた可飽和リアクトル２１および２２を使用した本発
明Ｂと本発明Ｄに比べて可飽和リアクトル２１および２
２を構成する磁心の数が半分ですみ、小型化の観点から
優れていることがわかる。

【００４２】一方、コバルト基非晶質軟磁性合金薄帯巻
磁心を用いた可飽和リアクトル２１および２２を使用し
た本発明Ｂと本発明ＤはそのΔＴが何れも４０℃より低
く、結晶粒径５０ｎｍ以下の微細な結晶粒がその組織の
体積全体の５０％以上を占めるナノ結晶軟磁性合金薄帯
巻磁心を用いた可飽和リアクトル２１および２２を使用
した本発明Ａと本発明Ｃに比べて、そのΔＴをより低減
できており、動作時の使用上限温度がより厳しい場合に
も適用できるという点において優れていることがわか
る。

【００４３】また、軟磁性合金薄帯の表面ににシリカの
絶縁膜を設けた磁心を用いた可飽和リアクトル２１およ
び２２を使用した本発明Ｃと本発明Ｄは、何れも絶縁膜
を設けない磁心を用いた可飽和リアクトル２１および２
２を使用した本発明Ａおよび本発明ＢよりもそのΔＴを
低減できており優れることがわかる。なお、本発明Ｃと
本発明Ｄでは絶縁膜としてシリカを用いたが、絶縁膜の
機能としては巻磁心を構成したときに重なり合う軟磁性
合金薄膜間の絶縁を有すればよいのであって、他の材質
の絶縁膜を設けても良いし、巻磁心を構成後に、巻磁心
を構成する軟磁性合金薄帯間に絶縁物を拡散あるいは浸
透させるなどの手法を用いても同様の効果が得られる。

【００４４】また、本発明Ａから本発明Ｄでは、従来例
１から従来例４との比較で、半導体スイッチング素子２
−１、２−２、２−３および２−４のスイッチング損失
をトータルで６Ｗ以上低減することができた。また、ダ
イオード７と８のリンギング電流も抑制することができ
たため出力電圧におけるスパイク電圧も２００ｍＶp-p
以上改善することができた。

【００４５】（実施例２）図２は本発明によるＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの１実施例回路構成ブロック図であり、カ
レント・ダブラー整流方式フル・ブリッジＤＣ−ＤＣコン
バータでの適用例を示したものである。本実施例では、
ＤＣ−ＤＣコンバータの仕様を前記表１のように定め、
図２においてダイオード２３および２４が用いられてい
ない従来例と比較検討した。

【００４６】図２において、１は入力直流電源、２−
１、２−２、２−３、２−４は半導体スイッチング素
子、３はパワートランス、４はパワートランス３の１次
巻線、５はパワートランス３の２次巻線、２１および２
２は可飽和リアクトル、７，８、２３および２４はダイ
オード、１４および１５は出力平滑チョークコイル、１
０は出力平滑コンデンサ、１１および１２は出力端子、
１３は負荷である。なお、本実施例では、半導体スイッ
チング素子２−１、２−２、２−３および２−４として
ＩＧＢＴ、ダイオード７、８、２３および２４としてピ
ーク繰り返し逆電圧の最大定格４００Ｖの低損失ファー
ストリカバリダイオードを使用し、パワートランス３の
１次巻線４は３２ターン、２次巻線５は１８ターンとし
た。

【００４７】可飽和リアクトル２１および２２には前記
実施例１の表２に示す磁心を用いた。表４に、本発明の
図２の回路、および図２においてダイオード２３および
２４が用いられていない回路構成の従来例において、可
飽和リアクトル２１および２２として表２の各磁心を用
い、入力電圧を３２０Ｖ、負荷電流を２５Ａとしたとき
にダイオード７および８の逆方向スパイク電圧をそのピ
ーク繰り返し逆電圧の最大定格４００Ｖの８０％である
３２０Ｖ以下になるように可飽和リアクトル２１および
２２の巻数を定めたときのその巻数と温度上昇ΔＴの比
較を示す。なお、巻線には、表皮効果の影響で巻線の高
周波抵抗が増加するのを避けるため直径０.２３ｍｍの
１種ＵＥＷマグネットワイヤーを１４７本使用したリッ
ツ線を用いた。

【００４８】

【表４】

【００４９】表４からわかるように、本発明Ｅから本発
明Ｈによれば、可飽和リアクトル２１および２２のΔＴ
はいずれも５０℃よりも低いから実用上問題ないことが
わかる。一方、従来例５から８では、可飽和リアクトル
２１および２２のΔＴはいずれも５０℃を超えており実
用にならないことがわかる。

【００５０】また、表４からわかるように結晶粒径５０
ｎｍ以下の微細な結晶粒がその組織の体積全体の５０％
以上を占めるナノ結晶軟磁性合金薄帯巻磁心を用いた可
飽和リアクトル２１および２２を使用した本発明Ｅと本
発明Ｇでは、コバルト基非晶質軟磁性合金薄帯巻磁心を
用いた可飽和リアクトル２１および２２を使用した本発
明Ｆと本発明Ｈに比べて可飽和リアクトル２１および２
２を構成する磁心の数が半分ですみ、小型化の観点から
優れていることがわかる。

【００５１】一方、コバルト基非晶質軟磁性合金薄帯巻
磁心を用いた可飽和リアクトル２１および２２を使用し
た本発明Ｆと本発明ＨはそのΔＴが何れも４０℃より低
く、結晶粒径５０ｎｍ以下の微細な結晶粒がその組織の
体積全体の５０％以上を占めるナノ結晶軟磁性合金薄帯
巻磁心を用いた可飽和リアクトル２１および２２を使用
した本発明Ｅと本発明Ｇに比べて、そのΔＴをより低減
できており、動作時の使用上限温度がより厳しい場合に
にも適用できるという点において優れていることがわか
る。

【００５２】また、軟磁性合金薄帯の表面ににシリカの
絶縁膜を設けた磁心を用いた可飽和リアクトル２１およ
び２２を使用した本発明Ｇと本発明Ｈは、何れも絶縁膜
を設けない磁心を用いた可飽和リアクトル２１および２
２を使用した本発明Ｅおよび本発明ＦよりもそのΔＴを
低減できており優れることがわかる。なお、本発明Ｇと
本発明Ｈでは絶縁膜としてシリカを用いたが、絶縁膜の
機能としては巻磁心を構成したときに重なり合う軟磁性
合金薄膜間の絶縁を有すればよいのであって、他の材質
の絶縁膜を設けても良いし、巻磁心を構成後に、巻磁心
を構成する軟磁性合金薄帯間に絶縁物を拡散あるいは浸
透させるなどの手法を用いても同様の効果が得られる。

【００５３】また、本発明Ｅから本発明Ｈでは、従来例
５から従来例８との比較で、半導体スイッチング素子２
−１、２−２、２−３および２−４のスイッチング損失
をトータルで５Ｗ以上低減することができた。また、ダ
イオード７と８のリンギング電流も抑制することができ
たため出力電圧におけるスパイク電圧も３００ｍＶp-p
以上改善することができた。

【００５４】（実施例３）図３は本発明によるＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの１実施例回路構成ブロック図であり、単
相半波整流方式フォワードＤＣ−ＤＣコンバータでの適
用例を示したものである。本実施例では、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの仕様を表５のように定め、図３においてダイ
オード２３および３４が用いられていない従来例と比較
検討した。

【００５５】

【表５】

【００５６】図３において、１は入力直流電源、２は半
導体スイッチング素子、３はパワートランス、４はパワ
ートランス３の１次巻線、５はパワートランス３の２次
巻線、３１はパワートランス３のリセット巻線、３２は
ダイオード、２１および３４は可飽和リアクトル、７，
２３、３３および３５はダイオード、９は出力平滑チョ
ークコイル、１０は出力平滑コンデンサ、１１および１
２は出力端子、１３は負荷である。なお、本実施例で
は、半導体スイッチング素子２としてパワーＭＯＳ−Ｆ
ＥＴ、ダイオード７、２３、３３および３５としてピー
ク繰り返し逆電圧の最大定格４００Ｖの低損失ファース
トリカバリダイオードを使用し、パワートランス３の１
次巻線４とリセット巻線３１の巻数は何れも３２ター
ン、２次巻線５は３６ターンとした。

【００５７】可飽和リアクトル２１および３４には前記
実施例１の表２に示す磁心を用いた。表６に、本発明の
図３の回路および図３においてダイオード２３および３
５が用いられていない回路構成の従来例において、可飽
和リアクトル２１および３４として表２の各磁心を用
い、入力電圧を１８０Ｖ、負荷電流を２０Ａとしたとき
にダイオード７および３３の逆方向スパイク電圧をその
ピーク繰り返し逆電圧の最大定格４００Ｖの８０％であ
る３２０Ｖ以下になるように可飽和リアクトル２１およ
び３４の巻数を定めたときのその巻数と温度上昇ΔＴの
比較を示す。なお、巻線には、表皮効果の影響で巻線の
高周波抵抗が増加するのを避けるため直径０.２３ｍｍ
の１種ＵＥＷマグネットワイヤーを１４７本使用したリ
ッツ線を用いた。

【００５８】

【表６】

【００５９】表６からわかるように、本発明Ｉから本発
明Ｌによれば、可飽和リアクトル２１および３４のΔＴ
はいずれも５０℃よりも低いから実用上問題ないことが
わかる。一方、従来例９から１２では、可飽和リアクト
ル２１および３４のΔＴはいずれも５０℃を超えており
実用にならないことがわかる。

【００６０】また、表６からわかるように結晶粒径５０
ｎｍ以下の微細な結晶粒がその組織の体積全体の５０％
以上を占めるナノ結晶軟磁性合金薄帯巻磁心を用いた可
飽和リアクトル２１および３４を使用した本発明Ｉと本
発明Ｋでは、コバルト基非晶質軟磁性合金薄帯巻磁心を
用いた可飽和リアクトル２１および３４を使用した本発
明Ｊと本発明Ｌに比べて可飽和リアクトル２１および３
４を構成する磁心の数が半分ですみ、小型化の観点から
優れていることがわかる。

【００６１】一方、コバルト基非晶質軟磁性合金薄帯巻
磁心を用いた可飽和リアクトル２１および３４を使用し
た本発明Ｊと本発明ＬはそのΔＴが何れも４０℃より低
く、結晶粒径５０ｎｍ以下の微細な結晶粒がその組織の
体積全体の５０％以上を占めるナノ結晶軟磁性合金薄帯
巻磁心を用いた可飽和リアクトル２１および２４を使用
した本発明Ｉと本発明Ｋに比べて、そのΔＴをより低減
できており、動作時の使用上限温度がより厳しい場合に
にも適用できるという点において優れていることがわか
る。

【００６２】また、軟磁性合金薄帯の表面ににシリカの
絶縁膜を設けた磁心を用いた可飽和リアクトル２１およ
び３４を使用した本発明Ｋと本発明Ｌは、何れも絶縁膜
を設けない磁心を用いた可飽和リアクトル２１および３
４を使用した本発明Ｉおよび本発明ＪよりもそのΔＴを
低減できており優れることがわかる。なお、本発明Ｋと
本発明Ｌでは絶縁膜としてシリカを用いたが、絶縁膜の
機能としては巻磁心を構成したときに重なり合う軟磁性
合金薄膜間の絶縁を有すればよいのであって、他の材質
の絶縁膜を設けても良いし、巻磁心を構成後に、巻磁心
を構成する軟磁性合金薄帯間に絶縁物を拡散あるいは浸
透させるなどの手法を用いても同様の効果が得られる。

【００６３】また、本発明Ｉから本発明Ｌでは、従来例
９から従来例１２との比較で、半導体スイッチング素子
２のスイッチング損失を７Ｗ以上低減することができ
た。また、ダイオード７と３３のリンギング電流も抑制
することができたため出力電圧におけるスパイク電圧も
３００ｍＶp-p以上改善することができた。

【００６４】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
半導体スイッチング素子の開閉動作に同期して動作する
出力側の整流器による整流回路を具備するＤＣ−ＤＣコ
ンバータにおいて、同出力側の整流器の逆方向スパイク
電流および逆方向スパイク電圧の抑制に用いられる可飽
和リアクトルを使用した磁気スナバを有するＤＣ−ＤＣ
コンバータで問題になっていた可飽和リアクトルの過大
な温度上昇と、前記磁気スナバを用いたことに伴い発生
する半導体スイッチング素子の損失、および出力側整流
器のリンギング電流の発生と、これに伴う損失、伝導ノ
イズおよび輻射ノイズの発生を抑制することができる高
効率、低ノイズかつ信頼性の高いＤＣ−ＤＣコンバータ
が得られる。

【００６５】なお、前記実施例では、本発明の代表例と
して２相半波整流方式フル・ブリッジＤＣ−ＤＣコンバ
ータ、カレント・ダブラー方式フル・ブリッジＤＣ−ＤＣ
コンバータ、および単相半波整流方式フォワードＤＣ−
ＤＣコンバータでの応用例について詳細に説明したが、
本発明はハーフ・ブリッジＤＣ−ＤＣコンバータ、プッ
シュ・プルＤＣ−ＤＣコンバータなどの各種ＤＣ−ＤＣ
コンバータに適用され、同様に有効な効果を発揮し、そ
の効果は極めて大きい。

【００６６】また、本実施例では可飽和リアクトルを使
用した磁気スナバ単体で整流器の逆方向スパイク電流と
逆方向スパイク電圧を抑制する場合について説明した
が、この磁気スナバ回路に、抵抗とコンデンサの直列回
路で構成されるＣＲスナバ回路などの他のスナバ回路を
併用しても良く、その場合にも同様に有効な効果を発揮
し、その効果は極めて大きい。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの１実施例であ
る２相半波整流方式フル・ブリッジＤＣ−ＤＣコンバー
タの回路構成図。

【図２】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの１実施例であ
るカレント・ダブラー整流方式フル・ブリッジＤＣ−ＤＣ
コンバータの回路構成図。

【図３】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの１実施例であ
る単相半波整流方式フォワードＤＣ−ＤＣコンバータの
回路構成図。

【図４】可飽和リアクトル２１のＢ−Ｈループ概念図。

【図５】可飽和リアクトル２２のＢ−Ｈループ概念図。

【図６】可飽和リアクトル２１と２２を用いない従来の
２相半波整流方式フル・ブリッジＤＣ−ＤＣコンバータ
の回路構成ブロック図。

【図７】可飽和リアクトル２１と２２を用いた従来の２
相半波整流方式フル・ブリッジＤＣ−ＤＣコンバータの
回路構成ブロック図。

【符号の説明】

１：入力直流電源 ２、２−１、２−２、２−３、２−４：半導体スイッチ
ング素子 ３：パワートランス ４：パワートランス３の１次巻線 ５、６：パワートランス３の２次巻線 ７、８、２３、２４、３３、３５：ダイオード ９：出力平滑チョークコイル １０：出力平滑コンデンサ １１、１２：出力端子 １３：負荷 ３４：可飽和リアクトル

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H730 AA02 AS01 BB23 BB27 BB57 DD02 DD16 DD41 EE03 EE08 EE10 EE45 ZZ18

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 半導体スイッチング素子の開閉動作に同
   期して動作する出力側の整流器による整流回路を具備す
   るＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記出力側の整流器
   に、この出力側の整流器に直列接続された可飽和リアク
   トルと、この可飽和リアクトルの両端に並列接続され前
   記出力側の整流器と可飽和リアクトルが直列接続された
   ときに同一の向きとなる第２の整流器からなる磁気スナ
   バ回路を接続してなることを特徴とするＤＣ−ＤＣコン
   バータ。
2. 【請求項２】 可飽和リアクトルは結晶粒５０ｎｍ以下
   の微細なナノ結晶粒が組織の少なくとも体積全体の５０
   ％を占めるナノ結晶軟磁性合金薄帯を用いた磁心で構成
   されていることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−Ｄ
   Ｃコンバータ。
3. 【請求項３】 可飽和リアクトルはコバルト基非晶質軟
   磁性合金薄帯を用いた磁心で構成されていることを特徴
   とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。