KR100733665B1

KR100733665B1 - Ｄｃ 컨버터

Info

Publication number: KR100733665B1
Application number: KR1020060018414A
Authority: KR
Inventors: 신지 아소; 마모루 츠루야; 마코토 사토
Original assignee: 산켄덴키 가부시키가이샤
Priority date: 2005-02-25
Filing date: 2006-02-24
Publication date: 2007-06-28
Also published as: JP4701749B2; US7525822B2; US20060209571A1; JP2006238649A; KR20060094924A

Abstract

DC 컨버터는 1차 권선과 2차 권선이 소결합된 변압기, 상기 변압기의 1차 권선에 직렬로 접속된 메인 스위치, 및 상기 1차 권선과 메인 스위치 중 하나의 양단에 접속된 직렬 회로를 포함한다. 직렬 회로는 클램프 커패시터 및 보조 스위치를 포함한다. 메인 및 보조 스위치는 교호로 턴 온/오프되어, 변압기의 2차 권선의 전압은 동기식 정류기와 동기식으로 정류되며, 평활 소자로 평활화되어, DC 출력을 제공한다. DC 컨버터는 또한 변압기에 설치되며 1차 권선과 밀결합되며 동기식 정류기를 구동하는 전압을 생성하도록 구성된 3차 권선을 포함한다.

Description

ＤＣ 컨버터{DC CONVERTER}

도 1은 제1 종래 기술에 따른 DC 컨버터를 도시하는 회로도,

도 2는 제1 종래 기술에 따른 DC 컨버터의 다양한 부분에서의 신호를 도시하는 타이밍 차트도,

도 3은 제2 종래 기술에 따른 DC 컨버터를 도시하는 회로도,

도 4는 제2 종래 기술에 따른 DC 컨버터에 실장된 변압기의 구조를 도시하는 도면,

도 5는 도 4의 변압기를 도시하는 등가 회로도,

도 6은 제2 종래 기술에 따른 DC 컨버터의 다양한 부분에서의 신호를 도시하는 타이밍 차트도,

도 7은 제2 종래 기술에 따른 DC 컨버터의 다양한 부분에서의 신호를 도시하는 타이밍 차트도,

도 8은 본 발명의 제1 실시예에 따른 DC 컨버터를 도시하는 회로도,

도 9는 본 발명의 제1 실시예에 따른 DC 컨버터의 다양한 부분에서의 신호를 도시하는 타이밍 차트도,

도 10은 본 발명의 제2 실시예에 따른 DC 컨버터를 도시하는 회로도,

도 11은 본 발명의 제3 실시예에 따른 DC 컨버터를 도시하는 회로도,

도 12는 제3 실시예의 DC 컨버터내에 실장된 변압기의 구조를 도시하는 도면,

도 13은 제3 실시예의 DC 컨버터의 다양한 부분에서의 신호를 도시하는 타이밍 차트도.

본 발명은 고효율 DC(직류) 컨버터에 관한 것이다.

도 1은 종래 기술에 따른 DC 컨버터를 도시하는 회로도이다. 도 1에 도시된 DC 컨버터는 액티브 클램프를 구비한 순방향 컨버터이다. DC 컨버터는 DC 전원(Vin) 및 변압기(Ta)의 1차 권선(P1; n1회 감김)을 통해 DC 전력원(Vin)에 접속되는 MOSFET(전계 효과 트랜지스터)과 같은 메인 스위치(Q1)를 포함한다.

1차 권선(P1)의 양단은 MOSFET와 같은 보조 스위치(Q2) 및 클램프 커패티서(C2)로 구성되는 직렬 회로에 접속된다. 스위치(Q2) 및 클램프 커패시터(C2)로 구성된 직렬 회로는 액티브 클램프 회로를 형성하고, 스위치(Q1)에 병렬로 접속될 수 있다.

다이오드(D1)는 스위치(Q1)의 드레인과 소스 사이에 접속되며, 다이오드(D2)는 스위치(Q2)의 드레인과 소스 사이에 접속된다. 스위치(Q1 및 Q2)가 기생 다이오드를 함유하는 MOSFET인 경우, 다이오드(D1 및 D2)는 스위치(Q1 및 Q2)의 기생 다이오드이다. 커패시터(C3)는 전압 공진 커패시터이고, 스위치(Q1)의 드레인과 소스 사이에 접속된다. 커패시터(C3)는 스위치(Q1)의 기생 커패시턴스 이다.

스위치(Q1 및 Q2)는 제어 회로(11)에 의해 둘다 턴오프되는 동안 부동 시간(dead time)을 갖는다. 제어 회로(11)는 PWM 제어를 수행하여 스위치(Q1 및 Q2)를 교호로 턴 온/오프한다.

변압기(Ta)의 1차 권선(P1) 및 2차 권선(S1)(n2회 감김)이 감겨서 동상 전압을 생성한다. 도 1에서, 검은 동그라미는 변압기(Ta)의 1차 권선(P1) 및 2차 권선(P2) 각각의 권선 시작점(winding start)을 나타낸다.

변압기(Ta)의 1차 권선(P1) 및 2차 권선(S1) 사이에 누설 인덕턴스(LS)가 생성된다. 누설 인덕턴스(LS)를 통해, 2차 권선(S1)의 제1 단부가 다이오드(D10)의 캐소드에 접속된다. 다이오드(D11)의 아노드는 다이오드(D10)의 아노드에 접속된다.

다이오드(D10)의 양단은 스위치(Q10)의 드레인 및 소스에 접속되며, 정류용 동기식 정류기의 역할을 하는 MOSFET일 수 있다. 다이오드(D11)의 양단은 스위치(Q11)의 드레인과 소스에 접속되며, 전류 흐름을 위한 동기식 정류기의 역할을 하는 MOSFET일 수 있다. 스위치(Q10)의 게이트는 2차 권선(S1)의 제2 단부(검은 동그라미로 표시)에 접속된다. 스위치(Q11)의 게이트는 누설 인덕턴스(LS)를 통해 2차 권선(S1)의 제1 단부에 접속된다.

스위치(Q10 및 Q11)가 기생 다이오드를 함유하는 MOSFET인 경우, 다이오드(D10 및 D11)는 스위치(Q10 및 Q11)의 기생 다이오드이다. 소자(D10, D11, Q10, Q11)은 동기식 정류 회로를 형성한다. 동기식 정류 회로는 스위치(Q1)의 온/오프 동작과 동기하여 변압기(Ta)의 2차 권선(S1)에 의해 생성되는 전압(온/오프-제어되는 펄스 전압)을 정류하고, 정류된 전압을 출력한다.

다이오드(D10)의 양단은 저항(R20) 및 커패시터(C20)를 포함하는 직렬 회로에 접속된다. 다이오드(D11)의 양단은 저항(R21) 및 커패시터(C21)를 포함하는 직렬 회로에 접속된다. 이들 2개의 직렬 회로는 CR 스너버(snubber) 회로로서, 다이오드(D10 및 D11)의 회복 기간 동안 서지 전압을 감쇄시킨다.

스위치(Q11)의 양단은 평활 리액터(L1)(평활 소자에 해당) 및 평활 커패시터(C10)(평활 소자에 해당)와 직렬로 접속되어, 평활 회로를 형성한다. 평활 회로는 동기식 정류 회로의 정류된 출력을 평활하게 하고, 부하(50)에 DC 출력을 제공한다.

부하(50)의 출력 전압을 기초로, 제어 회로(11)는 스위치(Q1 및 Q2)를 턴 온/오프하기 위한 펄스 제어 신호를 생성하고, 동시에, 출력 전압을 선정된 값으로 하기 위하여 제어 신호의 듀티 팩터(duty factor)를 제어한다.

DC 컨버터는 또한 로우측 드라이버(13)와 하이측 드라이버(15)를 포함한다. 로우측 드라이버(13)는 제어 회로(11)로부터 스위치(Q1)의 게이트로 게이트 신호(Q1g)를 인가하여, 스위치(Q1)를 구동한다. 하이측 드라이버(15)는 제어 회로(11)로부터 스위치(Q2)의 게이트로 게이트 신호(Q2g)를 인가하여, 스위치(Q2)를 구동한다.

상술한 구조의 DC 컨버터의 동작이 도 2의 타이밍도를 참조로 설명된다. 도 2에서, Q1g는 스위치(Q1)에 대한 게이트 신호, Q2g는 스위치(Q2)에 대한 게이트 신 호, Q1v는 스위치(Q1)의 드레인-소스 전압, Q1i는 스위치(Q1)의 드레인 전류, Q2i는 스위치(Q2)의 드레인 전류, C3i는 커패시터(C3)에 대한 전류, Q10v는 스위치(Q10)의 드레인-소스 전압, D10i는 다이오드(D10)에 대한 전류, Q10i는 스위치(Q10)의 드레인 전류, Q11v는 스위치(Q11)의 드레인-소스 전압, D11i는 다이오드(D11)에 대한 전류, 및 Q11i는 스위치(Q11)의 드레인 전류이다.

t0 이전에, 스위치(Q1)는 오프이고, 스위치(Q2)는 온이다. 변압기(Ta)의 1차측에 대해, 전류는 Q2, P1, C2 및 Q2을 따른 경로를 통과한다. 변압기(Ta)의 1차 권선(P1)은 클램프 커패시터(C2)로부터 전압(VC2)를 수신하며, 1차 권선(P1)의 권선 끝점(winding end)의 전위는 포지티브이다. 따라서, 2차 권선(S1)의 단자 전압은 VC2·(n2/n1)으로 표현되며, 2차 권선(S1)의 권선 끝점의 전위는 포지티브이다.

결과적으로, 스위치(Q10)의 전압(Q10v)은 VC2·(n2/n1)와 같고, 스위치(Q11)의 게이트 전압은 VC2·(n2/n1)으로 표현되며, 포지티브이다. 이는 스위치(Q11)를 턴 온 시킨다. 변압기(Ta)의 2차측에 대해, 전류는 L1, C10, Q11 및 L1의 경로를 통과한다. 전압(Q11v)은 실질적으로 0이며, 스위치(Q10)는 오프가 된다.

기간 T1의 t0에서, 스위치(Q2)는 온에서 오프로 변하고, Q2, P1, C2 및 Q2를 따른 경로를 통과하는 전류는 0이 된다. 대신에, 전류는 P1, Vin, C3, 및 P1을 따른 경로를 통과하여, 커패시터(C3)를 방전하고, 스위치(Q1)의 전압(Q1v)을 떨어트린다. 전압(Q1v)이 강하하면, 1차 권선(P1)의 단자 전압은 감소하여 2차 권선(S1)의 단자 전압을 감소시킨다. 결과적으로, 스위치(Q10)의 전압(Q10v)을 감소시킨 다.

기간 T2의 t1에서, 스위치(Q10)의 전압(Q10v)은 스위치(Q11)의 게이트 임계 전압(Vth11)까지 감소하여, 스위치(Q11)를 턴 오프한다. 스위치(Q11)의 전류(Q11i)는 0이 되고, 스위치(Q11)에 대한 전류는 다이오드(D11)를 통과하기 시작한다.

기간 T3의 t2에서, 스위치(Q1)의 전압(Q1v)은 DC 전원(Vin)의 전압에 도달한다. 1차 권선(P1)의 단자 전압이 0이 되고, 따라서, 2차 권선(S1)의 단자 전압이 0이 된다. 이는 스위치(Q10)의 전압(Q10v)을 0으로 강하시킨다. 스위치(Q1)의 전압(Q1v)은 더 감소되어 1차 권선(P1)의 권선 시작점에 포지티브 전위를 인가하게 되고, 따라서, 2차 권선(S1)의 권선 시작점에 포지티브 전위가 인가된다. t3에서, 스위치(Q1)의 전압(Q1v)은 0이 된다. 다음으로, 1차 권선(P1)의 단자 전압은 vin이 되고, 2차 권선(S1)의 단자 전압은 Vin·(n2/n1)이된다. 기간 T3에서, 1차 권선(P1)의 단자 전압은 0에서 Vin으로 변하고, 1차 권선(P1)의 권선 시작점은 포지티브가 된다. 동시에, 2차 권선(S1)의 단자 전압은 0에서 Vin·(n2/n1)으로 변하고, 2차 권선(S1)의 권선 시작점은 포지티브가 된다.

따라서, 누설 인덕턴스(LS)를 통과하는 전류 ILS(t)는 이하 수식처럼 증가한다.

ILS(t) = (VS1(t)/LS)·t ... (1)

여기서, VS1(t)는 2차 권선(S1)의 단자 전압이고, LS는 누설 인덕턴스 값이며, t는 시간이다. 누설 인덕턴스 LS를 통과하는 전류는 다이오드(D10)의 전류와 동일하며, 따라서, 다이오드(D10)의 전류(D10i)는 기간 T3에서 증가한다. 다이오드(D10)의 전류(D10i)의 증가로 인해, 다이오드(D11)의 전류(D11i)는 감소한다. 변압기(Ta)의 2차측에 대한 기간 T3 동안, 일 전류는 L1, C10, D11 및 L1 경로를 통과하고, 다른 전류는 L1, C10, D10, LS, S1 및 L1 경로를 통과한다. 후자의 전류는 수식 (1)에 따라 증가하며, 전자의 전류는 이로 인하여 감소한다.

기간 T4의 시간 t3에서, 커패시터(C3)는 완전 방전하고, 스위치(Q1)의 전압(Q1v)은 0이 되며, P1, Vin, C3 및 P1을 따른 경로를 통과하는 전류는 P1, Vin, D1(Q1) 및 P1을 따른 경로로 그 방향을 바꾸고, 스위치(Q1)는 게이트 신호(Q1g)에 응답하여 턴 온한다.

기간 T4에서, 스위치(Q1)의 전압(Q1v)은 실질적으로 0이며, 1차 권선(P1)의 단자 전압은 Vin이다. 그러므로, 2차 권선(S1)의 단자 전압 VS1(t)은 Vin·(n2/n1)으로 표현된다. 누설 인덕턴스(LS)를 통과하는 전류 ILS(t)는 이하 수식과 같이 증가한다.

ILS(t) = (VS1(t)/LS)·t + ILS(t3)

= (Vin·(n2/n1)/LS)·t + ILS(t3) ... (2)

여기서, ILS(t3)는 t3에서 누설 인덕턴스(LS)를 통과하는 전류이다. 누설 인덕턴스(LS)를 통과하는 전류의 증가로 인해, 다이오드(D11)의 전류(D11i)는 감소하고, t4에서 평활 리액터(L1)을 통과하는 전류에 달한다. 다음으로, 전류 ILS(t)는 평활 리액터(L1)의 전류와 동일해지고, 다이오드(D11)의 전류(D11i)는 0이 되며, 다이오드(D11)에는 회복 전류로 인하여 역전류가 통한다. 스위치(Q1)의 전류 (Q1i)는 권선수의 비로 2차 권선(S1)을 통과하는 전류에 비례한다. 그러므로, 스위치(Q1)의 전류(Q1i)는 증가하여, t4에서 n2/n1(권선수의 비율)과 평활 리액터(L1)를 통과하는 전류의 곱의 값에 달한다.

기간 T5의 시간 t4에서, 다이오드(D11)의 회복 전류는 감소하고, 스위치(Q11)의 전압(Q11v)은 증가한다. 스위치(Q11)의 전압(Q11v)이 스위치(Q10)의 게이트 임계 전압(Vth10)에 도달하는 경우, 스위치(Q10)는 턴 온되어, 다이오드(D10)를 통과하는 전류는 그 방향을 스위치(Q10)로 바꾼다. 스위치(Q11)의 전압(Q11v)은 누설 인덕턴스(LS) 및 다이오드(D11)의 결합 커패시턴스와 스위치(Q11)의 출력 커패시턴스로 인하여 발진한다. 발진은 점차 감쇄하고, 스위치(Q11)의 전압(Q11v)은 Vin·(n2/n1)으로 결정된다.

스위치(Q11)의 전압(Q11v)이 스위치(Q10)의 게이트 임계 전압(Vth10)을 교차하도록 발진한다면, 스위치(Q10)는 반복적으로 턴 온 및 오프되어 도 6의 동작 파형에서 도시된 것처럼 큰 링잉(ringing)을 포함하여 채터링(chattering)된다. 이러한 발진을 억제하기 위해서는, 저항(R21) 및 커패시터(C21)로 구성된 CR 스너버(snbber) 회로가 추가될 수 있다. 1차 권선(P1) 및 2차 권선(S1)이 소결합(loosely coupled)되어 누설 인덕턴스(LS)를 증가시키므로, 발진기의 진폭은 크고 그 주파수는 낮다. 그 결과 CR 스너버 회로의 손실을 증가시키고, 효율을 열화시킨다.

기간 T6의 시간 t5에서, 스위치(Q1)의 게이트 신호(Q1g)는 0으로 떨어져서, 스위치(Q1)의 전류(Q1i)를 0이 되도록 한다. Vin, P1, Q1 및 Vin 경로를 통과하는 전류는 Vin, P1, C3 및 Vin으로 경로를 변경하기 시작하여 커패시터(C3)의 전압을 증가시킨다. 결과적으로, 스위치(Q1)의 전압(Q1v)은 증가하고, 스위치(Q11)의 전압(Q11v)은 감소한다.

기간 T7의 시간 t6에서, 스위치(Q11)의 전압(Q11v)은 스위치(Q10)의 게이트 임계 전압(Vth10)으로 감소한다. 스위치(Q10)는 턴 오프되어 스위치(Q10)의 전류(Q10i)를 0이 되도록 하고, 스위치(Q10)를 통과하는 전류가 그 방향을 다이오드(D10)쪽으로 변경하도록 한다.

기간 T8의 시간 t7에서, 스위치(Q1)의 전압(Q1v)은 Vin에 도달한다. 1차 권선(P1)의 단자 전압은 0이 되고, 2차 권선(S1)의 단자 전압 또한 0이 되어, 스위치(Q11)의 전압(Q11v)을 0이 되도록 한다. 스위치(Q1)의 전압(Q1v)은 또한 증가하여 1차 권선(P1)의 권선 끝점에 포지티브 전위를 인가한다. 2차 권선(S1)의 권선 끝점 또한 포지티브 전위를 받는다. t8에서, 스위치(Q1)의 전압(Q1v)은 Vin+VC2 레벨에 도달한다. 결과적으로, 1차 권선(P1)의 단자 전압은 VC2가 되고, 2차 권선(S1)의 단자 전압은 VC2·(n2/n1)이된다. 기간 T8에서, 그 권선 끝점이 포지티브 전위를 받는 일차 권선(P1)의 단자 전압은 0에서 VC2로 변한다. 이때, 그 권선 끝점이 포지티브 전위를 받는 2차 권선(S1)의 단자 전위는 0에서 VC2·(n2/n1) 레벨로 변한다. 따라서, 누설 인덕턴스(LS)를 통과하는 전류 ILS(t)는 이하의 수식과 같이 감소한다.

ILS(t) = ILS(t7) - (VS1(t)/LS)·t .... (3)

여기서, VS1(t)은 2차 권선(S1)의 단자 전압이고, ILS(t7)은 t7에서의 누설 인덕턴스를 통과하는 전류이다. 누설 인덕턴스(LS)를 통과하는 전류는 다이오드(D10)를 통과하는 전류와 동일하며, 따라서, 다이오드(D10)의 전류(D10i)는 기간 T8에서 감소한다. 다이오드(D10)의 전류(D10i)에서의 감소에 의해, 다이오드(D11)의 전류(D11i)는 증가한다.

변압기(Ta)의 2차측에 대해 기간 T8 동안, 전류는 L1, C10, D10, LS, S1, 및 L1 경로를 통과하고, 다른 전류는 L1, C10, D11 및 L1의 경로를 통과한다. 전자의 전류는 수식 (3)에 따라 감소하고, 후자 전류는 전자 전류의 감소에 의해 증가한다.

기간 T9의 시간 t8에서, 커패시터(C3)는 완전 충전되고, 스위치(Q1)의 전압(Q1v)은 실질적으로 Vin + VC2의 레벨이며, 1차 권선(P1)의 단자 전압은 VC2이다. 따라서, 2차 권선(S1)의 단자 전압 VS1(t)은 VC2·(n2/n1)의 레벨이며, 누설 인덕턴스(LS)를 통과하는 전류 ILS(t) 이하 수식과 같이 감소한다.

ILS(t) = ILS(t8) - (VS1(t)/LS)·t

= ILS(t8) - (VC2·(n2/n1)/LS)·t ... (4)

여기서 ILS(t8)은 t8에서 누설 인덕턴스(LS)를 통과하는 전류이며, 누설 인덕턴스(LS)를 통과하는 전류는 감소하고, 이러한 감소로 인하여, 다이오드(D11)의 전류(D11i)는 증가한다. t9에서, 다이오드(D10)의 전류(D10i)는 0이 되고, 다이오드(D10)에는 회복 전류로 인하여 역전류가 통한다. 다이오드(D11)의 전류(D11i)는 평활 리엑터(L1)를 통과하는 전류와 동일해진다. 스위치(Q2)의 전류(Q2i)는 권선 횟수의 비율로 2차 권선(S1)을 통과하는 전류에 비례한다. 즉, 스위치(Q2)의 전류 (Q2i)는 증가하고, t9에서의 1차 권선(P1)의 여기 전류(excitation current)가 된다.

기간 T10의 시간 t9에서, 다이오드(D10)의 회복 전류는 감소하고, 스위치(Q10)의 전압(Q10v)은 증가한다. 전압(Q10v)은 스위치(Q11)의 게이트 임계 전압(Vth11)에 도달하여, 스위치(Q11)를 턴 온한다. 다음으로, 다이오드(D11)를 통과하는 전류는 그 방향을 스위치(Q11)로 변경한다.

스위치(Q10)의 전압(Q10v)은 누설 인덕턴스(LS)와 다이오드(D10)의 결합 패시턴스 및 스위치(Q10)의 출력 커패시턴스로 인하여 발진한다. 전압(Q10v)의 발진은 점차 감쇄하여 VC2·(n2/n1) 레벨에 달한다.

스위치(Q10)의 전압(Q10v)이 발진하여 스위치(Q11)의 게이트 임계 전압(Vth11)을 교차하는 경우, 스위치(Q11)는 반복적으로 턴 온 및 오프되어 도 6에 도시된 동작 파형과 같은 큰 링잉을 포함하는 채터링을 야기한다. 이러한 발진을 억제하기 위하여, 저항(R20) 및 커패시터(C20)로 구성된 CR 스너버 회로가 추가될 수 있다. 1차 권선(P1) 및 2차 권선(S1)이 소결합되어 누설 인덕턴스(LS)를 증가시키므로, 발진의 진폭은 크고, 그 주파수는 낮다. 그 결과, CR 스너버 회로의 손실을 증가시키고, 효율을 열화시킨다.

이러한 방식으로, 관련 분야에 따르면 2차 권선(S1)에 의한 동기식 정류기를 구동하는 것은 기간 T3, T4, T7, T8 및 T9에서 다이오드(D10)에 전류를 흐르게 하고, 기간 T2, T3, T4, T8 및 T9에서 다이오드(D11)에 전류를 흐르게 한다. 즉, 이들 기간 동안, 동기식 정류기(스위치 Q10 및 Q11)를 통한 전류가 흐르지 않는다. 대신에, 이 기간 동안 전류는 다이오드(D10 및 D11)를 통과하여, 동기식 정류의 효율 및 전원 효율을 열화시킨다. 또한, 동기식 정류기와 병렬로 접속된 다이오드(D10 및 D11)는 회복 전류를 생성하고, 동기식 정류기를 반복적으로 턴 온/오프 시킨다. 그 결과 동기식 정류기의 채터링을 야기하고, 효율을 열화시킨다. 채터링을 억제하기 위하여 CR 스너버 회로를 추가하면 손실을 증가시키고 효율을 열화시킨다.

도 3은 제2 관련 분야에 따른 DC 컨버터를 도시하는 회로도이다. 도 3에서, 변압기(Tb)의 1차측은 액티브 클램프 회로를 채용하고, 도 1의 변압기(Ta)의 1차측과 동일하며, 따라서 그 설명은 생략한다. 변압기(Tb)는 1차 권선(n1의 권선수를 가짐), 상기 1차 권선(P1)과 매우 소결합된 제1의 2차 권선(S1)(n2의 권선수를 가짐), 및 1차 권선(P1)과 소결합된 제2의 2차 권선(S2)(n3의 권선수를 가짐)를 갖는다. 제1의 2차 권선(S1)의 제1 단부는 제2의 2차 권선(S2)의 제1 단부에 접속된다. 제1의 2차 권선(S1)의 양단은 누설 인던턴스(L1)을 통해 포화 가능한 리액터(LH)에 접속된다. 포화 가능한 리액터(LH)는 변압기(Tb)의 코어의 포화 특성을 이용하여 형성된다.

제2의 2차 권선(S2)의 제2 단부(검은 동그라미로 표시)는 누설 인덕턴스(LS)를 통해 다이오드(D11)의 캐소드에 접속된다. 제2의 2차 권선(S2)의 제1 단부는 다이오드(D10)의 캐소드에 접속된다. 다이오드(D10)의 아노드는 다이오드(D11)의 아노드에 접속된다.

다이오드(D10)의 양단은 MOSFET와 같은 스위치(Q10)의 드레인 및 소스에 접 속된다. 다이오드(D11)의 양단은 MOSFET와 같은 스위치(Q11)의 드레인 및 소스에 접속된다. 스위치(Q11)의 게이트는 제2의 2차 권선(S2)의 제1 단부에 접속된다. 스위치(Q10)의 게이트는 누설 인덕턴스(LS)를 통해 제2의 2차 권선(S2)의 제2 단부에 접속된다. 커패시터(C10)의 제2 단부는 다이오드(D10)의 아노드와 다이오드(D11)의 아노드 사이의 노드에 접속된다.

누설 인덕턴스(LS)가 소결합된 1차 권선(P1)과 제2의 2차 권선(S2) 사이에 존재한다. 매우 소결합된 1차 권선(P1)과 제1의 2차 권선(S1) 사이의 누설 인덕턴스(L1)는 순방향 컨버터의 평활 리액터의 역할을 하고, 스위치(Q1)이 온인 경우 에너지를 축적한다. 스위치(Q1)가 오프인 경우, 제2의 2차 권선(S2)은 누설 인덕턴스(L1)내에서 축적된 에너지를 변압기(Tb)의 2차측에 반환한다.

스위치(Q1)이 온인 경우 누설 인덕턴스(LS)는 축적된 에너지를 클램프 커패시터(C2)에 저장하여, 제1의 2차 권선(S1)이 권선된 코어를 제3 사분면(quadrant)으로 떨어트리고, 이를 포화시킨다.

도 4는 당해 기술에 관련된 DC 컨버터의 변압기(Tb)의 구조를 도시한다. 도 5는 도 4의 변압기를 도시하는 등가 회로도이다. 도 4에서, 변압기(Tb)는 사각형 외형을 갖는 코어(30)를 갖는다. 코어(30)는 수직 자기 경로 방향으로 서로 병렬로 연장하여 자기 경로(32a, 32b, 32c)를 형성하는 스페이스(35a 및 35b)를 갖는다. 코어(30)의 코어부(30a) 주위로, 일차 권선(P1) 및 제2의 2차 권선(S2)이 서로 인접하게 감겨있다. 코어(30)는 경로 코어(30c) 및 갭(31)을 갖는다. 주변 코어 주위로, 제1의 2차 권선(S1)이 감겨있다. 경로 코어(30c)는 1차 권선(P1)과 제 1의 2차 권선(S1)이 서로 매우 소결합되도록 하여, 누설 인덕턴스(L1)를 증가시킨다.

1차 권선(P1) 및 제2의 2차 권선(S2) 사이의 주변 코어 상에, 리세스(30b)가 형성된다. 리세스(30b)는 코어의 자기 경로의 일부의 단면적을 감소시켜서, 일부분만이 포화한다. 이러한 구조는 코어 손실을 감소할 수 있다. 포화하는 일부는 포화 가능한 리액터(LH)로서 이용된다. 제1의 2차 권선(S1)이 감겨지는 코어(30)의 일부분에 리세스(30b)를 형성하는 것은 그 일부분을 포화시키게 되고, 여자 전류를 증가시키고, 전압 공진을 생성한다. 도 5에 도시된 검은 점은 변압기(Tb)의 1차 권선(P1), 제1의 2차 권선(S1) 및 제2의 2차 권선(S2)을 권선 시작점을 표시한다.

도 3의 DC 컨버터의 동작이 도 7의 타이밍 차트를 참조로 설명된다.

t0 이전에, 스위치(Q1)는 오프이고, 스위치(Q2)는 온이다. 변압기(Tb)의 1차측에는, 전류가 Q2, P1, C2 및 Q2의 경로를 통과한다. 변압기(Tb)의 2차측에는, 전류가 L1, C10, Q11, LS, S2, S1 및 L1의 경로를 통과한다. 스위치(Q11)의 전압(Q11v)은 실질적으로는 0이다. 스위치(Q10)는 오프이다. 변압기(Tb)의 일차 권선(P1)은 클램프 커패시터(C2)로부터 전압(VC2)를 수신하고, 1차 권선(P1)의 권선 끝점의 전위는 포지티브이다. 따라서, 제2의 2차 권선(S2)의 단자 전압은 VC2·(n3/n1) 레벨이며, 제2의 2차 권선(S2)의 권선 끝점의 전위는 포지티브이다.

제1의 2차 권선(S1)의 전압(누설 인덕턴스(L1)을 포함)은 VC2·(n3/n1)-Vout 레벨이며, 제1의 2차 권선(S1)의 권선 끝점의 전위는 포지티브이다. 그러므로 스 위치(Q10)의 전압(Q10v)은 포지티브이며, VC2·(n3/n1) 레벨과 동일하다. 즉, 스위치(Q11)의 게이트 전압은 포지티브이고, 그러므로, 스위치(Q11)는 온이다.

기간 T1의 시간 t0에서, 스위치(Q2)는 온에서 오프로 변하고, Q2, P1, C2 및 Q2를 따른 경로를 통과하는 전류는 0이 된다. 대신에, 전류는 P1, Vin, C3, 및 P1을 따른 경로를 통과하여, 커패시터(C3)를 방전하고, 스위치(Q1)의 전압(Q1v)을 떨어트린다. 전압(Q1v)이 강하하면, 1차 권선(P1)의 단자 전압은 감소하여, 제2의 2차 권선(S2)의 단자 전압을 감소시킨다.

기간 T2의 시간 t1에서, 스위치(Q10)의 전압(Q10v)은 스위치(Q11)의 게이트 임계 전압(Vth11)까지 감소하여, 스위치(Q11)를 턴 오프한다. 스위치(Q11)의 전류(Q11i)는 0이 되고, 스위치(Q11)로의 전류는 다이오드(D11)를 통과하기 시작한다.

기간 T3의 시간 t2에서, 스위치(Q1)의 전압(Q1v)은 Vin에 도달한다. 1차 권선(P1)의 단자 전압은 0이 되고, 그러므로 제2의 2차 권선의 단자 전압은 0이 된다. 이는 스위치(Q10)의 전압(Q10v)을 0으로 떨어트린다. 1차 권선(P1)의 권선 시작점에 포지티브 전위를 인가하도록 스위치(Q1)의 전압(Q1v)은 더 감소하며, 그러므로, 제2의 2차 권선(S2)의 권선 시작점에 포지티브 전위가 인가된다. t3에서, 스위치(Q1)의 전압(Q1v)은 0이 된다. 다음으로, 1차 권선(P1)의 단자 전압은 Vin이 되고, 제2의 2차 권선(S2)의 단자 전압은 Vin·(n3/n1)의 값이 된다. T3 기간에서, 1차 권선(P1)의 단자 전압은 0에서 Vin으로 변하며, 여기서 1차 권선(P1)의 권선 시작점은 포지티브이다. 동시에, 제2의 2차 권선(S2)의 단자 전압은 0에서 Vin·(n3/n1)의 레벨로 변하고, 여기서 제2의 2차 권선(S2)의 권선 시작점은 포지 티브이다.

따라서, 누설 인덕턴스(LS)를 통과하는 전류 ILS(t)는 아래의 수식과 같이 감소한다.

ILS(t) = ILS(t2) - (VS2(t) / LS)·t ... (5)

여기서, VS2(t)는 t2에서 누설 인덕턴스(LS)를 통과하는 전류이다. 누설 인덕턴스(LS)를 통과하는 전류는 다이오드(D11)의 전류와 동일하며, 그러므로, 다이오드(D11)의 전류(D11i)는 기간 T3에서 감소한다.

다이오드(D11)의 전류(D11i)의 감소로 인하여, 다이오드(D10)의 전류(D10i)는 증가한다. 변압기(Tb)의 2차 측 상의 기간(T3) 동안, 전류를 L1, C10, D11, LS, S2, S1 및 L1을 따른 경로를 통과하고, 다른 전류는 L1, C10, D10, S1 및 L1을 따른 경로를 통과한다. 전자의 전류는 수식 (5)에 따라 감소하고, 후자의 전류는 이에 의해 증가한다.

기간 T4의 시간 t3에서, 커패시터(C3)는 완전 방전하고, 스위치(Q1)의 전압(Q1v)은 0이 되며, P1, Vin, C3 및 P1을 따른 경로를 통과하는 전류는 P1, Vin, D1(Q1), 및 P1을 따른 경로로 그 방향을 변경하고, 스위치(Q1)는 게이트 신호(Q1g)에 응답하여 온으로 된다.

기간 T4에서, 스위치(Q1)의 전압(Q1v)은 실질적으로 0이며, 1차 권선(P1)의 단자 전압은 Vin이다. 그러므로, 제2의 2차 권선(S2)의 단자 전압 VS2(t)은 Vin·(n3/n1)의 레벨이다. 누설 인덕턴스(LS)를 통과하는 전류 ILS(t)는 이하의 수식과 같이 감소한다.

ILS(t) = ILS(t3) - (VS2(t)/LS)·t

= ILS(t3) - (Vin·(n3/n1)/LS)·t ... (6)

여기서, ILS(t3)는 t3에서의 누설 인덕턴스(LS)를 통과하는 전류이다. 누설 인덕턴스(LS)를 통과하는 전류의 감소로 인해, 다이오드(D10)의 전류(D10i)는 증가한다. t4에서, 다이오드(D10)의 전류(D10i)는 누설 인덕턴스(L1)를 통과하는 전류에 도달한다. 다음으로, 다이오드(D11)의 전류(D11i)는 0 되고, 다이오드(D11)는 다이오드(D11)의 회복 전류로 인하여 역전류가 통과한다.

스위치(Q1)의 전류(Q1i)는 권선의 횟수의 비율로 제2의 2차 권선(S2)을 통과하는 전류에 비례한다. 그러므로, 스위치(Q1)의 전류(Q1i)는 t4에서 증가하여, 권선 횟수의 비율과 누설 인덕턴스(L1)를 통과하는 전류의 곱에 도달한다.

기간 T5의 시간 t4에서, 다이오드(D11)의 회복 전류는 감소하고, 스위치(Q11)의 전압(Q11v)은 증가한다. 스위치(Q11)의 전압(Q11v)이 스위치(Q10)의 게이트 임계 전압(Vth10)에 도달하는 경우, 스위치(Q10)는 온이 되어, 다이오드(D10)를 통과하는 전류는 스위치(Q10)로 그 방향을 변경한다. 스위치(Q11)의 전압(Q11v)은 누설 인덕턴스(LS)와 다이오드(D11)의 결합 커패시턴스 및 스위치(Q11)의 출력 커패시턴스로 인해 발진한다. 발진기는 점차 발진하고, 스위치(Q11)의 전압(Q11v)은 Vin·(n3/n1)의 레벨로 설정된다.

스위치(Q11)의 전압(Q11v)은 스위치(Q10)의 게이트 임계 전압(Vth10)을 교차하여 발진하는 경우, 스위치(Q10)는 반복적으로 턴 온 및 오프되어 도 6의 동작 파형에서 도시된 것처럼 큰 링잉(ringing)을 포함하여 채터링(chattering)된다. 그 러한 발진을 억제하기 위하여, 저항(R21) 및 커패시터(C21)로 구성된 CR 스너버(snbber) 회로가 추가될 수 있다. 1차 권선(P1) 및 2차 권선(S1)이 소결합되어 누설 인덕턴스(LS)를 증가시키므로, 발진기의 진폭은 크고 그 주파수는 낮다. 그 결과 CR 스너버 회로의 손실을 증가시키고, 효율을 열화시킨다.

기간 T8의 시간 t7에서, 스위치(Q1)의 전압(Q1v)은 Vin에 도달한다. 1차 권선(P1)의 단자 전압은 0이 되고, 2차 권선(S1)의 단자 전압 또한 0이 되어, 스위치(Q11)의 전압(Q11v)을 0이 되도록 한다. 스위치(Q1)의 전압(Q1v)은 또한 증가하여 1차 권선(P1)의 권선 끝점에 포지티브 전위를 인가한다. 제2의 2차 권선(S2)의 권선 끝점 또한 포지티브 전위를 받는다. t8에서, 스위치(Q1)의 전압(Q1v)은 Vin+VC2 레벨에 도달한다. 결과적으로, 1차 권선(P1)의 단자 전압은 VC2가 되고, 제2의 2차 권선(S2)의 단자 전압은 VC2·(n2/n1)이된다.

기간 T8에서, 그 권선 끝점이 포지티브 전위를 받는 일차 권선(P1)의 단자 전압은 0에서 VC2로 변한다. 이때, 그 권선 끝점이 포지티브 전위를 받는 제2의 2차 권선(S2)의 단자 전위는 0에서 VC2·(n2/n1) 레벨로 변한다. 따라서, 누설 인덕턴스(LS)를 통과하는 전류 ILS(t)는 이하의 수식과 같이 증가한다.

ILS(t) = ILS(t7) - (VS1(t)/LS)·t .... (7)

여기서, VS1(t)은 제2의 2차 권선(S2)의 단자 전압이고, ILS(t7)은 t7에서의 누설 인덕턴스를 통과하는 전류이다. 누설 인덕턴스(LS)를 통과하는 전류는 다이오드(D10)를 통과하는 전류와 동일하며, 따라서, 다이오드(D10)의 전류(D10i)는 기간 T8에서 증가한다. 다이오드(D10)의 전류(D10i)에서의 증가에 의해, 다이오드(D11)의 전류(D11i)는 감소한다.

변압기(Ta)의 2차측에 대해 기간 T8 동안, 전류는 L1, C10, D10, LS, S1, 및 L1 경로를 통과하고, 다른 전류는 L1, C10, D11 및 L1의 경로를 통과한다. 후자의 전류는 수식 (7)에 따라 증가하고, 전자의 전류는 후자의 전류의 증가에 의해 감소한다.

기간 T9의 시간 t8에서, 커패시터(C3)는 완전 충전되고, 스위치(Q1)의 전압(Q1v)은 실질적으로 Vin + VC2의 레벨이며, 1차 권선(P1)의 단자 전압은 VC2이다. 따라서, 제2의 2차 권선(S2)의 단자 전압 VS2(t)은 VC2·(n3/n1)의 레벨이며, 누설 인덕턴스(LS)를 통과하는 전류 ILS(t) 이하 수식과 같이 감소한다.

ILS(t) = ILS(t8) - (VS2(t)/LS)·t

= ILS(t8) - (VC2·(n3/n1)/LS)·t ... (8)

여기서 ILS(t8)은 t8에서 누설 인덕턴스(LS)를 통과하는 전류이며, 누설 인덕턴스(LS)를 통과하는 전류는 증가하고, 이러한 증가로 인하여, 다이오드(D10)의 전류(D10i)는 증가한다. t9에서, 다이오드(D10)의 전류(D10i)는 0이 되고, 다이오드(D10)에는 회복 전류로 인하여 역전류가 통한다. 다이오드(D11)의 전류(D11i)는 평활 리엑터(L1)를 통과하는 전류와 동일해진다. 스위치(Q2)의 전류(Q2i)는 권선 횟수의 비율로 제2의 2차 권선(S2)을 통과하는 전류에 비례한다. 즉, 스위치(Q2)의 전류(Q2i)는 증가하고, t9에서 1차 권선(P1)의 여기 전류가 된다.

기간 T10의 시간 t9에서, 다이오드(D10)의 회복 전류는 감소하고, 스위치(Q10)의 전압(Q10v)은 증가한다. 전압(Q10v)은 스위치(Q11)의 게이트 임계 전압(Vth11)에 도달하여, 스위치(Q11)를 턴 온한다. 다음으로, 다이오드(D11)를 통과하는 전류는 그 방향을 스위치(Q11)로 변경한다. 스위치(Q10)의 전압(Q10v)은 누설 인덕턴스(LS)와 다이오드(D10)의 결합 패시턴스 및 스위치(Q10)의 출력 커패시턴스로 인하여 발진한다. 전압(Q10v)의 발진은 점차 감쇄하여 VC2·(n3/n1) 레벨에 달한다.

스위치(Q10)의 전압(Q10v)이 발진하여 스위치(Q11)의 게이트 임계 전압(Vth11)을 교차하는 경우, 스위치(Q11)는 반복적으로 턴 온 및 오프되어 도 6에 도시된 동작 파형과 같은 큰 링잉을 포함하는 채터링을 야기한다. 이러한 발진을 억제하기 위하여, 저항(R20) 및 커패시터(C20)로 구성된 CR 스너버 회로가 추가될 수 있다. 1차 권선(P1) 및 제2의 2차 권선(S2)이 소결합되어 누설 인덕턴스(LS)를 증가시키므로, 발진의 진폭은 크고, 그 주파수는 낮다. 그 결과, CR 스너버 회로의 손실을 증가시키고, 효율을 열화시킨다.

도 3의 제2의 종래 기술의 DC 변압기는 도 1의 제1 종래 기술의 DC 컨버터와 유사한 문제를 갖는다. 즉, 제2의 2차 권선(S2)에 의해 동기식 정류기를 구동하여, 기간 T3, T4, T7, T8 및 T9에서 전류를 다이오드(D10)로 통과시키고, 기간 T2, T3, T4, T8 및 T9에서 전류를 다이오드(D11)로 통과시킨다. 즉, 이들 기간 동안, 전류는 동기식 정류기(스위치 Q10 및 Q11)를 통과하지 않는다. 대신에, 이 기간 동안 전류는 다이오드(D10 및 D11)를 통과하여, 동기식 정류기의 효율과 전력원의 효율을 열화시킨다. 또한, 동기식 정류기와 병렬로 연결된 다이오드(D10 및 D11)는 동기식 정류기를 반복적으로 턴 온/오프시키는 회복 전류를 생성한다. 이는 동기식 정류기의 채터링과 효율 열화를 초래한다. 채터링을 억제하기 위하여 CR 스너버 회로를 추가하는 것은 손실을 증가시키고 효율을 열화시킬 것이다.

본 발명에 따르면, 동기식 정류기를 안정적으로 구동하고 효율을 개선할 수 있는 DC 컨버터가 제공될 수 있다.

본 발명의 제1 기술적 측면에 따르면, 1차 권선 및 2차 권선이 소결합된 변압기, 상기 1차 권선과 직렬로 접속된 메인 스위치, 및 상기 1차 권선과 상기 메인 스위치 중 하나의 양단에 접속된 직렬 회로를 가지며, 상기 직렬 회로는 클램프 커패시터 및 보조 스위치를 포함한다. 메인 및 보조 스위치는 교대로 턴 온/오프되어, 변압기의 2차 권선의 전압은 동기식 정류기로 동기식으로 정류되며, 평활 소자로 평활화되어, DC 출력을 제공한다. DC 컨버터는 또한 변압기의 1차 권선과 밀결 합된(tightly coupled) 3차 권선을 포함한다. 3차 권선은 동기식 정류기를 구동하기 위한 전압을 생성한다.

본 발명의 실시예에 따른 DC 컨버터가 도면을 참조로 이하 설명된다.

(제1 실시예)

도 8은 본 발명의 제1 실시예에 따른 DC 컨버터를 도시하는 회로도이다. 제1 실시예는 도 1의 DC 컨버터의 것과는 상이한 부분과 관련하여 주로 설명될 것이다.

변압기(Tc)는 1차 권선(P1)(n1회의 권선수를 가짐), 1차 권선(P1)과 소결합된 2차 권선(S1)(n2회의 권선수를 가짐) 및 1차 권선(P1)과 밀결합된 3차 권선(S3)(n4회의 권선수를 가짐)을 갖는다. 스위치(Q1)가 온인 경우 스위치(Q10)를 턴 온하기 위하여, 3차 권선(S3)의 권선 시작점은 스위치(Q10)의 게이트에 접속된다. 스위치(Q1)가 오프인 경우 스위치(Q11)를 턴 온하기 위하여, 3차 권선(S3)의 권선 양단은 스위치(Q11)의 게이트에 접속된다.

3차 권선(S3)에 의해 생성된 전압은 스위치(Q10 및 Q11)의 게이트에 인가되어, 스위치(Q10 및 Q11)를 구동한다. 3차 권선(S3)은 1차 권선(P1)과 밀결합되므로, 1차 권선(P1)의 것과 동일한 전압 파형을 갖는다.

본 발명의 제1 실시예에 따른 DC 컨버터는 동기식 정류기의 역할을 하는 스위치(Q10 및 Q11) 각각의 온 기간을 연장할 수 있으며, 그 효율을 개선할 수 있다. DC 컨버터는 1차 권선(P1)과 밀결합된 3차 권선(S3)을 채용하여, 동기식 정류기를 구동한다. 이는 동기식 정류기와 병렬로 접속된 정류 다이오드(D10 및 D11)의 회복 전류에 의해 야기되는 발진으로 인한 채터링을 초래하는 동기식 정류기가 반복적으로 턴 온 및 오프되는 것을 방지한다.

도 1의 DC 컨버터와 비교할 때, 도 8의 DC 컨버터는 CR 스너버 회로(저항(R20 및 R21)과 커패시터(C20 및 C21))를 갖지 않는다.

제1 실시예에 따른 DC 컨버터의 동작이 도 9의 타이밍 차트도를 참조로 설명된다. 도 2에 도시된 신호에 부가하여, 도 9는 스위치(Q10)의 게이트를 구동하기 위한 게이트 신호(Q10g)(구동 신호) 및 스위치(Q11)의 게이트를 구동하기 위한 게이트 신호(Q11g)(구동 신호)를 포함한다.

t0 이전에, 스위치(Q1)는 오프이고, 스위치(Q2)는 온이다. 변압기(Tc)의 1차측에는, 전류가 Q2, P1, C2 및 Q2를 따른 경로를 통과한다. 변압기(Tc)의 1차 권선(P1)은 클램프 커패시터(C2)로부터의 전압(VC2)을 수신하고, 1차 권선(P1)의 권선 끝점의 전위는 포지티브이다. 따라서, 3차 권선(S3)의 권선 끝점의 전위는 포지티브이고, 스위치(Q11)의 게이트 전압(Q11g)의 전위는 포지티브가 되어, 스위치(Q11)을 턴 온한다.

변압기(Tc)의 2차측에는, 전류가 L1, C10, Q11 및 L1을 따른 경로를 통과한다. 스위치(Q11)의 전압(Q11v)은 실질적으로 0이며, 스위치(Q10)은 오프이다.

기간 T1의 시간 t0에서, 스위치(Q2)는 온에서 오프로 변하고, Q2, P1, C2 및 Q2를 따른 경로를 통과하는 전류는 0이 된다. 대신에, 전류는 P1, Vin, C3 및 P1을 따른 경로를 통과하여, 커패시터(C3)를 방전하고, 스위치(Q1)의 전압(Q1v)을 떨 어트린다. 전압(Q1v)이 떨어지는 경우, 1차 권선(P1)의 단자 전압은 감소되어 3차 권선(S3)의 단자 전압을 감소시킨다. 그 결과, 전류(D21i 및 D22i)가 감소한다. 동시에, 2차 권선(S1)의 단자 전압이 감소하여, 스위치(Q10)의 전압(Q10v)를 감소시킨다.

기간 T2의 시간 t1에서, 스위치(Q11)의 게이트 전압(Q11g)은 감소하여 스위치(Q11)의 게이트 임계 전압(Vth11)을 감소시킨다. 스위치(Q11)가 턴 오프하고, 스위치(Q11)의 전류(Q11i)는 0이 되며, 스위치(Q11)를 통과하는 전류는 그 방향을 다이오드(D11)쪽으로 바꾼다.

기간 T3의 시간 t2에서, 스위치(Q1)의 전압(Q1v)은 Vin 레벨에 달한다. 1차 권선(P1)의 단자 전압은 0이 되고, 3차 권선(S3)의 단자 전압은 0이 되고, 스위치(Q10 및 Q11)의 게이트 전압(Q10g 및 Q11g)은 0이 된다. 제2 권선(S1)의 단자 전압은 또한 0이 되어, 스위치(Q10)의 전압(Q10v)이 0이 되도록 한다.

스위치(Q1)의 전압(Q1v)은 더욱 감소하여 1차 권선(P1)의 권선 시작점에 포지티브 전위를 인가하며, 또한, 2차 권선(S1)의 권선 시작점에 포지티브 전위를 인가한다. t3에서, 스위치(Q1)의 전압(Q1v)은 0이 된다. 다음으로, 1차 권선(P1)의 단자 전압은 Vin이 되고, 2차 권선(S1)의 단자 전압은 Vin·(n2/n1) 레벨이 된다. T3 기간에서, 1차 권선(P1)의 단자 전압은 0에서 Vin으로 변하고, 1차 권선(P1)의 권선 시작점은 포지티브이다. 이 때, 2차 권선(S1)의 단자 전압은 0에서 Vin·(n2/n1) 레벨로 변하고, 2차 권선(S1)의 권선 시작점은 포지티브이다.

따라서, 누설 인덕턴스(LS)를 통과하는 전류 ILS(t)는 아래의 수식과 같이 증가한다.

ILS(t) = (VS1(t)/LS)·t ... (9)

여기서, VS1(t)은 제2 권선(S1)의 단자 전압이다. 누설 인덕턴스(LS)를 통과하는 전류는 다이오드(D10)의 전류와 동일하며, 따라서, 다이오드(D10)의 다이오드 전류(D10i)는 기간(T3)에서 증가한다. 다이오드(D10)의 전류(D10i)의 증가에 의해, 다이오드(D11)의 전류(D11i)는 감소한다. t2a에서, 스위치(Q10)의 게이트 전압(Q10g)은 게이트 임계 전압(Vth10)에 달하여 스위치(Q10)를 턴 온시키고, 다이오드(D10)를 통과하는 전류는 스위치(Q10)쪽으로 변한다.

기간 T3 동안 변압기(Tc)의 2차측에 대해, 전류가 L1, C10, D11 및 L1을 따른 경로를 통과하고, 다른 전류는 L1, C10, D10(Q10), LS, S1 및 L1을 따른 경로를 통과한다. 후자의 전류는 수식(9)에 따라 증가하고, 전자의 전류는 이로 인해 감소한다.

기간 T4의 시간 t3에서, 커패시터(C3)는 완전 방전하고, 스위치(Q1)의 전압(Q1v)은 0이 되며, P1, Vin, C3 및 P1을 따른 경로를 통과하는 전류는 P1, Vin, D1(Q1) 및 P1 루트로 그 방향을 바꾸며, 스위치(Q1)는 게이트 신호(Q1g)에 응답하여 스위치(Q1)를 턴 온한다.

기간 T4에서, 스위치(Q1)의 전압(Q1v)은 실질적으로 0이며, 1차 권선(P1)의 단자 전압은 Vin의 레벨이다. 그러므로, 2차 권선(S1)의 단자 전압 VS1(t)은 Vin·(n2/n1)의 레벨이다. 누설 인덕턴스(LS)를 통과하는 전류 ILS(t)는 이하 수식과 같이 증가한다:

ILS(t) = (VS1(t)/LS)·t + ILS(t3)

= (Vin·(n2/n1)/LS)·t + ILS(t3) ... (10)

여기서, ILS(t3)는 t3에서 누설 인덕턴스(LS)를 통과하는 전류이다. 누설 인덕턴스(LS)를 통과하는 전류의 증가에 의해, 다이오드(D11)의 전류(D11i)는 감소하고, t4에서 평활 리엑터(L1)를 통과하는 전류에 도달한다. 다음으로, 전류 ILS(t)는 평활 리엑터(L1)의 전류와 동일해지며, 다이오드(D11)의 전류(D11i)는 0이 되며, 다이오드(D11)는 다이오드(D11)의 회복 전류로 인하여 역전류가 통과한다.

스위치(Q1)의 전류(Q1i)는 권선 횟수의 비율로 2차 권선(S1)을 통과하는 전류에 비례한다. 그러므로, 스위치(Q1)의 전류(Q1i)는 증가하여, t4에서 권선 횟수의 비와 평활 리액터(L1)를 통과하는 전류의 곱의 값에 도달한다.

기간 T5의 시간 t4에서, 다이오드(D11)의 회복 전류는 감소하고, 스위치(Q11)의 전압(Q11v)가 증가한다. 스위치(Q11)의 전압(Q11v)은 누설 인덕턴스(LS)와 다이오드(D11)에 존재하는 결합 커패시턴스 및 스위치(Q11)에 존재하는 출력 커패시턴스로 인하여 발진한다. 발진은 점차 감쇄하고, 스위치(Q11)의 전압(Q11v)은 Vin·(n2/n1) 레벨로 설정된다.

발진이 더욱 커지더라도, 스위치(Q10 및 Q11) 즉, 동기식 정류기를 구동하고 1차 권선(P1)과 밀결합된 3차 권선(S3)은 결코 이에 의해 영향을 받지 않는다. 따라서, 스위치(Q10)는 도 6에 도시된 종래 기술의 동작 파형에서 관찰되는 채터링을 초래하는 반복적 턴 온 및 오프를 하지 않는다.

기간 T6의 시간 t5에서, 스위치(Q1)의 게이트 신호(Q1g)는 스위치(Q1)의 전류(Q1i)를 0으로 떨어트린다. Vin, P1, Q1 및 Vin을 따른 경로를 통과하는 전류는 Vin, P1, C3 및 Vin을 따른 경로로 변하기 시작한다. 그 결과, 커패시터(C3)의 전압이 증가하고, 스위치(Q1)의 전압(Q1v)이 증가하고, 스위치(Q11)의 전압(Q11v)은 감소하고, 스위치(Q10)의 게이트 전압(Q10g)은 감소하고, 스위치(Q11)의 게이트 전압(Q11g)은 증가한다.

기간 T7의 시간 t6에서, 게이트 전압(Q10g)은 스위치(Q10)의 게이트 임계전압(Vth10)으로 감소하여 스위치(Q10)를 턴 오프한다. 스위치(Q10)의 전류(Q10i)는 0이 되고, 스위치(Q10)를 통과하는 전류는 그 방향을 다이오드(D10)쪽으로 바꾼다.

기간 T8의 시간 t7에서, 스위치(Q1)의 전압(Q1v)은 Vin에 도달한다. 1차 권선(P1)의 단자 전압은 0이 되고, 3차 권선(S3)의 단자 전압은 0이 되어, 스위치(Q10 및 Q11)의 게이트 전압(Q10g 및 Q11g)이 0이 되도록 한다. 동시에, 2차 권선(S1)의 단자 전압은 0이 되어, 스위치(Q11)의 전압(Q11v)이 0이 되도록 한다. 스위치(Q1)의 전압(Q1v)은 더욱 증가하여 1차 권선(P1)의 권선 끝점에 포지티브 전위를 인가한다. 3차 권선(S3)의 권선 끝점은 또한 포지티브 전위를 수신한다. t8에서, 스위치(Q1)의 전압(Q1v)은 Vin + VC2의 레벨에 도달한다. t8에서, 스위치(Q1)의 전압(Q1v)은 Vin + VC2의 레벨에 달한다. 결과적으로, 1차 권선(P1)의 단자 전압은 VC2가 되고, 2차 권선(S1)의 단자 전압은 VC2·(n2/n1)의 레벨이 된다.

기간 T8에서, 그 권선 끝점이 포지티브 전위를 수신하는 1차 권선(P1)의 단자 전압은 0에서 VC2로 변한다. 동시에, 그 권선 끝점이 포지티브 전위를 수신하 는 2차 권선(S1)의 단자 전위는 0에서 VC2·(n2/n1)의 레벨로 변한다. 따라서, 누설 인덕턴스(LS)를 통과하는 전류 ILS(t)는 이하의 수식과 같이 감소한다.

ILS(t) = ILS(t7) - (VS1(t) /LS)·t .... (11)

여기서, VS1(t)은 2차 권선(S1)의 단자 전압이고, ILS(t7)은 t7에서 누설 인덕턴스(LS)를 통과하는 전류이다. 누설 인덕턴스(LS)를 통과하는 전류는 다이오드(D10)를 통과하는 전류와 동일하고, 따라서, 다이오드(D10)의 전류(D10i)는 기간 T8에서 감소한다. 다이오드(D10)의 전류(D10i)에서의 감소에 의해, 다이오드(D11)의 전류(D11i)는 증가한다. t7a에서, 스위치(Q11)의 게이트 전압(Q11g)d은 게이트 임계 전압(Vth11)에 달하여 스위치(Q11)를 턴 온하며, 다이오드(D11)를 통과하는 전류는 그 방향을 스위치(Q11)쪽으로 바꾼다. 기간 T8 동안 변압기(Tc)의 2차측에서, 일 전류는 L1, C10, D10, LS, S1 및 L1을 따른 경로를 통과하고, 다른 전류는 L1, C10, Q11 및 L1을 따른 경로를 통과한다. 전자의 전류는 수식(11)에 따라 감소하고, 후자의 전류는 전자의 전류의 감소에 의해 증가한다.

기간 T9의 시간 t8에서, 커패시터(C3)는 완전 충전되고, 스위치(Q1)의 전압(Q1v)은 실질적으로 Vin+VC2의 레벨이며, 1차 권선(P1)의 단자 전압은 VC2이다. 따라서, 2차 권선(S1)의 단자 전압 VS1(t)은 VC2·(n2/n1) 레벨이며, 누설 인덕턴스(LS)를 통과하는 전류 ILS(t)는 이하의 수식과 같이 감소한다.

ILS(t) = ILS(t8) - (VS1(t) / LS)·t

= ILS(t8) - (VC2·(n2/n1)/LS)·t .... (12)

여기서, ILS(t8)는 t8에서 누설 인덕턴스(LS)를 통과하는 전류이다. 이러한 방식으로, 누설 인덕턴스(LS)를 통과하는 전류는 감소하고, 이러한 감소로 인하여, 스위치(Q11)의 전류(Q11i)는 증가한다. t9에서, 누설 인덕턴스(LS)를 통과하는 전류는 0이 되고, 스위치(Q11)의 전류(Q11i)는 평활 리엑터(L1)를 통과하는 전류와 동일하게 된다.

스위치(Q2)의 전류(Q2i)는 권선 횟수의 비율로 2차 권선(S1)을 통과하는 전류에 비례한다. 즉, 스위치(Q2)의 전류(Q2i)는 증가하고 시간 t9에서 1차 권선(P1)의 여기 전류가 된다.

기간 T10의 시간 t9에서, 다이오드(D10)의 회복 전류는 감소하고, 스위치(Q10)의 전압(Q10v)은 증가한다. 전압(Q10v)은 누설 인덕턴스(LS)와 다이오드(D10)의 결합 커패시턴스 및 스위치(Q10)의 출력 커패시턴스로 인하여 발진한다. 발진은 점차 감쇄하고, 전압(Q10v)은 VC2·(n2/n1) 레벨이 된다. 발진이 더 커지더라도, 스위치(Q10 및 Q11) 즉, 동기식 정류기를 구동하고 1차 권선(P1)과 밀결합된 3차 권선(S3)은 이로 인하여 영향을 받지 않는다. 따라서, 스위치(Q11)는 도 6에 도시된 종래 기술의 동작 파형에서 관측되는 채터링을 야기하는 반복적 턴 온 및 오프를 하지 않는다.

이러한 방식으로, 제1 실시예는 1차 권선(P1)과 밀결합된 3차 권선(S3)의 전압을 채용하여 동기식 정류기의 역할을 하는 스위치(Q10 및 Q11)를 구동하여, 스위치(Q10)의 ON 타이밍을 t4에서 t2a로 전진시켜서, 전류는 기간 T4에서 동기식 정류기(Q10)를 통해 흐른다.

또한, 제1 실시예는 스위치(Q11)의 ON 타이밍을 t9에서 t7a로 앞으로 가도록 하여, 전류는 기간 T9에서 스위치(Q11)를 통해 흐른다. 이러한 방식으로, 제1 실시예는 각각의 동기식 정류기의 전류 통과 기간을 연장하여, DC 컨버터의 효율을 개선한다.

제1 실시예에 따르면, 스위치(Q10 및 Q11) 즉, 동기식 정류기는 스위치(Q10 및 Q11)와 병렬로 접속된 정류 다이오드(D10 및 D11)의 회복 전류에 의해 야기되는 발진으로 인한 채터링을 야기하는 반복적 턴 온 및 오프를 하지 않는다.

(제2 실시예)

도 10은 본 발명의 제2 실시예에 따른 DC 컨버터를 도시하는 회로도이다. 도 8에 도시된 제1 실시예의 구조 이외에, 제2 실시예는 3차 권선의 권선 시작점과 스위치(Q10)의 게이트 사이에 커패시터(C22) 즉, 제1 커패시터를 채용한다.

커패시터(C22)는 3차 권선(S3)의 권선 끝점과 스위치(Q11)의 게이트 사이의 정렬될 수 있다.

제2 실시예에 따른 DC 컨버터는 제1 실시예의 DC 컨버터의 것과 동일한 효과를 제공한다. 또한, 추가 커패시터(C22)의 커패시턴스는 동기식 정류기의 역할을 하는 MOSFET인 스위치(Q10 및 Q11)의 입력 커패시턴스(도시 없음)와 직렬로 접속된다. 3차 권선(S3)이 각각의 동기식 정류기의 구동 단자(게이트)의 내압 보다 더 높은 전압을 생성하더라도, 동기식 정류기의 구동 단자 전압은 동기식 정류기의 구동 단자의 내압 이하로 조절될 수 있다. 결과적으로, 동기식 정류기는 파손되지 않는다.

동기식 정류기를 구동할 때 커패시터(C22)와 동기식 정류기의 입력 커패시턴 스가 각각의 동기식 정류기의 구동 단자에 인가된 전압을 적절히 조절한다는 점에서, 제2 실시예에 따른 DC 컨버터의 동작은 도 8의 DC 컨버터의 것과는 상이하다. 이를 제외하고는, 제2 실시예의 동작은 도 9의 타이밍 차트를 참조로 설명된 것과 기본적으로 동일하다. 따라서, 제2 실시예의 상세한 설명은 생략된다.

제2 커패시터(도시 없음)는 동기식 정류기의 역할을 하는 MOSFET인 스위치(Q10 및 Q11) 각각의 입력 커패시턴스(도시 없음)와 병렬로 추가될 수 있다. 이 경우, 스위치(Q10 및 Q11)의 입력 커패시턴스, 제2 커패시터, 및 3차 권선(S3)와 직렬로 접속된 제1 커패시터는 각각의 동기식 정류기에 인가된 구동 전압을 적절히 조절할 수 있다.

(제3 실시예)

도 11은 본 발명의 제3 실시예에 따른 DC 컨버터를 도시하는 회로도이다. 도 3의 종래 기술의 것과는 상이한 제3 실시예의 부분에 대해 설명된다.

제3 실시예의 변압기(Td)는 1차 권선(n1의 권선수를 가짐), 1차 권선(P1)과 매우 소결합된 제1의 2차 권선(S1)(n2의 권선수를 가짐), 1차 권선(P1)과 소결합된 제2의 2차 권선(S2)(n3의 권선수를 가짐) 및 1차 권선(P1)과 밀결합된 3차 권선(S3)(n4의 권선수를 가짐)을 갖는다.

스위치(Q1)가 온인 경우에 스위치(Q10)를 턴 온하기 위하여, 3차 권선(S3)의 권선 시작점은 스위치(Q10)의 게이트에 접속된다. 스위치(Q1)가 오프인 경우 스위치(Q11)를 턴 온하기 위하여, 3차 권선(S3)의 권선 끝점은 스위치(Q11)의 게이트에 접속된다.

3차 권선(S3)에 의해 생성된 전압은 스위치(Q10 및 Q11)의 게이트에 인가되어, 스위치(Q10 및 Q11)를 구동한다. 3차 권선(S3)은 1차 권선(P1)과 밀결합되어, 1차 권선(P1)과 동일한 전압 파형을 갖는다.

제3 실시예는 동기식 정류기의 역할을 하는 스위치(Q10 및 Q11) 각각의 온 기간을 연장하고 동기식 정류기의 효율을 개선할 수 있다. 제3 실시예는 1차 권선(P1)과 밀결합된 3차 권선(S3)을 채용하여, 동기식 정류기를 구동하여, 동기식 정류기는 동기식 정류기와 병렬로 접속된 정류 다이오드(D10 및 D11)의 회복 전류로 인해 야기되는 발진으로 인한 채터링을 초래하는 반복적 턴 온 및 오프를 하지 않는다. 결과적으로, 제3 실시예는 동기식 정류기를 안정적으로 구동할 수 있으며, DC 컨버터의 효율을 개선한다.

도 3의 DC 컨버터와 비교하여, 도 11의 DC 컨버터는 CR 스너버 회로(저항(R20 및 R21)과 커패시터(C20 및 C21))를 갖지 않는다.

도 12는 제3 실시예에 따른 DC 컨버터내에 실장된 변압기(Td)의 구조를 도시하는 도면이다 변압기(Td)는 직사각형 외관을 갖는 코어(30)를 갖는다. 코어(30)는 길이 방향의 자기 경로 방향으로 서로 평행하게 연장하는 스페이스(35a 및 35b)를 가져서, 자기 경로(32a, 32b 및 32c)를 형성한다. 코어(30)의 코어부(30a) 주위로, 1차 권선(P1), 3차 권선(S3), 및 제2의 2차 권선(S2)이 서로 인접하게 감긴다. 이는 1차 권선(P1)과 3차 권선(S3)의 합과 제2의 2차 권선(S2) 사이에 약간의 누설 인덕턴스(도 11의 LS)를 생성한다. 코어(30)는 경로 코어(30c) 및 갭(31)을 갖는다. 주변 코어 주위로, 제1의 2차 권선(S1)이 감긴다. 경로 코어(30c)는 1차 권선(P1)과 제1의 2차 권선(S1)을 서로 매우 소결합하도록 하여, 누설 인덕턴스(도 11의 L1)를 증가시킨다.

주변 코어 상에 및 1차 권선(P1)과 제2의 2차 권선(S2) 사이에, 리세스(30b)가 형성된다. 리세스(30b)는 코어의 자기 경로의 일부의 단면 면적을 감소하여, 일부만이 포화한다. 이러한 구조로 전력의 코어 손실을 감소할 수 있다. 포화하는 부분은 포화 가능 리엑터(도 11의 LH)로서 이용된다. 제1의 2차 권선(S1)이 감긴 코어(30)의 일부에 리세스(30b)를 형성하는 것은 일부분을 포화시키게 되어, 여기 전류를 증가시키고, 전압 공진을 생성하게 된다.

도 13은 제3 실시예의 DC 컨버터의 다양한 부분에서의 신호를 도시하는 타이밍 차트이다. 제3 실시예의 기본 동작은 도 3에서의 종래 기술의 것과 실질적으로 동일하며, 3차 권선(S3)의 동작은 도 8의 DC 컨버터의 것과 실질적으로 동일하다. 따라서, 제3 실시예의 동작의 상세한 설명은 생략한다.

제3 실시예의 DC 컨버터는 제1 실시예의 DC 컨버터의 것과 유사한 효과를 제공한다.

제3 실시예의 DC 컨버터는 3차 권선의 권선 시작점과 스위치(Q10)의 게이트 사이에 제1 커패시터(C22)를 가질 수 있다. 대신에, 커패시터(C22)는 3차 권선(S3)의 권선 끝점과 스위치(Q11)의 게이트 사이에 정렬될 수 있다. 이러한 구성은 제2 및 3 실시예 모두에게 적용될 수 있다.

제2 커패시터(도시 없음)는 동기식 정류기의 역할을 하는 MOSFET인 스위치(Q10 및 Q11) 각각의 입력 커패시턴스(도시 없음)와 병렬로 추가될 수 있다. 이 경우, 각각의 스위치(Q10 및 Q11)의 입력 커패시턴스, 제2 커패시터, 및 3차 권선(S3)과 직렬로 접속된 제1 커패시터가 각각의 동기식 정류기에 인가된 구동 전압을 적절히 조절한다.

요약하면, 본 발명에 따른 DC 컨버터는 변압기의 3차 권선에 의해 생성되는 전압을 채용하여 동기식 정류기를 구동한다. 본 발명은 각 동기식 정류기의 ON 기간을 연장하고, 동기식 정류기의 효율을 개선한다.

동기식 정류기를 3차 권선으로 구동함에 의해, 본 발명의 DC 컨버터는 각각의 동기식 정류기와 병렬로 접속된 정류 다이오드의 회복 전류에 의해 야기된 발진으로 인한 채터링을 초래하는 동기식 정류기의 반복적 턴 온 및 오프를 방지한다. 이로 인하여, 본 발명의 DC 컨버터는 안정적으로 동작하고 효율을 개선할 수 있다.

본 발명은 DC-DC 컨버터 및 AC-DC 컨버터와 같은 전원을 절환하는데 적용된다.

본 발명은 35USC§119에 따라 2005년 2월 25일 출원된 일본 특허 출원 제2005-051710호의 우선권을 주장하며, 그 전체 내용이 본 명세서에 포함된다. 본 발명이 특정 실시예들을 참조로 설명되었지만, 본 발명은 상술한 실시예에 국한되는 것이 아니다. 당업자라면 상술한 실시예에 대한 다양한 수정 및 개조가 가능할 것이다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구 범위에 의해 지정된다.

Claims

서로 소(疎)결합된 1차 권선 및 2차 권선을 포함하는 변압기, 상기 1차 권선과 직렬로 접속된 메인 스위치, 및 상기 1차 권선과 상기 메인 스위치 중 하나의 양단에 접속되고 클램프 커패시터 및 보조 스위치를 포함하는 직렬 회로를 포함하는 DC 컨버터로서, 상기 메인 및 보조 스위치는 교호로 턴 온/오프되어 상기 변압기의 2차 권선의 전압은 동기식 정류기로 동기식으로 정류되고, 평활 소자로 평활화되어 DC 출력을 제공하며, 상기 DC 컨버터는:

상기 변압기에 설치되며, 상기 1차 권선과 밀(密)결합되고, 상기 동기식 정류기를 구동하는 전압을 생성하도록 구성된 3차 권선

을 포함하는 DC 컨버터.
1차 권선, 상기 1차 권선과 소결합된 제1의 2차 권선, 상기 제1의 2차 권선에 비해 상기 1차 권선과 덜 소결합된 제2의 2차 권선을 포함하는 변압기, 상기 1차 권선과 직렬로 접속된 메인 스위치, 및 상기 1차 권선과 메인 스위치 중 하나의 양단에 접속되며 클램프 커패시터 및 보조 스위치를 포함하는 직렬 회로를 갖는 DC 컨버터로서, 상기 메인 및 보조 스위치가 교호로 턴 온/오프되어, 상기 메인 스위치가 온인 경우 상기 1차 권선과 상기 제1의 2차 권선 사이의 누설 인덕턴스내에 에너지가 축적되고, 상기 메인 스위치가 오프인 경우 상기 축적된 에너지는 상기 제2의 2차 권선을 통해 상기 변압기의 2차측에 전송되며, 상기 제1의 2차 권선 및 상기 제2의 2차 권선의 전압은 동기식 정류기를 이용하여 동기식으로 정류되고, 평활 소자를 이용하여 평활화되어 DC 출력을 제공하며, 상기 DC 컨버터는:

상기 변압기에 설치되며 상기 1차 권선과 밀결합되며, 상기 동기식 정류기를 구동하는 전압을 생성하도록 구성된 3차 권선

를 포함하는 DC 컨버터.
제1항에 있어서,

상기 변압기의 상기 3차 권선과 직렬로 접속되는 제1 커패시터를 더 포함하며, 상기 제1 커패시터를 통해 상기 동기식 정류기를 구동하도록 구성된 DC 컨버터.
제2항에 있어서,

상기 변압기의 상기 3차 권선과 직렬로 접속되는 제1 커패시터를 더 포함하며, 상기 제1 커패시터를 통해 상기 동기식 정류기를 구동하도록 구성된 DC 컨버터.
제3항에 있어서,

상기 동기식 정류기의 각각의 구동 단자와 병렬로 접속된 제2 커패시터

를 더 포함하는 DC 컨버터.
제4항에 있어서,

상기 동기식 정류기의 각각의 구동 단자와 병렬로 접속된 제2 커패시터

를 더 포함하는 DC 컨버터.