JP4337376B2 - 直流変換装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、高効率、小型、低ノイズな直流変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図５１に従来のこの種の直流変換装置の回路構成図を示す（非特許文献１、非特許文献２）。図５１に示す直流変換装置において、直流電源Ｖｄｃ１にトランスＴの１次巻線５ａ（巻数ｎ１）を介してＭＯＳＦＥＴ（以下、ＦＥＴと称する。）等からなる主スイッチＱ１が接続され、１次巻線５ａの両端には、抵抗Ｒ２及びスナバコンデンサＣ２からなる並列回路とこの並列回路に直列に接続されたダイオードＤ３とが接続されている。主スイッチＱ１は、制御回路１００のＰＷＭ制御によりオン／オフするようになっている。
【０００３】
また、トランスＴの１次巻線５ａとトランスＴの２次巻線５ｂとは互いに同相電圧が発生するように巻回されており、トランスＴの２次巻線５ｂ（巻数ｎ２）には、ダイオードＤ１，Ｄ２とリアクトルＬ１とコンデンサＣ４とからなる整流平滑回路が接続されている。この整流平滑回路は、トランスＴの２次巻線５ｂに誘起された電圧（オン／オフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。
【０００４】
制御回路１００は、図示しない演算増幅器及びフォトカプラを有し、演算増幅器は、負荷ＲＬの出力電圧と基準電圧とを比較し、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、主スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、主スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。
【０００５】
次に、このように構成された直流変換装置の動作を図５２に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図５２では、主スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、主スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、主スイッチＱ１をオン／オフ制御するＱ１制御信号を示している。
【０００６】
まず、時刻ｔ３１において、Ｑ１制御信号により主スイッチＱ１がオンし、直流電源Ｖｄｃ１からトランスＴの１次巻線５ａを介して主スイッチＱ１に電流Ｑ１ｉが流れる。この電流は、時刻ｔ３２まで時間の経過とともに直線的に増大していく。また、１次巻線５ａを流れる電流ｎ１ｉも電流Ｑ１ｉと同様に時刻ｔ３２まで時間の経過とともに直線的に増大していく。
【０００７】
なお、時刻ｔ３１から時刻ｔ３２では、１次巻線５ａの主スイッチＱ１側が−側になり、且つ１次巻線５ａと２次巻線５ｂとは同相になっているので、ダイオードＤ１のアノード側が＋側になるため、５ｂ→Ｄ１→Ｌ１→Ｃ４→５ｂと電流が流れる。
【０００８】
次に、時刻ｔ３２において、主スイッチＱ１は、Ｑ１制御信号により、オン状態からオフ状態に変わる。このとき、トランスＴの１次巻線５ａに誘起された励磁エネルギーの内、リーケージインダクタＬｇ（２次巻線５ｂと結合していないインダクタンス）の励磁エネルギーは、２次巻線５ｂに伝送されないため、ダイオードＤ３を介してスナバコンデンサＣ２に蓄えられる。
【０００９】
また、時刻ｔ３２〜時刻ｔ３３では、主スイッチＱ１がオフであるため、電流Ｑ１ｉ及び１次巻線５ａを流れる電流ｎ１ｉは零になる。なお、時刻ｔ３２から時刻ｔ３３では、Ｌ１→Ｃ４→Ｄ２→Ｌ１で電流が流れて、負荷ＲＬに電力が供給される。
【００１０】
このような直流変換装置によれば、スナバ回路（Ｃ２，Ｒ２）を挿入し、主スイッチＱ１の電圧の時間的な変化を緩やかにすることで、スイッチングノイズを低減できると共に、トランスＴのリーケージインダクタＬｇによる主スイッチＱ１へのサージ電圧を抑制することができる。
【００１１】
【非特許文献１】
原田耕介著「スイッチング電源 ハンドブック」日刊工業新聞社出版、第２章スイッチング電源の基本回路と設計演習 ｐ．２７ 図２．２
【００１２】
【非特許文献２】
清水和男著「高速スイッチングレギュレータ」総合電子出版社、２．２．１他励型コンバータ ｐ３０ 図２．５
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図５１に示す直流変換装置にあっては、スナバコンデンサＣ２に充電された電荷を抵抗Ｒ２によって消費させるため、損失が増大した。この損失は、変換周波数に比例するため、小型化を目的として変換周波数を上昇させた場合には、損失が増大し、効率が低下する欠点があった。
【００１４】
また、トランスＴの１次巻線５ａに流れるトランス励磁電流は、図５４に示すように、主スイッチＱ１がオン時には直線的に正の値で増加していき、主スイッチＱ１がオフ時には直線的に減少してゼロになる。即ち、トランスＴの磁束は、図５３に示すように、Ｂ−Ｈカーブの第１象限のみ使用するため、トランスＴのコアの利用率が低く、トランスＴが大型化していた。また、低出力電圧時、トランスＴのフライバック電圧波形が、矩形波とならず、同期整流回路を採用した場合、還流時の導通角が減少し、整流効率が悪く、効率の低下の原因となっていた。
【００１５】
また、従来の直流変換装置の他の一例を図５５に示す。図５５に示す直流変換装置は、主スイッチＱ１以外に補助スイッチＱ２とスナバコンデンサＣ２等を用いて、主スイッチＱ１と補助スイッチＱ２とを制御回路１００及びドライバ１１０により交互にオン／オフさせることにより、ゼロ電圧スイッチを達成したものである。
【００１６】
しかし、補助スイッチＱ２が主スイッチＱ１と直列に接続されるため、補助スイッチＱ２を駆動するためには、入力電圧の約２倍の絶縁耐圧を有したドライバ１１０が必要であった。このため、このドライバ１１０をＭＩＣ（モノリシック半導体集積回路）化するのが困難であった。特に、商用２００Ｖ入力のスイッチング電源用のＭＩＣを作成する場合、耐圧８００Ｖ程度のＭＩＣ技術が必要であり、ＭＩＣ化の実現が困難であった。
【００１７】
このため、従来の直流変換装置にあっては、入力４８Ｖ等の低圧に使用されるか、または、トランスを用いて絶縁する等の方法が主流であり、回路の簡素化のためのＭＩＣ化がなされず、通信用等の特殊な用途以外に使用されていないのが現状である。
【００１８】
本発明は、トランスの帰還巻線を追加することにより、例えば、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、ＢＪＴ等の半導体スイッチ素子からなる主スイッチ及び補助スイッチの両方の主端子の一端を接地してドライバを含めてＭＩＣ化を可能とし、また、ゼロ電圧スイッチを可能とし、高効率、小型、低ノイズ、設計の簡素化を図ることができる直流変換装置を提供することにある。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
本発明は前記課題を解決するために以下の構成とした。請求項１の発明は、直流電源の両端に接続され、トランスの１次巻線と第１スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、前記トランスの２次巻線に発生する電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の整流出力を平滑する平滑回路と、前記第１スイッチの両端に接続され、第１コンデンサと第１リアクトルとが直列に接続された第２直列回路と、前記第１スイッチに並列に接続された第１ダイオード及び共振用コンデンサと、前記第１リアクトルの両端に接続され、第２ダイオードと帰還コンデンサとが直列に接続された第３直列回路と、前記帰還コンデンサの両端に接続され、前記トランスに巻回された帰還巻線と第２スイッチとが直列に接続された第４直列回路と、前記第１スイッチのオフ時に前記第２スイッチをオンさせて前記帰還巻線を介して前記帰還コンデンサの電力を前記トランスに帰還させ、前記第２スイッチのオフ時に前記トランスに発生する逆起電力により前記第１スイッチをゼロ電圧スイッチさせる制御回路とを有することを特徴とする。
【００２０】
請求項２の発明では、前記第１リアクトルは、前記トランスに巻回された第１補助巻線からなることを特徴とする。
【００２１】
請求項３の発明は、直流電源の両端に接続され、トランスの１次巻線と第１スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、前記トランスの２次巻線に発生する電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の整流出力を平滑する平滑回路と、前記トランスの１次巻線に並列に接続された可飽和リアクトルと、前記第１スイッチに並列に接続された第１ダイオード及び共振用コンデンサと、前記トランスの１次巻線に並列に接続され、第２ダイオードと第１リアクトルの第１巻線とが直列に接続された第２直列回路と、前記第１スイッチの両端に接続され、第１コンデンサと第３ダイオードと前記第１リアクトルの第２巻線とが直列に接続された第３直列回路と、前記第３ダイオードと前記第１リアクトルの第２巻線との直列回路の両端に接続され、第４ダイオードと帰還コンデンサとが直列に接続された第４直列回路と、前記帰還コンデンサの両端に接続され、前記トランスに巻回された帰還巻線と第２スイッチとが直列に接続された第５直列回路と、前記第１スイッチのオフ時に前記第２スイッチをオンさせて前記帰還巻線を介して前記帰還コンデンサの電力により前記可飽和リアクトルを飽和させ、前記第１スイッチをゼロ電圧スイッチさせる制御回路とを有することを特徴とする。
【００２２】
請求項４の発明では、前記可飽和リアクトルは、前記トランスのコアの飽和特性を用いることを特徴とする。
【００２３】
請求項５の発明では、前記トランスのコアの磁路の一部に断面積の少ない部分を設けたことを特徴とする。
【００２４】
請求項６の発明は、前記トランスの１次巻線に並列に接続された可飽和リアクトルと、前記トランスの１次巻線に直列に接続された第２リアクトルとを有し、前記制御回路は、前記第１スイッチのオフ時に前記第２スイッチをオンさせて前記帰還巻線を介して前記帰還コンデンサの電力により前記可飽和リアクトルを飽和させ、前記第１スイッチをゼロ電圧スイッチさせることを特徴とする。
【００２５】
請求項７の発明では、前記トランスの１次巻線に直列に接続された第２リアクトルを有することを特徴とする。
【００２６】
請求項８の発明では、前記整流回路は、前記トランスの２次巻線に直列に接続された第１整流素子及び該第１整流素子と前記２次巻線との直列回路に並列に接続された第２整流素子を有し、前記平滑回路は、前記第２整流素子に並列に第３リアクトルを介して接続された平滑素子を有することを特徴とする。
【００２７】
請求項９の発明では、前記整流回路は、前記トランスの２次巻線の一端に直列に接続され且つ制御端子が前記２次巻線の他端に接続された第３スイッチ及び該第３スイッチと前記２次巻線との直列回路に並列に接続され且つ制御端子が前記２次巻線の一端に接続された第４スイッチを有し、前記平滑回路は、前記第４スイッチに並列に第３リアクトルを介して接続された平滑素子を有することを特徴とする。
【００２８】
請求項１０の発明では、前記整流回路は、前記トランスのコアに前記１次巻線と密結合させて巻回された前記トランスの２次巻線と、前記コアに前記１次巻線と疎結合させて巻回された前記トランスの３次巻線と、前記２次巻線に直列に接続された第１整流素子及び該第１整流素子と前記２次巻線との直列回路に並列に接続された第２整流素子を有し、前記平滑回路は、前記第２整流素子に並列に前記３次巻線を介して接続された平滑素子を有することを特徴とする。
【００２９】
請求項１１の発明では、前記整流回路は、前記トランスのコアに前記１次巻線と密結合させて巻回された前記トランスの２次巻線と、前記コアに前記１次巻線と疎結合させて巻回された前記トランスの３次巻線と、前記トランスの２次巻線の一端に直列に接続され且つ制御端子が前記２次巻線の他端に接続された第３スイッチ及び該第３スイッチと前記２次巻線との直列回路に並列に接続され且つ制御端子が前記２次巻線の一端に接続された第４スイッチを有し、前記平滑回路は、前記第４スイッチに並列に前記３次巻線を介して接続された平滑素子を有することを特徴とする。
【００３０】
請求項１２の発明では、前記２次巻線の巻数と前記３次巻線の巻数とは同数であり、前記２次巻線は、前記１次巻線に対して逆相に巻回され、前記３次巻線は、前記１次巻線と同相に巻回されていることを特徴とする。
【００３１】
請求項１３の発明では、前記整流回路は、前記トランスの２次巻線に直列に接続された整流素子を有し、前記平滑回路は、前記整流素子と前記２次巻線との直列回路に並列に接続された平滑素子を有することを特徴とする。
【００３２】
請求項１４の発明では、前記トランスの２次巻線は、前記トランスのコアに巻回され且つ互いに分離した複数の２次側巻線からなり、各々の前記２次側巻線に対応して前記整流素子及び前記平滑素子を設けたことを特徴とする。
【００３３】
請求項１５の発明では、前記トランスの１次巻線と各々の前記２次側巻線とは疎結合し、各々の前記２次側巻線間は密結合としたことを特徴とする。
【００３４】
請求項１６の発明は、前記トランスの１次巻線に直列に接続された第４リアクトルと、前記トランスに直列に接続され、前記第１スイッチがオン時に前記第４リアクトルに蓄えられたエネルギーを前記第１スイッチがオフ時に２次側に還流させる補助トランスとを有し、前記整流回路は、前記トランスの２次巻線に直列に接続された整流素子を有し、前記平滑回路は、前記整流素子と前記２次巻線との直列回路に並列に接続された平滑素子を有することを特徴とする。
【００３５】
請求項１７の発明では、前記第４リアクトルは、前記トランスのコアに疎結合させて巻回された前記トランスの１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタからなり、前記トランスのコアには前記トランスの１次巻線と前記補助トランスの２次巻線とが密結合させて巻回されてなることを特徴とする。
【００３６】
請求項１８の発明は、前記トランスのコアに前記トランスの１次巻線と疎結合させて巻回された１以上の３次巻線を設け、各々の前記３次巻線に対応して前記整流素子及び前記平滑素子を設けたことを特徴とする。
【００３７】
請求項１９の発明では、前記整流回路は、前記トランスの２次巻線の一端と前記補助トランスの２次巻線の一端との接続点と前記平滑素子の一端とに接続され且つ制御端子が前記補助トランスの２次巻線の他端に接続された第３スイッチと、前記補助トランスの２次巻線の他端と前記平滑素子の一端とに接続され且つ制御端子が前記補助トランスの２次巻線の一端に接続された第４スイッチを有することを特徴とする。
【００３８】
請求項２０の発明では、前記直流電源は、交流電源と、この交流電源に接続されて交流電圧を整流する入力整流回路とからなり、前記入力整流回路の一方の出力端と他方の出力端との間に接続され、入力平滑コンデンサと前記交流電源がオンされたときに前記入力平滑コンデンサの突入電流を軽減する突入電流制限抵抗とが直列に接続された直列回路を有し、前記第１スイッチは、前記入力整流回路の一方の出力端に前記トランスの１次巻線を介して接続されたノーマリオンタイプのスイッチからなり、前記第２スイッチは、ノーマリオンタイプのスイッチからなり、前記制御回路は、前記交流電源がオンされたときに前記突入電流制限抵抗に発生した電圧により前記第１スイッチ及び第２スイッチをオフさせ、前記入力平滑コンデンサが充電された後、前記第１スイッチ及び第２スイッチを交互にオン／オフさせるスイッチング動作を開始させることを特徴とする。
【００３９】
請求項２１の発明では、前記トランスは第２補助巻線をさらに備え、該トランスの第２補助巻線に発生する電圧を前記制御回路に供給する通常動作電源部を有することを特徴とする。
【００４０】
請求項２２の発明では、前記突入電流制限抵抗に並列に接続された半導体スイッチを有し、前記制御回路は、前記第１スイッチ及び第２スイッチのスイッチング動作を開始させた後、前記半導体スイッチをオンさせることを特徴とする。
【００４１】
請求項２３の発明は、前記第１スイッチの主端子の一端と前記第２スイッチの主端子の一端と前記制御回路の共通端子とを共通に接続したことを特徴とする。
【００４２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係る直流変換装置の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。
【００４３】
（第１の実施の形態）
第１の実施の形態に係る直流変換装置は、トランスの帰還巻線を追加することにより、Ｎ型ＦＥＴからなる主スイッチ及び補助スイッチの両方のソースを接地（共通ライン）してドライバを含めてＭＩＣ化を可能とし、また、ゼロ電圧スイッチを可能とし、高効率、小型、低ノイズ、設計の簡素化を図ることができることを特徴とする。即ち、特別なドライバを用いることなくゼロ電圧スイッチを達成でき、特別なドライバを不要とすることで商用２００Ｖ入力用のドライバを含めたＭＩＣ化を可能とする。
【００４４】
（第１実施例）
図１は第１の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。図１に示す直流変換装置において、直流電源Ｖｄｃ１の両端にはトランスＴの１次巻線５ａ（巻数ｎ１）とＮ型ＦＥＴからなるスイッチＱ１（主スイッチ）との直列回路が接続されている。スイッチＱ１の両端にはダイオードＤ３と共振用コンデンサＣ１とが並列に接続されている。ダイオードＤ３及び共振用コンデンサＣ１は、スイッチＱ１の寄生ダイオード及び寄生容量であってもよい。
【００４５】
スイッチＱ１の両端にはコンデンサＣ３とリアクトルＬ２との直列回路が接続されている。リアクトルＬ２の両端にはダイオードＤ４と帰還コンデンサＣ２との直列回路が接続されている。帰還コンデンサＣ２の両端にはトランスＴに巻回された帰還巻線５ｃ（巻数ｎ３）とＮ型ＦＥＴからなるスイッチＱ２（補助スイッチ）との直列回路が接続されている。帰還巻線５ｃは、１次巻線５ａに対して逆相に巻回され、帰還巻線５ｃの巻数ｎ３は、１次巻線５ａの巻数ｎ１と等しくなっている。
【００４６】
また、直流電源Ｖｄｃ１の負極側端とスイッチＱ１のソースとスイッチＱ２のソースと制御回路１０の接地端子（共通端子図示せず）とは、共通に接続されている。
【００４７】
トランスＴのコアには、１次巻線５ａとこの巻線に対して同相の２次巻線５ｂ（巻数ｎ２）とが巻回されており、２次巻線５ｂの一端はダイオードＤ１に接続され、ダイオードＤ１とリアクトルＬ１の一端との接続点と２次巻線５ｂの他端とはダイオードＤ２に接続されており、ダイオードＤ１とダイオードＤ２とで整流回路を構成している。リアクトルＬ１の他端と２次巻線５ｂの他端とはコンデンサＣ４に接続されている。このコンデンサＣ４はリアクトルＬ１の電圧を平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。
【００４８】
スイッチＱ１，Ｑ２は、共にオフとなる期間（デッドタイム）を有し、制御回路１０のＰＷＭ制御により交互にオン／オフする。制御回路１０は、スイッチＱ１とスイッチＱ２とを交互にオン／オフ制御し、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くし、スイッチＱ２に印加されるパルスのオン幅を広くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。
【００４９】
また、制御回路１０は、スイッチＱ１のオフ時にスイッチＱ２をオンさせて帰還巻線５ｃを介して帰還コンデンサＣ２の電力をトランスＴに帰還させてトランスＴの磁束をマイナス方向に戻し、スイッチＱ２のオフ時にトランスＴに発生する逆起電力によりスイッチＱ１をゼロ電圧スイッチさせる。
【００５０】
次にこのように構成された第１の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例の動作を図２に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。図２は第１の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例の各部における信号のタイミングチャートである。
【００５１】
なお、図２では、スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、スイッチＱ２の両端間の電圧Ｑ２ｖ、スイッチＱ２に流れる電流Ｑ２ｉ、トランスＴに流れる励磁電流ｎ１ｉ、リアクトルＬ２に流れる電流Ｌ２ｉ、ダイオードＤ１に流れる電流Ｄ１ｉを示している。
【００５２】
まず、時刻ｔ１において、スイッチＱ１をオンさせると、Ｖｄｃ１→５ａ→Ｑ１→Ｖｄｃ１で電流Ｑ１ｉが流れる。また、この時刻に、トランスＴの２次巻線５ｂにも電圧が発生し、５ｂ→Ｄ１→Ｌ１→Ｃ４→５ｂで電流Ｄ１ｉが流れて、負荷ＲＬに電力が供給される。リアクトルＬ１に蓄えられたエネルギーは、スイッチＱ１をオフした時に、ダイオードＤ２を介して流れ続ける。
【００５３】
スイッチＱ１をオンさせる前からコンデンサＣ３の電圧は、直流電源Ｖｄｃ１の電圧であり、スイッチＱ１をオンした時には、リアクトルＬ２には−Ｖｄｃ１の電圧が印加される。この電圧により、リアクトルＬ２の電流Ｌ２ｉは、図２に示すように、直線的にプラスからマイナスに降下していく。このとき、トランスＴの励磁電流ｎ１ｉは、直線的にマイナスからプラスに上昇していく。
【００５４】
次に、時刻ｔ２において、スイッチＱ１をオフさせると、トランスＴの１次巻線５ａの励磁インダクタンスにより電圧が反転してスイッチＱ１の電圧が上昇する。また、同時にリアクトルＬ２の電圧も直線的にマイナスからプラスに上昇していく。そして、リアクトルＬ２の電圧がコンデンサＣ１の電圧と等しくなったとき、ダイオードＤ４が導通して、帰還コンデンサＣ２が充電される。
【００５５】
このとき、トランスＴの１次巻線５ａ，２次巻線５ｂ間のリーケージインダクタンスに蓄えられたエネルギーにより、５ａ→Ｃ３→Ｄ４→Ｃ２で電流が流れる。また、リアクトルＬ２のエネルギーにより、Ｌ２→Ｄ４→Ｃ２で電流が流れて、帰還コンデンサＣ２が充電される。従って、スイッチＱ１には、リーケージインダクタンスによるスパイク電圧は発生しない。
【００５６】
このとき、コンデンサＣ３の電圧は、電源電圧Ｖｄｃ１であるから、帰還コンデンサＣ２の電圧は、トランスＴの１次巻線５ａのフライバック電圧に等しい。また、帰還巻線５ｃの巻数ｎ３が１次巻線５ａの巻数ｎ１と等しいので、帰還巻線５ｃの両端電圧が１次巻線５ａの両端電圧と等しいから、スイッチＱ２の電圧はゼロとなる。このとき、スイッチＱ２をオンさせると、スイッチＱ２はゼロ電圧スイッチとなる。
【００５７】
そして、ダイオードＤ４からの電流がゼロとなり、次に、帰還コンデンサＣ２に蓄えられたエネルギーにより、Ｃ２→５ｃ→Ｑ２で電流Ｑ２ｉが流れる。このため、トランスＴの励磁電流ｎ１ｉは、プラスからマイナスに変化していく。即ち、帰還巻線５ｃを介して帰還コンデンサＣ２の電力をトランスＴに帰還させて、トランスＴの磁束をＢ−Ｈループの第３象限（マイナス方向）に戻すため、トランスＴの励磁電流ｎ１ｉがマイナスへと変化していく。このとき、トランスＴのコアに損失がなければ、磁束は原点を基準として対称に動作する。このため、トランスＴの励磁電流ｎ１ｉは、図２に示すようにプラス方向、マイナス方向に対して対称に流れる。
【００５８】
電流ｎ１ｉがマイナスのとき、即ち、図２の時刻ｔ３において、スイッチＱ２をオフさせると、トランスＴに発生する逆起電力により、トランスＴの１次巻線５ａの電圧が反転して、コンデンサＣ１を１次巻線５ａを介して放電させながら低下させ、スイッチＱ１の電圧も降下する。スイッチＱ１の電圧がゼロとなり、ダイオードＤ３が導通したとき、スイッチＱ１をオンさせると、スイッチＱ１はゼロ電圧スイッチを達成することができる。
【００５９】
このように第１の実施の形態の第１実施例によれば、トランスＴの帰還巻線５ｃを追加することにより、主スイッチＱ１及び補助スイッチＱ２の両方のソース接地が可能となり、従来のような特別なドライバ１１０を用いることなくゼロ電圧スイッチを達成することができる。
【００６０】
また、特別なドライバ１１０が不要のことから、商用２００Ｖ入力用のドライバを含めたＭＩＣ化も可能となり、高効率、小型、低ノイズ、設計の簡素化を図ることができる直流変換装置を提供できる。また、磁束の動作範囲が拡大することができる。これにより、トランスを小型化することができる。
【００６１】
（第２実施例）
図３は第１の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。図３に示す第２実施例では、リアクトルＬ２の代わりにトランスＴにもう一つの補助巻線５ｄ（巻数ｎ４）を巻回して接続したことを特徴とする。図３に示すその他の構成は、図１に示すものと同一構成であるので、同一部分には同一符号を付し、その詳細な説明は省略する。なお、第２実施例の場合に、補助巻線５ｄの巻数ｎ４を１次巻線５ａの巻数ｎ１と等しくする。
【００６２】
このような構成によれば、補助巻線５ｄには、１次巻線５ａの電圧と同一の電圧が発生し、この補助巻線５ｄの電圧によりダイオードＤ４を介して帰還コンデンサＣ２を充電できる。このため、第２実施例によっても、第１実施例の動作と同様に動作し、同様な効果が得られる。
【００６３】
（第３実施例）
図４は第１の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。図４に示す第３実施例は、図１に示す第１実施例に対して、さらに、以下の構成を追加した。
【００６４】
トランスＴの１次巻線５ａと並列に可飽和リアクトルＳＬ１が接続されている。トランスＴの１次巻線５ａと並列に、ダイオードＤ６とリアクトルＬ２ａの第１巻線６ａ（巻数Ｎ１）との直列回路が接続されている。スイッチＱ１の両端には、コンデンサＣ３とダイオードＤ５とリアクトルＬ２ａの第２巻線６ｂ（巻数Ｎ２）との直列回路が接続されている。ダイオードＤ５とリアクトルＬ２ａの第２巻線６ｂとの直列回路の両端には、ダイオードＤ４と帰還コンデンサＣ２との直列回路が接続されている。
【００６５】
制御回路１０は、スイッチＱ１をオンさせた時にリアクトルＬ２ａの第１巻線６ａを介してリアクトルＬ２ａの第２巻線６ｂにエネルギーを蓄え、スイッチＱ１のオフ時にスイッチＱ２をオンさせて帰還巻線５ｃを介して帰還コンデンサＣ２の電力により可飽和リアクトルＳＬ１を飽和させ、スイッチＱ２をオフさせることによりスイッチＱ１をゼロ電圧スイッチさせる。
【００６６】
図５は第１の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例に設けられたトランスの構造図である。図５に示すトランスは、日の字型のコア２０を有し、コア２０のコア部２０ａには、１次巻線５ａと２次巻線５ｂと帰還巻線５ｃとが巻回されている。
【００６７】
また、外周コア上で且つ１次巻線５ａと２次巻線５ｂとの間の部分に対向する位置に、凹部２０ｂが２箇所形成されている。この凹部２０ｂにより、外周コアの磁路の一部の断面積が他の部分よりも狭くなり、その部分のみが飽和する。このため、飽和時の鉄損を減じるとともに飽和特性を改善できる。
【００６８】
また、可飽和リアクトルＳＬ１は、トランスＴのコアの飽和特性を用いている。可飽和リアクトルＳＬ１には、大きさの等しい交流電流が流れるため、磁束は、図８に示すＢ−Ｈカーブ上のゼロを中心にして、第１象限と第３象限とに等しく増減する。
【００６９】
しかし、回路には損失を伴うため、磁束は完全に対称とはならず、第１象限が主体となる。また、コンデンサＣ１を短時間で放電し、電圧をゼロとする必要から、可飽和リアクトルＳＬ１またはトランスＴの励磁インダクタンスを低くして、励磁電流を多くしている。
【００７０】
また、図８に示すように一定の正磁界Ｈに対して磁束Ｂ（正確にはＢは磁束密度であり、磁束φ＝Ｂ・Ｓで、Ｓはコアの断面積であるが、ここではＳ＝１とし、φ＝Ｂとした。）がＢｍで飽和し、一定の負磁界Ｈに対して磁束Ｂが−Ｂｍで飽和するようになっている。磁界Ｈは電流ｉの大きさに比例して発生する。この可飽和リアクトルＳＬ１では、Ｂ−Ｈカーブ上を磁束ＢがＢａ→Ｂｂ→Ｂｃ→Ｂｄ→Ｂｅ→Ｂｆ→Ｂｇと移動し、磁束の動作範囲が広範囲となっている。Ｂ−Ｈカーブ上のＢａ−Ｂｂ間及びＢｆ−Ｂｇ間は飽和状態である。
【００７１】
次にこのように構成された第１の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例の動作を図６、図７、図９に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。図６は第１の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例の各部における信号のタイミングチャートである。図７は第１の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。図８は第１の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例に設けられたトランスのＢ−Ｈ特性を示す図である。図９は第１の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例に設けられた可飽和リアクトルの電流のタイミングチャートである。
【００７２】
なお、図６、図７では、スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、スイッチＱ２の両端間の電圧Ｑ２ｖ、スイッチＱ２に流れる電流Ｑ２ｉ、可飽和リアクトルＳＬ１に流れる電流ＳＬ１ｉ、リアクトルＬ２ａに流れる電流Ｌ２ａｉ、ダイオードＤ１に流れる電流Ｄ１ｉを示している。
【００７３】
まず、時刻ｔ１（時刻ｔ１１〜ｔ１２に対応）において、スイッチＱ１をオンさせると、Ｖｄｃｌ→５ａ→Ｑ１→Ｖｄｃ１で電流が流れる。また、この時刻に、トランスＴの２次巻線５ｂにも電圧が発生し、５ｂ→Ｄ１→Ｌ１→Ｃ４→５ｂで電流Ｄ１ｉが流れて、負荷ＲＬに電力が供給される。リアクトルＬ１に蓄えられたエネルギーは、スイッチＱ１をオフした時に、ダイオードＤ２を介して流れ続ける。
【００７４】
また、スイッチＱ１をオンさせた時に、可飽和リアクトルＳＬ１にも電流ＳＬ１ｉが流れて、可飽和リアクトルＳＬ１にエネルギーが蓄えられる。この電流ＳＬ１ｉは、図９に示すように、時刻ｔ１で電流値ａ（負値）、時刻ｔ１ｂで電流値ｂ（負値）、時刻ｔ１３で電流値ｃ（ゼロ）、時刻ｔ２で電流値ｄ（正値）へと変化していく。図８に示すＢ−Ｈカーブ上では、磁束は、Ｂａ→Ｂｂ→Ｂｃ→Ｂｄへと変化していく。なお、図８に示すＢａ〜Ｂｇと図９に示すａ〜ｇとは対応している。
【００７５】
また、スイッチＱ１をオンさせた時に、Ｖｄｃｌ→Ｄ６→６ａ→Ｑ１→Ｖｄｃ１で電流が流れて、リアクトルＬ２ａの第２巻線６ｂにエネルギーが蓄えられる。このとき、ダイオードＤ５のためにリアクトルＬ２ａの電流Ｌ２ａｉは、図６に示すように、直線的にゼロからマイナスに降下していく。
【００７６】
次に、時刻ｔ２において、スイッチＱ１をオフさせると、トランスＴの１次巻線５ａ及び可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーにより電圧が反転してスイッチＱ１の電圧が上昇する。また、同時にリアクトルＬ２ａの第２巻線６ｂの電圧も直線的にマイナスからゼロに上昇していく。そして、リアクトルＬ２ａの第２巻線６ｂの電圧がコンデンサＣ１の電圧と等しくなったとき、ダイオードＤ４が導通して、帰還コンデンサＣ２が充電される。
【００７７】
このとき、トランスＴの１次巻線５ａ，２次巻線５ｂ間のリーケージインダクタンスに蓄えられたエネルギー及び可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーにより、５ａ→Ｃ３→Ｄ４→Ｃ２で電流が流れる。また、リアクトルＬ２ａの第２巻線６ｂのエネルギーにより、６ｂ→Ｄ４→Ｃ２で電流が流れて、帰還コンデンサＣ２が充電される。即ち、帰還コンデンサＣ２には、リアクトルＬ２ａの第２巻線６ｂからのエネルギーと可飽和リアクトルＳＬ１からのエネルギーとが加え合わせられて増加する。
【００７８】
また、帰還巻線５ｃの巻数ｎ３が１次巻線５ａの巻数ｎ１と等しいので、帰還巻線５ｃの両端電圧が１次巻線５ａの両端電圧と等しいから、スイッチＱ２の電圧はゼロとなる。このとき、スイッチＱ２をオンさせると、スイッチＱ２はゼロ電圧スイッチとなる。なお、電流ＳＬ１ｉは、時刻ｔ２から時刻ｔ２０において、電流値ｄ（正値）から電流値ｅ（ゼロ）に変化する。図８に示すＢ−Ｈカーブ上では、磁束は、Ｂｄ→Ｂｅへと変化する。
【００７９】
そして、ダイオードＤ４からの電流がゼロとなり、次に、帰還コンデンサＣ２に蓄えられたエネルギーにより、Ｃ２→５ｃ→Ｑ２で電流Ｑ２ｉが流れて、帰還巻線５ｃを介して可飽和リアクトルＳＬｌの磁束をリセットする。可飽和リアクトルＳＬｌに並列に接続されたトランスＴも同様に磁束が変化する。
【００８０】
この場合、時刻ｔ２０〜時刻ｔ３においては、帰還コンデンサＣ２に蓄えられたエネルギーが可飽和リアクトルＳＬ１に帰還されるので、可飽和リアクトルＳＬ１に流れる電流ＳＬ１ｉは、図９に示すように負値となる。即ち、電流ＳＬ１ｉは、時刻ｔ２０〜時刻ｔ２ａにおいては、電流値ｅ（ゼロ）から電流値ｆ（負値）に変化する。図８に示すＢ−Ｈカーブ上では、磁束は、Ｂｅ→Ｂｆへと変化していく。なお、時刻ｔ２から時刻ｔ２０における面積Ｓと時刻ｔ２０〜時刻ｔ２ａにおける面積Ｓとは等しい。この面積Ｓは帰還コンデンサＣ２に蓄えられた可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーに相当する。
【００８１】
次に、電流ＳＬ１ｉは、時刻ｔ２ａ〜時刻ｔ３においては、電流値ｆ（負値）から電流値ｇ（負値）に変化する。図８に示すＢ−Ｈカーブ上では、磁束は、Ｂｆ→Ｂｇへと変化していく。時刻ｔ２ａ〜時刻ｔ３における面積は、帰還コンデンサＣ２に蓄えられたリアクトルＬ２ａのエネルギーに相当する。
【００８２】
即ち、帰還コンデンサＣ２に蓄えられたエネルギーは、可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーとリアクトルＬ２ａの第２巻線６ｂのエネルギーとを合わせたものであるため、電流ＳＬ１ｉは、リセット時にリアクトルＬ２ａの第２巻線６ｂから供給されるエネルギー分だけ多くなるので、磁束は第３象限に移動して、飽和領域（Ｂｆ−Ｂｇ）に達し、電流ＳＬ１ｉが増大し、時刻ｔ３（時刻ｔ１も同様）で最大となる。電流ＳＬ１ｉは、スイッチＱ２のオン期間の終了間際で増大しており、可飽和リアクトルＳＬ１の飽和時の電流である。
【００８３】
また、この時刻ｔ３には、スイッチＱ２の電流Ｑ２ｉも最大となる。この時刻に、スイッチＱ２をオフさせることにより、コンデンサＣ１の放電は急峻になり、短時間でゼロとなる。スイッチＱ１の電圧がゼロとなり、ダイオードＤ３が導通したとき、スイッチＱ１をオンさせることにより、スイッチＱ１はゼロ電圧スイッチを達成できる。
【００８４】
このように第１の実施の形態の第３実施例によれば、第１実施例の効果が得られるとともに、さらに、トランスＴのコアのＢ−Ｈカーブの第１、第３象限を使い、かつ、トランスＴの１次巻線５ａに、可飽和リアクトルＳＬ１を並列に接続することにより、スイッチＱ２のオン期間の終了間際で可飽和リアクトルＳＬ１を飽和させ、電流を増大させることにより、スイッチＱ２のオフ時の逆電圧の発生を急峻とし、スイッチＱ１をゼロ電圧スイッチ動作させることができる。
【００８５】
（第２の実施の形態）
（第１実施例）
図１０は第２の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。図１０に示す第２の実施の形態の第１実施例は、図１に示す第１の実施の形態の第１実施例の構成に、さらにトランスＴの１次巻線５ａと並列に可飽和リアクトルＳＬ１を追加するとともに、１次巻線５ａに直列にリアクトルＬ３を接続したことを特徴とする。なお、リアクトルＬ３は、トランスＴのリーケージインダクタで代用することができる。
【００８６】
この第１実施例によれば、スイッチＱ１がオンした時には、電流がリアクトルＬ３を通して流れ、リアクトルＬ３にエネルギーを蓄える。スイッチＱ１がオフした時には、このエネルギーは、Ｌ３→５ａ（ＳＬ１）→Ｃ３→Ｄ４→Ｃ２で放出され、コンデンサＣ２を充電する。即ち、帰還コンデンサＣ２に蓄えられたエネルギーは、可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーとリアクトルＬ２のエネルギーとリアクトルＬ３のエネルギーを合わせたものであるため、リセット時に可飽和リアクトルＳＬ１の飽和の度合いが大きくなる。従って、第１の実施の形態の第３実施例よりさらに大きい効果が得られる。
【００８７】
（第２実施例）
図１１は第２の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。図１１に示す第２の実施の形態の第２実施例は、図３に示す第１の実施の形態の第２実施例の構成に、さらにトランスＴの１次巻線５ａと並列に可飽和リアクトルＳＬ１を追加するとともに、１次巻線５ａに直列にリアクトルＬ３を接続したことを特徴とする。第２実施例によっても、第１実施例の効果と同様な効果が得られる。
【００８８】
（第３実施例）
図１２は第２の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。図１２に示す第２の実施の形態の第３実施例は、図４に示す第１の実施の形態の第３実施例の構成に、さらに１次巻線５ａに直列にリアクトルＬ３を接続したことを特徴とする。第３実施例によれば、第１の実施の形態の第３実施例よりさらに大きい効果が得られる。
【００８９】
（第３の実施の形態）
第３の実施の形態に係る直流変換装置は、トランスの２次側回路に同期整流器を採用したもので、トランスの出力波形が矩形波であるため、同期整流時の導通割合を増大することにより、低出力電圧時の整流器の損失を低減して高効率化することを特徴とする。
【００９０】
（第１実施例）
図１３は第３の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。図１３に示す直流変換装置は、図１に示す第１の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例に対して、トランスＴの２次側回路（出力側回路）の構成が異なるのみでその他の構成は同一構成であるので、同一部分には同一符号を付し、トランスＴの２次側回路の構成のみを説明する。
【００９１】
トランスＴの２次巻線５ｂの両端にはＦＥＴからなるスイッチＱ３とＦＥＴからなるスイッチＱ４とが直列に接続されている。トランスＴの２次巻線５ｂの一端（●側）は、スイッチＱ３のゲートに接続され、トランスＴの２次巻線５ｂの他端は、スイッチＱ４のゲートに接続されている。スイッチＱ３にはダイオードＤ１が並列に接続され、スイッチＱ４にはダイオードＤ２が並列に接続されている。これらの素子により同期整流回路を構成している。
【００９２】
また、スイッチＱ４の両端にはリアクトルＬ１とコンデンサＣ４とが直列に接続され、平滑回路を構成している。この整流平滑回路は、トランスＴの２次巻線５ｂに誘起された電圧（オン／オフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。
【００９３】
次に、このように構成された第１実施例の動作を説明する。ここでは、トランスＴの１次側（入力側）は図１に示すトランスの１次側の構成と同じであるので、同期整流回路側の動作を中心に説明する。
【００９４】
まず、スイッチＱ１がオンで、スイッチＱ２がオフであるときには、直流電源Ｖｄｃ１からトランスＴの１次巻線５ａを介してスイッチＱ１に電流が流れて、１次巻線５ａにエネルギー（１次巻線５ａの●有り側が＋で●無し側が−）が蓄積される。このエネルギーにより２次巻線５ｂにも電圧（２次巻線５ｂの●有り側が＋で●無し側が−）が発生する。このため、スイッチＱ３のゲートには＋電圧が印加されてオンし、スイッチＱ４のゲートには−電圧が印加されてオフする。そして、５ｂ→Ｌ１→Ｃ４→Ｑ３→５ｂと電流が流れて、負荷ＲＬに直流電力が供給される。
【００９５】
次に、スイッチＱ１がオフで、スイッチＱ２がオンであるときには、スイッチＱ２に電流が流れ、スイッチＱ１には電流は流れない。このとき、トランスＴの１次巻線５ａには逆起電力（１次巻線５ａの●有り側が−で●無し側が＋）が発生し、この逆起電力により２次巻線５ｂにも電圧（２次巻線５ｂの●有り側が−で●無し側が＋）が発生する。このため、スイッチＱ４のゲートには＋電圧が印加されてオンし、スイッチＱ３のゲートには−電圧が印加されてオフする。そして、Ｌ１→Ｃ４→Ｑ４→Ｌ１と電流が流れて、負荷ＲＬにリアクトルＬ１のエネルギーが供給される。
【００９６】
このように、第１実施例によれば、第１の実施の形態の効果が得られるとともに、トランスＴの２次側回路に同期整流器を用いているので、トランスの出力波形が矩形波であるため、同期整流素子のゲートに矩形波を印加させることによりほぼ全期間導通させ、並列に接続されたダイオードに電流が流れず損失なく整流できる。このため、５Ｖ，３．３Ｖのような低出力電圧時に効果がある。
【００９７】
なお、図１３に示す構成に、さらに、図１０に示す可飽和リアクトルＳＬ１及びリアクトルＬ３を追加しても良い。
【００９８】
（第２実施例）
図１４は第３の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。図１４に示す第３の実施の形態の第２実施例は、図３に示す第１の実施の形態の第２実施例の構成に対して、トランスの２次側回路に第１実施例の同期整流器と同一構成の同期整流器を採用したものである。第２実施例によっても、第１実施例の効果と同様な効果が得られる。
【００９９】
なお、図１４に示す構成に、さらに、図１１に示す可飽和リアクトルＳＬ１及びリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０１００】
（第３実施例）
図１５は第３の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。図１５に示す第３の実施の形態の第３実施例は、図４に示す第１の実施の形態の第３実施例の構成に対して、トランスの２次側回路に第１実施例の同期整流器と同一構成の同期整流器を採用したものである。第３実施例によっても、第１実施例の効果と同様な効果が得られる。
【０１０１】
なお、図１５に示す構成に、さらに、図１２に示すリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０１０２】
（第４の実施の形態）
第４の実施の形態に係る直流変換装置は、主スイッチがオン時にトランスの２次側の巻線を介して直接負荷に電力を供給することによりコアの直流励磁を回避し、２次側の巻線のリーケージインダクタにより２次側電流を連続させて、平滑コンデンサのリップル電流を軽減させることを特徴とする。このため、２次側に新たに３次巻線を設け、フリーホイール動作時、２次側電流による直流励磁をキャンセルさせるとともに、１次側から見た２次側のインピーダンスを上昇させ、ゼロ電圧スイッチ動作を行わせるように構成したものである。
【０１０３】
（第１実施例）
図１６は第４の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。図１６に示す直流変換装置は、図１に示す第１の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例に対して、トランスＴａの２次側回路の構成が異なるのみでその他の構成は同一構成であるので、同一部分には同一符号を付す。ここでは、トランスＴａの２次側回路の構成のみを説明する。
【０１０４】
トランスＴａのコアには、１次巻線５ａと密結合させてトランスＴａの２次巻線５ｂが巻回されており、また、トランスＴａのコアには、１次巻線５ａと疎結合させてトランスＴａの３次巻線５ｄ（巻数ｎ４）が巻回されている。２次巻線５ｂの一端と３次巻線５ｄの一端とはダイオードＤ１に接続され、ダイオードＤ１と３次巻線５ｄの一端との接続点と２次巻線５ｂの他端とはダイオードＤ２に接続されており、ダイオードＤ１とダイオードＤ２とで整流回路を構成している。３次巻線５ｄの他端と２次巻線５ｂの他端とはコンデンサＣ４に接続されている。このコンデンサＣ４は３次巻線５ｄの電圧を平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。
【０１０５】
また、トランスＴａの２次巻線５ｂの巻数とトランスＴａの３次巻線５ｄの巻数とは同数となっている。トランスＴａの２次巻線５ｂは、トランスＴａの１次巻線５ａに対して逆相に巻回され、トランスＴａの３次巻線５ｄは、トランスＴａの１次巻線５ａと同相に巻回されている。
【０１０６】
図１７は第４の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例に設けられたトランスの構造図である。図１７に示すトランスは、日の字型のコア２０を有し、コア２０のコア部２０ａには、１次巻線５ａと、１次巻線５ａと近接して１次巻線５ａと密結合させた２次巻線５ｂ及び帰還巻線５ｃと、１次巻線５ａと疎結合させた３次巻線５ｄとが巻回されている。１次巻線５ａと３次巻線５ｄとを疎結合させるために、２次巻線５ｂと３次巻線５ｄとの間には、コア部２０ａと外周コアとを繋ぐためのパスコア２０ｃが形成されている。また、このパスコア２０ｃにより漏れ磁束が増加するので、３次巻線５ｄのリーケージインダクタＬｇを大きくすることができる。
【０１０７】
また、外周コア上で且つ１次巻線５ａと２次巻線５ｂとの間の部分に対向する位置に、凹部２０ｂが２箇所形成されている。この凹部２０ｂにより、外周コアの磁路の一部の断面積が他の部分よりも狭くなり、その部分のみが飽和する。
【０１０８】
次にこのように構成された第４の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例の動作を図１８乃至図２０に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。図１８は第４の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例の各部における信号のタイミングチャートである。図１９は第４の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。図２０は第４の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例のスイッチＱ１のターンオフ時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。
【０１０９】
なお、図１８乃至図２０では、スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、スイッチＱ２の両端間の電圧Ｑ２ｖ、スイッチＱ２に流れる電流Ｑ２ｉ、トランスＴａの３次巻線５ｄに流れる電流ｎ４ｉを示している。
【０１１０】
まず、時刻ｔ１（時刻ｔ１１〜ｔ１２に対応）において、スイッチＱ１をオンさせると、Ｖｄｃ１→５ａ→Ｑ１→Ｖｄｃ１で電流Ｑ１ｉ（１次巻線５ａに流れる電流Ｉ１に相当）が流れる。また、これと同時に１次巻線５ａに疎結合した３次巻線５ｄにも電圧が発生し、５ｄ→Ｃ４→Ｄ２→５ｄで電流ｎ４ｉ（電流Ｉ１に対応した電流Ｉ１´に相当）が流れるため、負荷ＲＬに電力が供給される。３次巻線５ｄは、１次巻線５ａと疎結合に結合され、大きなリーケージインダクタＬｇを有する。このとき、等アンペアターンの法則により、Ｉ１・ｎ１＝Ｉ１´・ｎ４が成立し、直流励磁分はキャンセルされる。
【０１１１】
次に、時刻ｔ２（時刻ｔ２１〜ｔ２２に対応）において、スイッチＱ１をオフさせると、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが上昇する。そして、リアクトルＬ２の電圧がコンデンサＣ１の電圧と等しくなったとき、即ち、時刻ｔ２３において、ダイオードＤ４が導通して、帰還コンデンサＣ２が充電されていく。また、このとき、スイッチＱ２をオンさせることにより、スイッチＱ２は、ゼロ電圧スイッチとなる。
【０１１２】
次に、帰還コンデンサＣ２への充電が完了し、帰還コンデンサＣ２へ蓄えられた電荷は、スイッチＱ２及び帰還巻線５ｃを介して１次側、即ち、１次巻線５ａに帰還される。このとき、１次巻線５ａの●有り側が−で●無し側が＋であるため、２次側でも、２次巻線５ｂの●有り側が−で●無し側が＋となり、３次巻線５ｄの●有り側が−で●無し側が＋となる。また、２次巻線５ｂと３次巻線５ｄとに同電圧（巻数が同じ）が発生するため、両巻線５ｂ，５ｄ間の電圧の和はゼロとなる。このため、３次巻線５ｄのリーケージインダクタＬｇにより、５ｂ→Ｄ１→５ｄ→Ｃ４→５ｂで電流ｎ４ｉが流れ続ける。このため、負荷ＲＬにはスイッチＱ１がオン時でもオフ時でも電流が流れることになり、コンデンサＣ４のリップル電流を軽減させることができる。
【０１１３】
また、２次巻線５ｂと３次巻線５ｄとは、巻数が同じで極性が逆であることから、両巻線５ｂ，５ｄの起磁力は打ち消されてゼロとなる。即ち、直流励磁分がキャンセルされる。
【０１１４】
従って、１次側から見た２次側のインピーダンスは高くなり、時刻ｔ３（時刻ｔ１と同様）において、スイッチＱ２がオフした場合には、コンデンサＣ１の電荷をほとんど放電する。このため、時刻ｔ１２において、スイッチＱ１の電位は降下してゼロとなり、ダイオードＤ３が導通する。このとき、スイッチＱ１をオンさせることにより、ゼロ電圧スイッチを達成することができる。
【０１１５】
このように第４の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例によれば、第１の実施の形態の効果が得られるとともに、トランスＴａの２次側に３次巻線５ｄを設け、１次巻線５ａと３次巻線５ｄとを疎結合させ、１次巻線５ａと２次巻線５ｂとを密結合させ、スイッチＱ１がオン時には、動作状態でのトランスＴａの直流励磁は、１次巻線５ａと３次巻線５ｄとにおいて同一で逆な起磁力によりキャンセルされ、また、スイッチＱ１がオフ時には、動作状態でのトランスＴａの直流励磁は、２次巻線５ｂと３次巻線５ｄとにおいて同一で逆な起磁力によりキャンセルされる。このため、励磁インダクタンスを高くできるため、励磁電流が少なく損失も低減できる。また、ゼロ電圧スイッチを可能とし、小型、高効率、低ノイズ化することができる直流変換装置を提供することができる。
【０１１６】
また、第４の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例では、直流励磁がキャンセルされるので、直流励磁分は略ゼロとなる。また、直流励磁分は略ゼロとなるので、コアのギャップをゼロにすることができる。また、直流励磁分は略ゼロとなるので、磁束の動作範囲が拡大することができる。これにより、トランスを小型化することができる。
【０１１７】
なお、図１６に示す構成に、さらに、図１０に示す可飽和リアクトルＳＬ１及びリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０１１８】
（第２実施例）
図２１は第４の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。図２１に示す第４の実施の形態の第２実施例は、図３に示す第１の実施の形態の第２実施例の構成に対して、第４の実施の形態の第１実施例のトランスの２次側回路と同一構成の回路を採用したものである。ここでは、トランスＴａの３次巻線は５ｅ（巻数ｎ５）とした。第２実施例によっても、第１実施例の効果と同様な効果が得られる。
【０１１９】
なお、図２１に示す構成に、さらに、図１１に示す可飽和リアクトルＳＬ１及びリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０１２０】
（第３実施例）
図２２は第４の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。図２２に示す第４の実施の形態の第３実施例は、図４に示す第１の実施の形態の第３実施例の構成に対して、第４の実施の形態の第１実施例のトランスの２次側回路と同一構成の回路を採用したものである。第３実施例によっても、第１実施例の効果と同様な効果が得られる。
【０１２１】
なお、図２２に示す構成に、さらに、図１２に示すリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０１２２】
（第５の実施の形態）
（第１実施例）
図２３は第５の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。図２３に示す直流変換装置は、低出力電圧大電流用途で２次側ダイオードをＦＥＴからなる同期整流器とした場合の回路例である。ＦＥＴは、オン抵抗（例えば０．０１Ω）が非常に小さいため、損失が非常に小さくなる。このため、ＦＥＴを整流素子とする同期整流器を用いた。また、図２３に示す直流変換装置は、励磁電流やリーケージインダクタンスを増やすことなくゼロ電圧スイッチ動作を行い、高効率としたことを特徴とする。
【０１２３】
トランスＴａの２次巻線５ｂの両端にはＦＥＴからなるスイッチＱ３とＦＥＴからなるスイッチＱ４とが直列に接続されている。トランスＴａの２次巻線５ｂの一端（●側）は、スイッチＱ４のゲートに接続され、トランスＴａの２次巻線５ｂの他端は、スイッチＱ３のゲートに接続されている。スイッチＱ３にはダイオードＤ１が並列に接続され、スイッチＱ４にはダイオードＤ２が並列に接続されている。これらの素子により同期整流回路を構成している。
【０１２４】
なお、図２３に示すその他の構成は、図１６に示す直流変換装置の構成と同一構成であり、同一部分には同一符号を付し、その詳細な説明は省略する。
【０１２５】
次に、このように構成された第５の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例の動作を説明する。ここでは、図１６に示す構成に対して、同期整流回路のみが異なるので、同期整流回路側の動作を中心に説明する。
【０１２６】
まず、スイッチＱ１をオンさせると、Ｖｄｃ１→５ａ→Ｑ１→Ｖｄｃ１で電流Ｑ１ｉ（１次巻線５ａに流れる電流Ｉ１に相当）が流れる。また、これと同時に１次巻線５ａに疎結合した３次巻線５ｄにも電圧が発生する。このとき、２次巻線５ｂにも電圧（２次巻線５ｂの●有り側が＋で●無し側が−）が発生する。このため、スイッチＱ４のゲートには＋電圧が印加されてオンし、スイッチＱ３のゲートには−電圧が印加されてオフする。そして、５ｄ→Ｃ４→Ｑ４→５ｄで電流ｎ４ｉ（電流Ｉ１に対応した電流Ｉ１´に相当）が流れるため、負荷ＲＬに電力が供給される。
【０１２７】
次に、スイッチＱ１をオフさせると、１次巻線５ａの●有り側が−で●無し側が＋であるため、２次側でも、２次巻線５ｂの●有り側が−で●無し側が＋となり、３次巻線５ｄの●有り側が−で●無し側が＋となる。また、２次巻線５ｂと３次巻線５ｄとに同電圧（巻数が同じ）が発生するため、両巻線５ｂ，５ｄ間の電圧の和はゼロとなる。また、スイッチＱ３のゲートには＋電圧が印加されてオンし、スイッチＱ４のゲートには−電圧が印加されてオフする。このため、３次巻線５ｄのリーケージインダクタＬｇにより、５ｂ→５ｄ→Ｃ４→Ｑ３→５ｂで電流ｎ４ｉが流れ続ける。このため、負荷ＲＬにはスイッチＱ１がオン時でもオフ時でも電流が流れることになり、コンデンサＣ４のリップル電流を軽減させることができる。
【０１２８】
このように第５の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例によれば、第４の実施の形態の効果が得られるとともに、同期整流器を用いたので、損失が非常に小さくなる。
【０１２９】
なお、図２３に示す構成に、さらに、図１０に示す可飽和リアクトルＳＬ１及びリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０１３０】
（第２実施例）
図２４は第５の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。図２４に示す第５の実施の形態の第２実施例は、図２１に示す構成に対して、トランスの２次側回路に同期整流回路を採用したものである。第２実施例によっても、第１実施例の効果と同様な効果が得られる。
【０１３１】
なお、図２４に示す構成に、さらに、図１１に示す可飽和リアクトルＳＬ１及びリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０１３２】
（第３実施例）
図２５は第５の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。図２５に示す第５の実施の形態の第３実施例は、図２２に示す構成に対して、トランスの２次側回路に同期整流回路を採用したものである。第３実施例によっても、第１実施例の効果と同様な効果が得られる。
【０１３３】
なお、図２５に示す構成に、さらに、図１２に示すリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０１３４】
（第６の実施の形態）
（第１実施例）
図２６は第６の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。第６の実施の形態に係る直流変換装置は、図１に示す第１の実施の形態の第１実施例の構成に対して、トランスＴの２次側には、ダイオードＤ１とコンデンサＣ４とからなる整流平滑回路のみを設けたものである。
【０１３５】
次にこのように構成された第６の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例の動作を説明する。ここでは、図１に示す第１の実施の形態の第１実施例の構成に対して、整流平滑回路のみの構成が異なるので、この整流平滑回路の動作を中心に説明する。
【０１３６】
まず、スイッチＱ１をオンさせると、Ｖｄｃｌ→５ａ→Ｑ１→Ｖｄｃ１で電流が流れる。また、この時刻に、トランスＴの２次巻線５ｂにも電圧が発生し、５ｂ→Ｄ１→Ｃ４→５ｂで電流が流れる。
【０１３７】
次に、スイッチＱ１をオフさせると、１次巻線５ａの●有り側が−で●無し側が＋であるため、２次側でも、２次巻線５ｂの●有り側が−で●無し側が＋となり、ダイオードＤ１に電流が流れないため、トランスＴから負荷ＲＬに電力が供給されない。
【０１３８】
なお、図２６に示す構成に、さらに、図１０に示す可飽和リアクトルＳＬ１及びリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０１３９】
（第２実施例）
図２７は第６の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。図２７に示す第６の実施の形態の第２実施例は、図３に示す構成に対して、トランスＴの２次側にダイオードＤ１とコンデンサＣ４とからなる整流平滑回路のみを設けたものである。第２実施例によっても、第１実施例の効果と同様な効果が得られる。
【０１４０】
なお、図２７に示す構成に、さらに、図１１に示す可飽和リアクトルＳＬ１及びリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０１４１】
（第３実施例）
図２８は第６の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。図２８に示す第６の実施の形態の第３実施例は、図４に示す構成に対して、トランスＴの２次側にダイオードＤ１とコンデンサＣ４とからなる整流平滑回路のみを設けたものである。第３実施例によっても、第１実施例の効果と同様な効果が得られる。
【０１４２】
なお、図２８に示す構成に、さらに、図１２に示すリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０１４３】
（第７の実施の形態）
（第１実施例）
図２９は第７の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。第７の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例は、トランスＴの２次側に２次巻線５ｂと３次巻線５ｄとを設け、２出力としたことを特徴とする。なお、トランスＴの２次側に３以上の巻線を設け、３出力以上としてもよい。ここでは、２出力についてのみ説明する。
【０１４４】
即ち、図２６に示す直流変換装置の構成に、さらに、トランスＴのコアに巻回された３次巻線５ｄと、ダイオードＤ２、コンデンサＣ５、負荷ＲＬ２を設けている。３次巻線５ｄは２次巻線５ｂと同相に巻回されている。３次巻線５ｄの一端はダイオードＤ２のアノードに接続され、ダイオードＤ２のカソードと３次巻線５ｄの他端とはコンデンサＣ５に接続されている。ダイオードＤ２とコンデンサＣ５とで整流平滑回路を構成する。このコンデンサＣ５はダイオードＤ２の整流電圧を平滑して直流出力を負荷ＲＬ２に出力する。
【０１４５】
また、１次巻線５ａと２次巻線５ｂ及び３次巻線５ｄとは疎結合され、また、１次巻線５ａと３次巻線５ｄとは疎結合されている。例えば、巻線間をより離すことで疎結合とすることができる。２次巻線５ｂと３次巻線５ｄとは密結合されている。例えば、巻線間をより近接させることで密結合とすることができる。なお、１次巻線５ａに直列にリアクトルＬ３が接続されている。
【０１４６】
このように第７の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例によれば、２次巻線５ｂからの電圧をダイオードＤ１とコンデンサＣ４とで整流平滑して直流電力を負荷ＲＬ１に供給でき、また、３次巻線５ｄからの電圧をダイオードＤ２とコンデンサＣ５とで整流平滑して直流電力を負荷ＲＬ２に供給できる。
【０１４７】
また、１次巻線５ａと２次巻線５ｂとは疎結合されているので、１次側のリーケージインダクタは大きく、また、２次巻線５ｂと３次巻線５ｄとは密結合されているので、２次側のリーケージインダクタは小さい。このため、２次側の出力（２次巻線側の出力及び３次巻線側の出力）は、軽負荷及び重負荷に対して変動が小さくなり、負荷変動特性が良くなる。即ち、２次側のクロスレギュレーションが改善される。また、複数出力のクロスレギュレーションが良いことから、補助レギュレータを省略でき、回路を簡単化できる。
【０１４８】
なお、２次側の複数出力として、図２９に示す直流変換装置に、図５１に示す直流変換装置の２次側回路（２次巻線５ｂ、ダイオードＤ１，Ｄ２、リアクトルＬ１、コンデンサＣ４）と同一構成の２次側回路（３次巻線５ｄ、ダイオードＤ１１，Ｄ１２、リアクトルＬ１１、コンデンサＣ５）を追加した直流変換装置も考えられる。
【０１４９】
しかし、リアクトルＬ１，Ｌ１１が大きいため、２次側のクロスレギュレーションが悪化する。リアクトルＬ１，Ｌ１１を同一コア上に巻回する方法もあるが、２次巻線５ｂとリアクトルＬ１との巻数比、３次巻線５ｄとリアクトルＬ１１との巻数比を合わせるのは巻数が少ないため難しい。
【０１５０】
図２９に示す第７の実施の形態の第１実施例では、リアクトルＬ１、リアクトルＬ１１を用いず、２次側のリーケージインダクタは小さく、１次側２次側間のリーケージインダクタンスが大きいため、２次側のクロスレギュレーションが改善されるとともに、回路を簡単化できる。
【０１５１】
なお、図２９に示す構成に、さらに、図１１に示す可飽和リアクトルＳＬ１を追加しても良い。
【０１５２】
（第２実施例）
図３０は第７の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。図３０に示す第７の実施の形態の第２実施例は、図２７に示す構成に対して、さらに、３次巻線５ｅ（巻数ｎ５）を設けるとともにダイオードＤ２とコンデンサＣ５とからなる整流平滑回路を設けて、２出力としたものである。また、１次巻線５ａに直列にリアクトルＬ３が接続されている。第２実施例によっても、第１実施例の効果と同様な効果が得られる。
【０１５３】
なお、図３０に示す構成に、さらに、図１１に示す可飽和リアクトルＳＬ１を追加しても良い。
【０１５４】
（第３実施例）
図３１は第７の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。図３１に示す第７の実施の形態の第３実施例は、図２８に示す構成に対して、さらに、３次巻線５ｄを設けるとともにダイオードＤ２とコンデンサＣ５とからなる整流平滑回路を設けて、２出力としたものである。また、１次巻線５ａに直列にリアクトルＬ３が接続されている。第３実施例によっても、第１実施例の効果と同様な効果が得られる。
【０１５５】
（第８の実施の形態）
（第１実施例）
第７の実施の形態に係る直流変換装置では、ゼロ電圧スイッチ動作を行ない、複数出力時のクロスレギュレーションが良いなどの特徴があるが、入力電圧が高い場合（即ち、入力電圧の変動が大きい場合）には、図３２に示すタイミングチャートのように、スイッチＱ１の電流Ｑ１ｉの傾斜が急峻となり、ピーク電流が増大し、オン幅が非常に短くなる。この問題を回避するためには、１次側のリアクトルＬ３（例えば１次２次巻線間のリーケージインダクタ）のインダクタンスを増大させる必要がある。
【０１５６】
しかし、スイッチＱ１がオン時にリアクトルＬ３に蓄えられたエネルギーは、スイッチＱ１がオフ時には帰還コンデンサＣ２に蓄えられ、スイッチＱ１が次にオン時するときに入力に帰還される。このため、リアクトルＬ３に蓄えられるエネルギーが大きくなり、効率が低下する。従って、この方式では入力電圧の変化範囲が広い場合には、入力電圧の高い方におけるスイッチＱ１のピーク電流が増大し、入力への帰還も多くなり、効率が大幅に低下する。
【０１５７】
そこで、第８の実施の形態の直流変換装置の第１実施例では、トランスの１次巻線に直列に接続されるリアクトルのインダクタンスの値を大きくし、スイッチＱ１がオン時にリアクトルに蓄えられるエネルギーを２次側に還流する補助トランスを設けたことを特徴とする。
【０１５８】
図３３は第８の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。図３３に示す第８の実施の形態に係る直流変換装置は、図２６に示す第６の実施の形態に係る直流変換装置に対して、トランスＴ及びトランスＴの周辺回路が異なるので、その部分についてのみ説明する。
【０１５９】
トランスＴの１次巻線５ａの一端にはリアクトルＬ４の一端が接続され、リアクトルＬ４の他端はスイッチＱ１の一端に接続されている。トランスＴの１次巻線５ａの他端（●有り側）には補助トランスＴｂの１次巻線５ａ２（巻数ｎ１）の一端（●有り側）が接続され、補助トランスＴｂの１次巻線５ａ２の他端はリアクトルＬ４の他端に接続されている。
【０１６０】
また、トランスＴの２次巻線５ｂの他端（●有り側）には補助トランスＴｂの２次巻線５ｂ２（巻数ｎ２）の一端（●有り側）が接続され、補助トランスＴｂの２次巻線５ｂ２の他端はダイオードＤ２のアノードに接続され、ダイオードＤ２のカソードはダイオードＤ１のカソード及びコンデンサＣ４の一端に接続されている。コンデンサＣ４の他端はトランスＴの２次巻線５ｂの一端に接続されている。補助トランスＴｂは、スイッチＱ１がオン時にリアクトルＬ４に蓄えられたエネルギーをスイッチＱ１がオフ時に２次側に還流させるようになっている。
【０１６１】
次にこのように構成された第８の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例の動作を図３４及び図３５に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。図３４は第８の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例の各部における信号のタイミングチャートである。図３５は第８の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号の詳細（図３４のＡ部）を示すタイミングチャートである。
【０１６２】
なお、図３４及び図３５では、スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、スイッチＱ２の両端間の電圧Ｑ２ｖ、スイッチＱ２に流れる電流Ｑ２ｉを示す。
【０１６３】
まず、時刻ｔ１において、スイッチＱ１をオンさせると、Ｖｄｃｌ→５ａ→Ｌ４→Ｑ１→Ｖｄｃ１で電流が流れる。また、この時刻に、トランスＴの２次巻線５ｂにも電圧が発生し、５ｂ→Ｄ１→Ｃ４→５ｂで電流が流れる。このため、図３４に示すように、時刻ｔ１〜ｔ２において、ダイオードＤ１の電流が直線的に増大する。
【０１６４】
次に、時刻ｔ２において、スイッチＱ１をオフさせると、リアクトルＬ４に蓄えられたエネルギーは、補助トランスＴｂを介して２次側に還流される。即ち、Ｌ４→５ａ２→５ａ→Ｌ４で電流が流れると、２次側では、補助トランスＴｂの２次巻線５ｂ２に電圧が誘起されるため、５ｂ２→Ｄ２→Ｃ４→５ｂ→５ｂ２と電流が流れる。このため、図３４に示すように、時刻ｔ２〜ｔ３において、ダイオードＤ２に電流が流れる。
【０１６５】
ここで、スイッチＱ１がオフ時のトランスＴの１次巻線５ａの電圧をＶ１１とし、補助トランスＴｂの１次巻線５ａ２の電圧をＶ２１とし、リアクトルＬ４の電圧をＶ１２とし、トランスＴと補助トランスＴｂとの巻数比をａとすれば、式（１）成立する。
【０１６６】
Ｖ１１＋Ｖ１２＝Ｖ２１ ・・・（１）
式（１）から式（２）が導出される。
【０１６７】
ａＶ２１−ａＶ１１＝ａＶ１２ ・・・（２）
従って、ａＶ１２の電圧、つまり、リアクトルＬ４の巻数比倍の電圧がダイオードＤ２で整流されてコンデンサＣ４に供給される。
【０１６８】
このように、トランスＴの１次巻線５ａに直列に接続されるリアクトルＬ４のインダクタンスの値を大きくし、スイッチＱ１がオン時に蓄えられるエネルギーを補助トランスＴｂを介して２次側に還流するため、効率が良くなる。また、ダイオードＤ１及びダイオードＤ２により、スイッチＱ１のオン、オフ期間に２次側電流が流れて連続的となる。このため、平滑コンデンサＣ４のリップル電流も減少する。
【０１６９】
なお、図３３に示す構成に、さらに、図１０に示す可飽和リアクトルＳＬ１及びリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０１７０】
（第２実施例）
図３６は第８の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。図３６に示す第８の実施の形態の第２実施例は、図２７に示す構成に対して、さらに、図３３に示すようなリアクトルＬ４及び補助トランスＴｂを設けたことを特徴とする。この第２実施例によっても、第１実施例の効果と同様な効果が得られる。
【０１７１】
なお、図３６に示す構成に、さらに、図１１に示す可飽和リアクトルＳＬ１を追加しても良い。
【０１７２】
（第３実施例）
図３７は第８の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。図３７に示す第８の実施の形態の第３実施例は、図２８に示す構成に対して、さらに、図３３に示すようなリアクトルＬ４及び補助トランスＴｂを設けたことを特徴とする。この第３実施例によっても、第１実施例の効果と同様な効果が得られる。
【０１７３】
（第９の実施の形態）
第９の実施の形態の直流変換装置では、第８の実施の形態の直流変換装置をより具体化したものである。
【０１７４】
（第１実施例）
図３８に示す第１実施例では、トランスＴに１次巻線５ａと２次巻線５ｂと３次巻線５ｄ（補助トランスＴｂの２次巻線５ｂ２に対応）とが巻回されている。１次巻線５ａと２次巻線５ｂとは同相に巻回され、１次巻線５ａと３次巻線５ｄとは逆相に巻回されている。
【０１７５】
即ち、トランスＴの２次巻線５ｂを１次巻線５ａと疎結合させ、１次巻線５ａ及び２次巻線５ｂ間のリーケージインダクタにより、トランスＴに直列に接続されたリアクトルＬ４を代用したものである。これにより、図３３に示した補助トランスＴｂを図３８に示したトランスＴに結合することができる。
【０１７６】
なお、図３８に示す構成に、さらに、図１０に示す可飽和リアクトルＳＬ１及びリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０１７７】
（第２実施例）
図３９は第８の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。図３９に示す第８の実施の形態の第２実施例は、図２７に示す構成に対して、トランスＴの２次側回路を図３８に示す２次側回路と同一構成としたものである。ここでは、トランスＴの３次巻線は５ｅ（巻数ｎ５）とした。第２実施例によっても、第１実施例の効果と同様な効果が得られる。なお、図３９に示す構成に、さらに、図１１に示す可飽和リアクトルＳＬ１及びリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０１７８】
（第３実施例）
図４０は第８の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。図４０に示す第８の実施の形態の第３実施例は、図２８に示す構成に対して、トランスＴの２次側回路を図３８に示す２次側回路と同一構成としたものである。第３実施例によっても、第１実施例の効果と同様な効果が得られる。
【０１７９】
なお、図４０に示す構成に、さらに、図１２に示すリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０１８０】
（第１０の実施の形態）
（第１実施例）
図４１は第１０の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。第１０の実施の形態に係る直流変換装置は、トランスＴの２次側に２次巻線５ｂと４次巻線５ｅとを設け、２出力としたことを特徴とする。なお、トランスＴの２次側に３以上の巻線を設け、３出力以上としてもよい。ここでは、２出力についてのみ説明する。
【０１８１】
即ち、図３８に示す直流変換装置の構成に、さらに、トランスＴのコアに巻回された４次巻線５ｅと、ダイオードＤ５、コンデンサＣ５、負荷ＲＬ２を設けている。４次巻線５ｅは２次巻線５ｂと同相に巻回されている。４次巻線５ｅの一端はダイオードＤ５のアノードに接続され、ダイオードＤ５のカソードと４次巻線５ｅの他端とはコンデンサＣ５に接続されている。ダイオードＤ５とコンデンサＣ５とで整流平滑回路を構成する。このコンデンサＣ５はダイオードＤ５の整流電圧を平滑して直流出力を負荷ＲＬ２に出力する。
【０１８２】
また、１次巻線５ａと４次巻線５ｅとは疎結合されている。例えば、巻線間をより離すことで疎結合とすることができる。２次巻線５ｂと４次巻線５ｅとは密結合されている。例えば、巻線間をより近接させることで密結合とすることができる。
【０１８３】
このように第１０の実施の形態に係る直流変換装置によれば、２次巻線５ｂからの電圧をダイオードＤ１とコンデンサＣ４とで整流平滑して直流電力を負荷ＲＬ１に供給でき、また、４次巻線５ｅからの電圧をダイオードＤ５とコンデンサＣ５とで整流平滑して直流電力を負荷ＲＬ２に供給できる。
【０１８４】
また、１次巻線５ａと２次巻線５ｂ及び４次巻線５ｅとは疎結合されているので、１次側のリーケージインダクタンスは大きく、また、２次巻線５ｂと４次巻線５ｅとは密結合されているので、２次側のリーケージインダクタンスは小さい。このため、２次側の出力（２次巻線側の出力及び４次巻線側の出力）は、軽負荷時及び重負荷時に対して変動が小さくなり、負荷変動特性が良くなる。即ち、２次側のクロスレギュレーションが改善される。また、複数出力のクロスレギュレーションが良いことから、補助レギュレータを省略でき、回路を簡単化できる。
【０１８５】
図４２は第１０の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例に設けられたトランスの構造図である。図４２に示すトランスは、日の字型のコア３０を有し、コア３０のコア部３０ａには、１次巻線５ａ及び帰還巻線５ｃと３次巻線５ｄとが近接して巻回されている。これにより、１次及び３次巻線間にわずかなリーケージインダクタを持たせ、このリーケージインダクタをリアクトルＬ３の代替としている。また、コア３０にはパスコア３０ｃとギャップ３１が形成され、外周コアには２次巻線５ｂが巻回されている。なお、４次巻線５ｅは２次巻線５ｂに近接して巻回されている。即ち、パスコア３０ｃにより、１次巻線５ａと２次巻線５ｂ（４次巻線５ｅも同じ）を疎結合させることにより、リーケージインダクタを大きくしている。このリーケージインダクタをリアクトルＬ４の代替としている。
【０１８６】
また、外周コア上で且つ１次巻線５ａと２次巻線５ｂとの間に、凹部３０ｂが２箇所形成されている。この凹部３０ｂにより、外周コアの磁路の一部の断面積が他の部分よりも狭くなり、その部分のみが飽和するので、コア損失を低減できる。また、図４１に示す構成に図１０に示す可飽和リアクトルＳＬ１を追加した場合には、この飽和する１次巻線５ａを、可飽和リアクトルＳＬ１として兼用することができる。
【０１８７】
このように、トランスＴのコアの形状と巻線の工夫により、トランスＴとリアクトルＬ４のエネルギーを２次側に帰還する補助トランスＴｂとを一つのコア３０に結合し、パスコア３０ｃを設けることにより、大きなリーケージインダクタを得て、トランス部分とリアクトルとを結合したので、直流変換装置を小型化、低価格化することができる。
【０１８８】
なお、図４１に示す構成に、さらに、図１０に示すリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０１８９】
（第２実施例）
図４３は第１０の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。図４３に示す第１０の実施の形態の第２実施例は、図２７に示す構成に対して、トランスＴの２次側回路を図４１に示す２次側回路と同一構成としたものである。ここでは、トランスＴの３次巻線は５ｅ（巻数ｎ５）とし、トランスＴの４次巻線は５ｆ（巻数ｎ６）とした。第２実施例によっても第１実施例の効果と同様な効果が得られる。
【０１９０】
なお、図４３に示す構成に、さらに、図１１に示す可飽和リアクトルＳＬ１及びリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０１９１】
（第３実施例）
図４４は第１０の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。図４４に示す第１０の実施の形態の第３実施例は、図２８に示す構成に対して、トランスＴの２次側回路を図４１に示す２次側回路と同一構成としたものである。第３実施例によっても第１実施例の効果と同様な効果が得られる。
【０１９２】
なお、図４４に示す構成に、さらに、図１２に示すリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０１９３】
（第１１の実施の形態）
（第１実施例）
図４５は第１１の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。第１１の実施の形態に係る直流変換装置は、トランスの２次側回路に同期整流器を採用したもので、トランスの出力波形が矩形波であるため、同期整流時の導通割合を増大することにより、低出力電圧時の整流器の損失を低減して高効率化することを特徴とする。
【０１９４】
図４５に示す直流変換装置は、図３８に示す直流変換装置の第１実施例に対して、トランスＴの２次側回路の構成が異なるのみでその他の構成は同一構成であるので、同一部分には同一符号を付し、トランスＴの２次側回路の構成のみを説明する。
【０１９５】
１次巻線５ａと２次巻線５ｂとは疎結合され、また、２次巻線５ｂと３次巻線５ｄとは密結合されている。トランスＴの２次巻線５ｂの一端（●有り側）は、コンデンサＣ４の一端に接続され、トランスＴの２次巻線５ｂの他端は、ＦＥＴからなるスイッチＱ３を介してコンデンサＣ４の他端に接続されている。トランスＴの３次巻線５ｄの一端（●有り側）は、ＦＥＴからなるスイッチＱ４を介してコンデンサＣ４の他端に接続されている。トランスＴの３次巻線５ｄの他端はトランスＴの２次巻線５ｂの他端に接続されている。
【０１９６】
また、トランスＴの３次巻線５ｄの一端は、スイッチＱ３のゲートに接続され、トランスＴの３次巻線５ｄの他端は、スイッチＱ４のゲートに接続されている。スイッチＱ３にはダイオードＤ１が並列に接続され、スイッチＱ４にはダイオードＤ２が並列に接続されている。これらの素子により同期整流回路を構成している。コンデンサＣ４は、平滑回路を構成している。この整流平滑回路は、トランスＴの２次巻線５ｂ及び３次巻線５ｄに誘起された電圧（オン／オフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。
【０１９７】
次に、このように構成された第１１の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例の動作を説明する。
【０１９８】
まず、スイッチＱ１がオンで、スイッチＱ２がオフであるときには、直流電源Ｖｄｃ１からトランスＴの１次巻線５ａを介してスイッチＱ１に電流が流れて、１次巻線５ａにエネルギー（１次巻線５ａの●有り側が＋で●無し側が−）が蓄積される。このエネルギーにより２次巻線５ｂ及び３次巻線５ｄにも電圧（２次巻線５ｂ及び３次巻線５ｄの●有り側が＋で●無し側が−）が発生する。このため、スイッチＱ３のゲートには＋電圧が印加されてオンし、スイッチＱ４のゲートには−電圧が印加されてオフする。そして、５ｂ→Ｃ４→Ｑ３→５ｂと電流が流れて、負荷ＲＬに直流電力が供給される。
【０１９９】
次に、スイッチＱ１がオフで、スイッチＱ２がオンであるときには、スイッチＱ２に電流が流れ、スイッチＱ１には電流は流れない。このとき、トランスＴの１次２次巻線間のリーケージインダクタに蓄えられたエネルギーにより、３次巻線５ｄにも電圧（３次巻線５ｄの●有り側が−で●無し側が＋）が発生する。このため、スイッチＱ４のゲートには＋電圧が印加されてオンし、スイッチＱ３のゲートには−電圧が印加されてオフする。そして、５ｄ→５ｂ→Ｃ４→Ｑ４→５ｄで電流が流れ、負荷ＲＬに出力電圧が発生する。
【０２００】
このように、第１１の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例によれば、第９の実施の形態の効果が得られるとともに、トランスＴの２次側回路に同期整流器を用いているので、トランスの出力波形が矩形波であるため、同期整流素子のゲートに矩形波を印加させることによりほぼ全期間導通させ、並列に接続されたダイオードに電流が流れず損失なく整流できる。このため、５Ｖ，３．３Ｖのような低出力電圧時に効果がある。
【０２０１】
なお、図４５に示すに示す構成に、さらに、図１０に示す可飽和リアクトルＳＬ１及びリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０２０２】
（第２実施例）
図４６は第１１の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。図４６に示す第１１の実施の形態の第２実施例は、図３９に示す構成に対して、トランスＴの２次側回路を図４５に示す２次側回路と同一構成としたものである。トランスＴの３次巻線は５ｅ（巻数ｎ５）とした。第２実施例によっても第１実施例の効果と同様な効果が得られる。
【０２０３】
なお、図４６に示す構成に、さらに、図１１に示す可飽和リアクトルＳＬ１及びリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０２０４】
（第３実施例）
図４７は第１１の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。図４７に示す第１１の実施の形態の第３実施例は、図４０に示す構成に対して、トランスＴの２次側回路を図４５に示す２次側回路と同一構成としたものである。第３実施例によっても第１実施例の効果と同様な効果が得られる。
【０２０５】
なお、図４７に示す構成に、さらに、図１２に示すリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０２０６】
（第１２の実施の形態）
次に第１２の実施の形態に係る直流変換装置を説明する。第１乃至第１１の実施の形態に係る直流変換装置では、スイッチとして、ノーマリオフタイプのＭＯＳ ＦＥＴ等を用いた。このノーマリオフタイプのスイッチは、電源がオフ時にオフ状態となるスイッチである。
【０２０７】
一方、ＳＩＴ（static induction transistor、静電誘導トランジスタ）等のノーマリオンタイプのスイッチは、電源がオフ時にオン状態となるスイッチである。このノーマリオンタイプのスイッチは、スイッチングスピードが速く、オン抵抗も低くスイッチング電源等の電力変換装置に使用した場合、理想的な素子であり、スイッチング損失を減少させ高効率が期待できる。
【０２０８】
しかし、ノーマリオンタイプのスイッチング素子にあっては、電源をオンすると、スイッチがオン状態であるため、スイッチが短絡する。このため、ノーマリオンタイプのスイッチを起動できず、特殊な用途以外には使用できない。
【０２０９】
そこで、第１２の実施の形態に係る直流変換装置は、第１の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例の構成を有すると共に、スイッチＱ１，Ｑ２にノーマリオンタイプのスイッチを使用するために、交流電源オン時に、入力平滑コンデンサの突入電流を軽減する目的で挿入されている突入電流制限抵抗の電圧降下による電圧を、ノーマリオンタイプのスイッチの逆バイアス電圧に使用し、電源オン時の問題をなくす構成を追加したことを特徴とする。
【０２１０】
図４８は第１２の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。図４８に示す直流変換装置は、図１に示す第１の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例の構成を有すると共に、交流電源Ｖａｃ１から入力される交流電圧を全波整流回路Ｂ１で整流して、得られた電圧を別の直流電圧に変換して出力するもので、全波整流回路Ｂ１の正極側出力端Ｐ１と負極側出力端Ｐ２との間には、入力平滑コンデンサＣ５と突入電流制限抵抗Ｒ１とからなる直列回路が接続されている。なお、交流電源Ｖａｃ１及び全波整流回路Ｂ１は、図１に示す直流電源Ｖｄｃ１に対応する。
【０２１１】
全波整流回路Ｂ１の正極側出力端Ｐ１には、トランスＴの１次巻線５ａを介してＳＩＴ等のノーマリオンタイプのスイッチＱ１ｎが接続されている。帰還コンデンサＣ２の両端には、帰還巻線５ｃとＳＩＴ等のノーマリオンタイプのスイッチＱ２ｎとの直列回路が接続されている。スイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎは、制御回路１１のＰＷＭ制御によりオン／オフする。
【０２１２】
また、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端にはスイッチＳ１が接続されている。このスイッチＳ１は、例えばノーマリオフタイプのＭＯＳＦＥＴ，ＢＪＴ（バイポーラ接合トランジスタ）等の半導体スイッチであり、制御回路１１からの短絡信号によりオン制御される。
【０２１３】
突入電流制限抵抗Ｒ１の両端には、コンデンサＣ６と抵抗Ｒ２とダイオードＤ５とからなる起動電源部１２が接続されている。この起動電源部１２は、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端に発生する電圧を取り出し、コンデンサＣ６の両端電圧をスイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎのゲートへの逆バイアス電圧として使用するために、制御回路１１に出力する。また、入力平滑コンデンサＣ５に充電された充電電圧を制御回路１１に供給する。
【０２１４】
制御回路１１は、交流電源Ｖａｃ１をオンしたときに、コンデンサＣ６から供給された電圧により起動し、制御信号として端子ｂ，ｄからスイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎのゲートに逆バイアス電圧を出力し、スイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎをオフさせる。この制御信号は、例えば、−１５Ｖと０Ｖとのパルス信号からなり、−１５Ｖの電圧によりスイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎがオフし、０Ｖの電圧によりスイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎがオンする。
【０２１５】
制御回路１１は、入力平滑コンデンサＣ５の充電が完了した後、端子ｂ，ｄから制御信号として０Ｖと−１５Ｖとのパルス信号をスイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎのゲートに出力し、スイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎをスイッチング動作させる。制御回路１１は、スイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎをスイッチング動作させた後、所定時間経過後にスイッチＳ１のゲートに短絡信号を出力し、スイッチＳ１をオンさせる。
【０２１６】
また、トランスＴに設けられた補助巻線５ｄの一端は、スイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎの一端とコンデンサＣ７の一端と制御回路１１とに接続され、補助巻線５ｄの他端は、ダイオードＤ７のカソードに接続され、ダイオードＤ７のアノードはコンデンサＣ７の他端及び制御回路１１の端子ｃに接続されている。補助巻線５ｄとダイオードＤ７とコンデンサＣ７とは通常動作電源部１３を構成し、この通常動作電源部１３は、補助巻線５ｄで発生した電圧をダイオードＤ７及びコンデンサＣ７を介して制御回路１１に供給する。
【０２１７】
次にこのように構成された第１２の実施の形態に係る直流変換装置の動作を図４８乃至図５０を参照しながら説明する。
【０２１８】
なお、図５０において、Ｖａｃ１は、交流電源Ｖａｃ１の交流電圧を示し、入力電流は、交流電源Ｖａｃ１に流れる電流を示し、Ｒ１電圧は、突入電流制限抵抗Ｒ１に発生する電圧を示し、Ｃ５電圧は、入力平滑コンデンサＣ５の電圧を示し、Ｃ６電圧は、コンデンサＣ６の電圧を示し、出力電圧は、コンデンサＣ４の電圧を示し、Ｑ１ｎ，Ｑ２ｎ制御信号は、制御回路１１の端子ｂ，ｄからスイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎのゲートへ出力される信号を示す。
【０２１９】
まず、時刻ｔ０において、交流電源Ｖａｃ１を印加（オン）すると、交流電源Ｖａｃ１の交流電圧は全波整流回路Ｂ１で全波整流される。このとき、ノーマリオンタイプのスイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎは、オン状態であり、スイッチＳ１は、オフ状態である。このため、全波整流回路Ｂ１からの電圧は、入力平滑コンデンサＣ５を介して突入電流制限抵抗Ｒ１に全て印加される（図４９中の▲１▼）。
【０２２０】
この突入電流制限抵抗Ｒ１に発生した電圧は、ダイオードＤ５、抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ６に蓄えられる（図４９中の▲２▼）。ここで、コンデンサＣ６の端子ｆ側が例えば零電位となり、コンデンサＣ６の端子ｇ側が例えば負電位となる。このため、コンデンサＣ６の電圧は、図５０に示すように、負電圧（逆バイアス電圧）となる。このコンデンサＣ６の負電圧が端子ａを介して制御回路１１に供給される。
【０２２１】
そして、コンデンサＣ６の電圧が、スイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎのスレッシホールド電圧ＴＨＬになった時点（図５０の時刻ｔ１）で、制御回路１１は、端子ｂ，ｄから−１５Ｖの制御信号をスイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎのゲートに出力する（図４９中の▲３▼）。このため、スイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎは、オフ状態となる。
【０２２２】
すると、全波整流回路Ｂ１からの電圧により、入力平滑コンデンサＣ５は、充電されて（図４９中の▲４▼）、入力平滑コンデンサＣ５の電圧が上昇していき、入力平滑コンデンサＣ５の充電が完了する。
【０２２３】
次に、時刻ｔ２において、制御回路１１は、スイッチング動作を開始させる。始めに、端子ｂから０Ｖの制御信号をスイッチＱ１ｎのゲートに出力する（図４９中の▲５▼）。このため、スイッチＱ１ｎは、オン状態となるため、全波整流回路Ｂ１の正極側出力端Ｐ１からトランスＴの１次巻線５ａを介してスイッチＱ１ｎに電流が流れて（図４９中の▲６▼）、トランスＴの１次巻線５ａにエネルギーが蓄えられる。このとき、２次巻線５ｂにも電圧が発生し、５ｂ→Ｄ１→Ｌ１→Ｃ４→５ｂで電流が流れるため、負荷ＲＬに電力が供給される。
【０２２４】
また、トランスＴの１次巻線５ａと電磁結合している補助巻線５ｄにも電圧が発生し、発生した電圧は、ダイオードＤ７及びコンデンサＣ７を介して制御回路１１に供給される（図４９中の▲７▼）。このため、制御回路１１が動作を継続することができるので、スイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎのスイッチング動作を継続して行うことができる。
【０２２５】
次に、時刻ｔ３において、端子ｂから−１５Ｖの制御信号をスイッチＱ１ｎのゲートに、端子ｄから０Ｖの制御信号をスイッチチＱ２ｎのゲートに出力する。このため、時刻ｔ３にスイッチＱ１ｎがオフしスイッチＱ２ｎがオンして、Ｌ１→Ｃ４→Ｄ２→Ｌ１で電流が流れ、負荷ＲＬに電力が供給される。
【０２２６】
また、時刻ｔ３に制御回路１１から短絡信号をスイッチＳ１に出力すると、スイッチＳ１がオンして（図４９中の▲８▼）、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端が短絡される。このため、突入電流制限抵抗Ｒ１の損失を減ずることができる。
【０２２７】
なお、時刻ｔ３は、交流電源Ｖａｃ１をオンしたとき（時刻ｔ０）からの経過時間として設定され、例えば入力平滑コンデンサＣ５と突入電流制限抵抗Ｒ１との時定数（τ＝Ｃ５・Ｒ１）の約５倍以上の時間に設定される。以後、スイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎは交互にオン／オフしてスイッチング動作を繰り返す。スイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎがスイッチング動作を開始した後には、スイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎは、第１の実施の形態に係る直流変換装置のスイッチＱ１及びＱ２の動作、即ち、図２に示すタイミングチャートに従った動作と同様に動作する。
【０２２８】
このように第１２の実施の形態に係る直流変換装置によれば、第１の実施の形態の効果が得られるとともに、制御回路１１は、交流電源Ｖａｃ１がオンされたときに突入電流制限抵抗Ｒ１に発生した電圧によりスイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎをオフさせ、入力平滑コンデンサＣ５が充電された後、スイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎを交互にオン／オフさせるスイッチング動作を開始させるので、電源オン時における問題もなくなる。従って、ノーマリオンタイプの半導体スイッチが使用可能となり、損失の少ない、即ち、高効率な直流変換装置を提供することができる。
【０２２９】
なお、本発明は上述した第１乃至第１２の実施の形態に係る直流変換装置に限定されるものではない。第１２の実施の形態の装置では、第１の実施の形態の装置にノーマリオン回路を追加した例を説明したが、ノーマリオン回路は、例えば、第２乃至第１１の実施の形態の装置のいずれか少なくとも１つの実施の形態に追加しても良い。
【０２３０】
【発明の効果】
以上説明したように、トランスの帰還巻線を追加することにより、主スイッチ及び補助スイッチの両方の主端子の一端を接地でき、従来のような特別なドライバを用いることなくゼロ電圧スイッチを達成することができる。また、特別なドライバが不要のことから、商用２００Ｖ入力用のドライバを含めたＭＩＣ化も可能となり、高効率、小型、低ノイズ、設計の簡素化を図ることができる直流変換装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。
【図２】第１の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例の各部における信号のタイミングチャートである。
【図３】第１の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。
【図４】第１の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。
【図５】第１の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例に設けられたトランスの構造図である。
【図６】第１の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例の各部における信号のタイミングチャートである。
【図７】第１の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。
【図８】第１の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例に設けられたトランスのＢ−Ｈ特性を示す図である。
【図９】第１の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例に設けられた可飽和リアクトルの電流のタイミングチャートである。
【図１０】第２の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。
【図１１】第２の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。
【図１２】第２の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。
【図１３】第３の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。
【図１４】第３の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。
【図１５】第３の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。
【図１６】第４の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。
【図１７】第４の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例に設けられたトランスの構造図である。
【図１８】第４の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例の各部における信号のタイミングチャートである。
【図１９】第４の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。
【図２０】第４の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例のスイッチＱ１のターンオフ時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。
【図２１】第４の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。
【図２２】第４の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。
【図２３】第５の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。
【図２４】第５の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。
【図２５】第５の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。
【図２６】第６の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。
【図２７】第６の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。
【図２８】第６の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。
【図２９】第７の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。
【図３０】第７の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。
【図３１】第７の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。
【図３２】第７の実施の形態に係る直流変換装置において入力電圧が高い場合の各部における信号のタイミングチャートである。
【図３３】第８の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。
【図３４】第８の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例の各部における信号のタイミングチャートである。
【図３５】第８の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。
【図３６】第８の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。
【図３７】第８の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。
【図３８】第９の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。
【図３９】第９の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。
【図４０】第９の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。
【図４１】第１０の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。
【図４２】第１０の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例に設けられたトランスの構造図である。
【図４３】第１０の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。
【図４４】第１０の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。
【図４５】第１１の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。
【図４６】第１１の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。
【図４７】第１１の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。
【図４８】第１２の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。
【図４９】第１２の実施の形態に係る直流変換装置の動作を説明するための図である。
【図５０】第１２の実施の形態に係る直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。
【図５１】従来の直流変換装置を示す回路構成図である。
【図５２】従来の直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。
【図５３】従来の直流変換装置に設けられたトランスのＢ−Ｈ特性を示す図である。
【図５４】従来の直流変換装置に設けられたトランスの励磁電流のタイミングチャートである。
【図５５】従来の直流変換装置の他の一例を示す回路構成図である。
【符号の説明】
Ｖｄｃ１ 直流電源
Ｖａｃ１ 交流電源
Ｂ１ 全波整流回路
１０，１１，１００ 制御回路
Ｑ１〜Ｑ４，Ｑ１ｎ，Ｑ２ｎ スイッチ
ＲＬ，ＲＬ１，ＲＬ２ 負荷
Ｒ１，Ｒ２ 抵抗
ＳＬ１ 可飽和リアクトル
Ｌ１〜Ｌ４ リアクトル
Ｃ１〜Ｃ７ コンデンサ
Ｓ１ スイッチ
Ｔ，Ｔａ，Ｔｂ トランス
５ａ １次巻線（ｎ１）
５ｂ ２次巻線（ｎ２）
５ｃ 帰還巻線（ｎ３）
５ｄ ３次巻線（補助巻線ｎ４）
５ｅ ４次巻線（ｎ５）
５ｆ ５次巻線（ｎ６）
１２ 起動電源部
１３ 通常動作電源部
Ｄ１〜Ｄ７ ダイオード
【発明の属する技術分野】
本発明は、高効率、小型、低ノイズな直流変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図５１に従来のこの種の直流変換装置の回路構成図を示す（非特許文献１、非特許文献２）。図５１に示す直流変換装置において、直流電源Ｖｄｃ１にトランスＴの１次巻線５ａ（巻数ｎ１）を介してＭＯＳＦＥＴ（以下、ＦＥＴと称する。）等からなる主スイッチＱ１が接続され、１次巻線５ａの両端には、抵抗Ｒ２及びスナバコンデンサＣ２からなる並列回路とこの並列回路に直列に接続されたダイオードＤ３とが接続されている。主スイッチＱ１は、制御回路１００のＰＷＭ制御によりオン／オフするようになっている。
【０００３】
また、トランスＴの１次巻線５ａとトランスＴの２次巻線５ｂとは互いに同相電圧が発生するように巻回されており、トランスＴの２次巻線５ｂ（巻数ｎ２）には、ダイオードＤ１，Ｄ２とリアクトルＬ１とコンデンサＣ４とからなる整流平滑回路が接続されている。この整流平滑回路は、トランスＴの２次巻線５ｂに誘起された電圧（オン／オフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。
【０００４】
制御回路１００は、図示しない演算増幅器及びフォトカプラを有し、演算増幅器は、負荷ＲＬの出力電圧と基準電圧とを比較し、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、主スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、主スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。
【０００５】
次に、このように構成された直流変換装置の動作を図５２に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図５２では、主スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、主スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、主スイッチＱ１をオン／オフ制御するＱ１制御信号を示している。
【０００６】
まず、時刻ｔ３１において、Ｑ１制御信号により主スイッチＱ１がオンし、直流電源Ｖｄｃ１からトランスＴの１次巻線５ａを介して主スイッチＱ１に電流Ｑ１ｉが流れる。この電流は、時刻ｔ３２まで時間の経過とともに直線的に増大していく。また、１次巻線５ａを流れる電流ｎ１ｉも電流Ｑ１ｉと同様に時刻ｔ３２まで時間の経過とともに直線的に増大していく。
【０００７】
なお、時刻ｔ３１から時刻ｔ３２では、１次巻線５ａの主スイッチＱ１側が−側になり、且つ１次巻線５ａと２次巻線５ｂとは同相になっているので、ダイオードＤ１のアノード側が＋側になるため、５ｂ→Ｄ１→Ｌ１→Ｃ４→５ｂと電流が流れる。
【０００８】
次に、時刻ｔ３２において、主スイッチＱ１は、Ｑ１制御信号により、オン状態からオフ状態に変わる。このとき、トランスＴの１次巻線５ａに誘起された励磁エネルギーの内、リーケージインダクタＬｇ（２次巻線５ｂと結合していないインダクタンス）の励磁エネルギーは、２次巻線５ｂに伝送されないため、ダイオードＤ３を介してスナバコンデンサＣ２に蓄えられる。
【０００９】
また、時刻ｔ３２〜時刻ｔ３３では、主スイッチＱ１がオフであるため、電流Ｑ１ｉ及び１次巻線５ａを流れる電流ｎ１ｉは零になる。なお、時刻ｔ３２から時刻ｔ３３では、Ｌ１→Ｃ４→Ｄ２→Ｌ１で電流が流れて、負荷ＲＬに電力が供給される。
【００１０】
このような直流変換装置によれば、スナバ回路（Ｃ２，Ｒ２）を挿入し、主スイッチＱ１の電圧の時間的な変化を緩やかにすることで、スイッチングノイズを低減できると共に、トランスＴのリーケージインダクタＬｇによる主スイッチＱ１へのサージ電圧を抑制することができる。
【００１１】
【非特許文献１】
原田耕介著「スイッチング電源 ハンドブック」日刊工業新聞社出版、第２章スイッチング電源の基本回路と設計演習 ｐ．２７ 図２．２
【００１２】
【非特許文献２】
清水和男著「高速スイッチングレギュレータ」総合電子出版社、２．２．１他励型コンバータ ｐ３０ 図２．５
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図５１に示す直流変換装置にあっては、スナバコンデンサＣ２に充電された電荷を抵抗Ｒ２によって消費させるため、損失が増大した。この損失は、変換周波数に比例するため、小型化を目的として変換周波数を上昇させた場合には、損失が増大し、効率が低下する欠点があった。
【００１４】
また、トランスＴの１次巻線５ａに流れるトランス励磁電流は、図５４に示すように、主スイッチＱ１がオン時には直線的に正の値で増加していき、主スイッチＱ１がオフ時には直線的に減少してゼロになる。即ち、トランスＴの磁束は、図５３に示すように、Ｂ−Ｈカーブの第１象限のみ使用するため、トランスＴのコアの利用率が低く、トランスＴが大型化していた。また、低出力電圧時、トランスＴのフライバック電圧波形が、矩形波とならず、同期整流回路を採用した場合、還流時の導通角が減少し、整流効率が悪く、効率の低下の原因となっていた。
【００１５】
また、従来の直流変換装置の他の一例を図５５に示す。図５５に示す直流変換装置は、主スイッチＱ１以外に補助スイッチＱ２とスナバコンデンサＣ２等を用いて、主スイッチＱ１と補助スイッチＱ２とを制御回路１００及びドライバ１１０により交互にオン／オフさせることにより、ゼロ電圧スイッチを達成したものである。
【００１６】
しかし、補助スイッチＱ２が主スイッチＱ１と直列に接続されるため、補助スイッチＱ２を駆動するためには、入力電圧の約２倍の絶縁耐圧を有したドライバ１１０が必要であった。このため、このドライバ１１０をＭＩＣ（モノリシック半導体集積回路）化するのが困難であった。特に、商用２００Ｖ入力のスイッチング電源用のＭＩＣを作成する場合、耐圧８００Ｖ程度のＭＩＣ技術が必要であり、ＭＩＣ化の実現が困難であった。
【００１７】
このため、従来の直流変換装置にあっては、入力４８Ｖ等の低圧に使用されるか、または、トランスを用いて絶縁する等の方法が主流であり、回路の簡素化のためのＭＩＣ化がなされず、通信用等の特殊な用途以外に使用されていないのが現状である。
【００１８】
本発明は、トランスの帰還巻線を追加することにより、例えば、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、ＢＪＴ等の半導体スイッチ素子からなる主スイッチ及び補助スイッチの両方の主端子の一端を接地してドライバを含めてＭＩＣ化を可能とし、また、ゼロ電圧スイッチを可能とし、高効率、小型、低ノイズ、設計の簡素化を図ることができる直流変換装置を提供することにある。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
本発明は前記課題を解決するために以下の構成とした。請求項１の発明は、直流電源の両端に接続され、トランスの１次巻線と第１スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、前記トランスの２次巻線に発生する電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の整流出力を平滑する平滑回路と、前記第１スイッチの両端に接続され、第１コンデンサと第１リアクトルとが直列に接続された第２直列回路と、前記第１スイッチに並列に接続された第１ダイオード及び共振用コンデンサと、前記第１リアクトルの両端に接続され、第２ダイオードと帰還コンデンサとが直列に接続された第３直列回路と、前記帰還コンデンサの両端に接続され、前記トランスに巻回された帰還巻線と第２スイッチとが直列に接続された第４直列回路と、前記第１スイッチのオフ時に前記第２スイッチをオンさせて前記帰還巻線を介して前記帰還コンデンサの電力を前記トランスに帰還させ、前記第２スイッチのオフ時に前記トランスに発生する逆起電力により前記第１スイッチをゼロ電圧スイッチさせる制御回路とを有することを特徴とする。
【００２０】
請求項２の発明では、前記第１リアクトルは、前記トランスに巻回された第１補助巻線からなることを特徴とする。
【００２１】
請求項３の発明は、直流電源の両端に接続され、トランスの１次巻線と第１スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、前記トランスの２次巻線に発生する電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の整流出力を平滑する平滑回路と、前記トランスの１次巻線に並列に接続された可飽和リアクトルと、前記第１スイッチに並列に接続された第１ダイオード及び共振用コンデンサと、前記トランスの１次巻線に並列に接続され、第２ダイオードと第１リアクトルの第１巻線とが直列に接続された第２直列回路と、前記第１スイッチの両端に接続され、第１コンデンサと第３ダイオードと前記第１リアクトルの第２巻線とが直列に接続された第３直列回路と、前記第３ダイオードと前記第１リアクトルの第２巻線との直列回路の両端に接続され、第４ダイオードと帰還コンデンサとが直列に接続された第４直列回路と、前記帰還コンデンサの両端に接続され、前記トランスに巻回された帰還巻線と第２スイッチとが直列に接続された第５直列回路と、前記第１スイッチのオフ時に前記第２スイッチをオンさせて前記帰還巻線を介して前記帰還コンデンサの電力により前記可飽和リアクトルを飽和させ、前記第１スイッチをゼロ電圧スイッチさせる制御回路とを有することを特徴とする。
【００２２】
請求項４の発明では、前記可飽和リアクトルは、前記トランスのコアの飽和特性を用いることを特徴とする。
【００２３】
請求項５の発明では、前記トランスのコアの磁路の一部に断面積の少ない部分を設けたことを特徴とする。
【００２４】
請求項６の発明は、前記トランスの１次巻線に並列に接続された可飽和リアクトルと、前記トランスの１次巻線に直列に接続された第２リアクトルとを有し、前記制御回路は、前記第１スイッチのオフ時に前記第２スイッチをオンさせて前記帰還巻線を介して前記帰還コンデンサの電力により前記可飽和リアクトルを飽和させ、前記第１スイッチをゼロ電圧スイッチさせることを特徴とする。
【００２５】
請求項７の発明では、前記トランスの１次巻線に直列に接続された第２リアクトルを有することを特徴とする。
【００２６】
請求項８の発明では、前記整流回路は、前記トランスの２次巻線に直列に接続された第１整流素子及び該第１整流素子と前記２次巻線との直列回路に並列に接続された第２整流素子を有し、前記平滑回路は、前記第２整流素子に並列に第３リアクトルを介して接続された平滑素子を有することを特徴とする。
【００２７】
請求項９の発明では、前記整流回路は、前記トランスの２次巻線の一端に直列に接続され且つ制御端子が前記２次巻線の他端に接続された第３スイッチ及び該第３スイッチと前記２次巻線との直列回路に並列に接続され且つ制御端子が前記２次巻線の一端に接続された第４スイッチを有し、前記平滑回路は、前記第４スイッチに並列に第３リアクトルを介して接続された平滑素子を有することを特徴とする。
【００２８】
請求項１０の発明では、前記整流回路は、前記トランスのコアに前記１次巻線と密結合させて巻回された前記トランスの２次巻線と、前記コアに前記１次巻線と疎結合させて巻回された前記トランスの３次巻線と、前記２次巻線に直列に接続された第１整流素子及び該第１整流素子と前記２次巻線との直列回路に並列に接続された第２整流素子を有し、前記平滑回路は、前記第２整流素子に並列に前記３次巻線を介して接続された平滑素子を有することを特徴とする。
【００２９】
請求項１１の発明では、前記整流回路は、前記トランスのコアに前記１次巻線と密結合させて巻回された前記トランスの２次巻線と、前記コアに前記１次巻線と疎結合させて巻回された前記トランスの３次巻線と、前記トランスの２次巻線の一端に直列に接続され且つ制御端子が前記２次巻線の他端に接続された第３スイッチ及び該第３スイッチと前記２次巻線との直列回路に並列に接続され且つ制御端子が前記２次巻線の一端に接続された第４スイッチを有し、前記平滑回路は、前記第４スイッチに並列に前記３次巻線を介して接続された平滑素子を有することを特徴とする。
【００３０】
請求項１２の発明では、前記２次巻線の巻数と前記３次巻線の巻数とは同数であり、前記２次巻線は、前記１次巻線に対して逆相に巻回され、前記３次巻線は、前記１次巻線と同相に巻回されていることを特徴とする。
【００３１】
請求項１３の発明では、前記整流回路は、前記トランスの２次巻線に直列に接続された整流素子を有し、前記平滑回路は、前記整流素子と前記２次巻線との直列回路に並列に接続された平滑素子を有することを特徴とする。
【００３２】
請求項１４の発明では、前記トランスの２次巻線は、前記トランスのコアに巻回され且つ互いに分離した複数の２次側巻線からなり、各々の前記２次側巻線に対応して前記整流素子及び前記平滑素子を設けたことを特徴とする。
【００３３】
請求項１５の発明では、前記トランスの１次巻線と各々の前記２次側巻線とは疎結合し、各々の前記２次側巻線間は密結合としたことを特徴とする。
【００３４】
請求項１６の発明は、前記トランスの１次巻線に直列に接続された第４リアクトルと、前記トランスに直列に接続され、前記第１スイッチがオン時に前記第４リアクトルに蓄えられたエネルギーを前記第１スイッチがオフ時に２次側に還流させる補助トランスとを有し、前記整流回路は、前記トランスの２次巻線に直列に接続された整流素子を有し、前記平滑回路は、前記整流素子と前記２次巻線との直列回路に並列に接続された平滑素子を有することを特徴とする。
【００３５】
請求項１７の発明では、前記第４リアクトルは、前記トランスのコアに疎結合させて巻回された前記トランスの１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタからなり、前記トランスのコアには前記トランスの１次巻線と前記補助トランスの２次巻線とが密結合させて巻回されてなることを特徴とする。
【００３６】
請求項１８の発明は、前記トランスのコアに前記トランスの１次巻線と疎結合させて巻回された１以上の３次巻線を設け、各々の前記３次巻線に対応して前記整流素子及び前記平滑素子を設けたことを特徴とする。
【００３７】
請求項１９の発明では、前記整流回路は、前記トランスの２次巻線の一端と前記補助トランスの２次巻線の一端との接続点と前記平滑素子の一端とに接続され且つ制御端子が前記補助トランスの２次巻線の他端に接続された第３スイッチと、前記補助トランスの２次巻線の他端と前記平滑素子の一端とに接続され且つ制御端子が前記補助トランスの２次巻線の一端に接続された第４スイッチを有することを特徴とする。
【００３８】
請求項２０の発明では、前記直流電源は、交流電源と、この交流電源に接続されて交流電圧を整流する入力整流回路とからなり、前記入力整流回路の一方の出力端と他方の出力端との間に接続され、入力平滑コンデンサと前記交流電源がオンされたときに前記入力平滑コンデンサの突入電流を軽減する突入電流制限抵抗とが直列に接続された直列回路を有し、前記第１スイッチは、前記入力整流回路の一方の出力端に前記トランスの１次巻線を介して接続されたノーマリオンタイプのスイッチからなり、前記第２スイッチは、ノーマリオンタイプのスイッチからなり、前記制御回路は、前記交流電源がオンされたときに前記突入電流制限抵抗に発生した電圧により前記第１スイッチ及び第２スイッチをオフさせ、前記入力平滑コンデンサが充電された後、前記第１スイッチ及び第２スイッチを交互にオン／オフさせるスイッチング動作を開始させることを特徴とする。
【００３９】
請求項２１の発明では、前記トランスは第２補助巻線をさらに備え、該トランスの第２補助巻線に発生する電圧を前記制御回路に供給する通常動作電源部を有することを特徴とする。
【００４０】
請求項２２の発明では、前記突入電流制限抵抗に並列に接続された半導体スイッチを有し、前記制御回路は、前記第１スイッチ及び第２スイッチのスイッチング動作を開始させた後、前記半導体スイッチをオンさせることを特徴とする。
【００４１】
請求項２３の発明は、前記第１スイッチの主端子の一端と前記第２スイッチの主端子の一端と前記制御回路の共通端子とを共通に接続したことを特徴とする。
【００４２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係る直流変換装置の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。
【００４３】
（第１の実施の形態）
第１の実施の形態に係る直流変換装置は、トランスの帰還巻線を追加することにより、Ｎ型ＦＥＴからなる主スイッチ及び補助スイッチの両方のソースを接地（共通ライン）してドライバを含めてＭＩＣ化を可能とし、また、ゼロ電圧スイッチを可能とし、高効率、小型、低ノイズ、設計の簡素化を図ることができることを特徴とする。即ち、特別なドライバを用いることなくゼロ電圧スイッチを達成でき、特別なドライバを不要とすることで商用２００Ｖ入力用のドライバを含めたＭＩＣ化を可能とする。
【００４４】
（第１実施例）
図１は第１の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。図１に示す直流変換装置において、直流電源Ｖｄｃ１の両端にはトランスＴの１次巻線５ａ（巻数ｎ１）とＮ型ＦＥＴからなるスイッチＱ１（主スイッチ）との直列回路が接続されている。スイッチＱ１の両端にはダイオードＤ３と共振用コンデンサＣ１とが並列に接続されている。ダイオードＤ３及び共振用コンデンサＣ１は、スイッチＱ１の寄生ダイオード及び寄生容量であってもよい。
【００４５】
スイッチＱ１の両端にはコンデンサＣ３とリアクトルＬ２との直列回路が接続されている。リアクトルＬ２の両端にはダイオードＤ４と帰還コンデンサＣ２との直列回路が接続されている。帰還コンデンサＣ２の両端にはトランスＴに巻回された帰還巻線５ｃ（巻数ｎ３）とＮ型ＦＥＴからなるスイッチＱ２（補助スイッチ）との直列回路が接続されている。帰還巻線５ｃは、１次巻線５ａに対して逆相に巻回され、帰還巻線５ｃの巻数ｎ３は、１次巻線５ａの巻数ｎ１と等しくなっている。
【００４６】
また、直流電源Ｖｄｃ１の負極側端とスイッチＱ１のソースとスイッチＱ２のソースと制御回路１０の接地端子（共通端子図示せず）とは、共通に接続されている。
【００４７】
トランスＴのコアには、１次巻線５ａとこの巻線に対して同相の２次巻線５ｂ（巻数ｎ２）とが巻回されており、２次巻線５ｂの一端はダイオードＤ１に接続され、ダイオードＤ１とリアクトルＬ１の一端との接続点と２次巻線５ｂの他端とはダイオードＤ２に接続されており、ダイオードＤ１とダイオードＤ２とで整流回路を構成している。リアクトルＬ１の他端と２次巻線５ｂの他端とはコンデンサＣ４に接続されている。このコンデンサＣ４はリアクトルＬ１の電圧を平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。
【００４８】
スイッチＱ１，Ｑ２は、共にオフとなる期間（デッドタイム）を有し、制御回路１０のＰＷＭ制御により交互にオン／オフする。制御回路１０は、スイッチＱ１とスイッチＱ２とを交互にオン／オフ制御し、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くし、スイッチＱ２に印加されるパルスのオン幅を広くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。
【００４９】
また、制御回路１０は、スイッチＱ１のオフ時にスイッチＱ２をオンさせて帰還巻線５ｃを介して帰還コンデンサＣ２の電力をトランスＴに帰還させてトランスＴの磁束をマイナス方向に戻し、スイッチＱ２のオフ時にトランスＴに発生する逆起電力によりスイッチＱ１をゼロ電圧スイッチさせる。
【００５０】
次にこのように構成された第１の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例の動作を図２に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。図２は第１の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例の各部における信号のタイミングチャートである。
【００５１】
なお、図２では、スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、スイッチＱ２の両端間の電圧Ｑ２ｖ、スイッチＱ２に流れる電流Ｑ２ｉ、トランスＴに流れる励磁電流ｎ１ｉ、リアクトルＬ２に流れる電流Ｌ２ｉ、ダイオードＤ１に流れる電流Ｄ１ｉを示している。
【００５２】
まず、時刻ｔ１において、スイッチＱ１をオンさせると、Ｖｄｃ１→５ａ→Ｑ１→Ｖｄｃ１で電流Ｑ１ｉが流れる。また、この時刻に、トランスＴの２次巻線５ｂにも電圧が発生し、５ｂ→Ｄ１→Ｌ１→Ｃ４→５ｂで電流Ｄ１ｉが流れて、負荷ＲＬに電力が供給される。リアクトルＬ１に蓄えられたエネルギーは、スイッチＱ１をオフした時に、ダイオードＤ２を介して流れ続ける。
【００５３】
スイッチＱ１をオンさせる前からコンデンサＣ３の電圧は、直流電源Ｖｄｃ１の電圧であり、スイッチＱ１をオンした時には、リアクトルＬ２には−Ｖｄｃ１の電圧が印加される。この電圧により、リアクトルＬ２の電流Ｌ２ｉは、図２に示すように、直線的にプラスからマイナスに降下していく。このとき、トランスＴの励磁電流ｎ１ｉは、直線的にマイナスからプラスに上昇していく。
【００５４】
次に、時刻ｔ２において、スイッチＱ１をオフさせると、トランスＴの１次巻線５ａの励磁インダクタンスにより電圧が反転してスイッチＱ１の電圧が上昇する。また、同時にリアクトルＬ２の電圧も直線的にマイナスからプラスに上昇していく。そして、リアクトルＬ２の電圧がコンデンサＣ１の電圧と等しくなったとき、ダイオードＤ４が導通して、帰還コンデンサＣ２が充電される。
【００５５】
このとき、トランスＴの１次巻線５ａ，２次巻線５ｂ間のリーケージインダクタンスに蓄えられたエネルギーにより、５ａ→Ｃ３→Ｄ４→Ｃ２で電流が流れる。また、リアクトルＬ２のエネルギーにより、Ｌ２→Ｄ４→Ｃ２で電流が流れて、帰還コンデンサＣ２が充電される。従って、スイッチＱ１には、リーケージインダクタンスによるスパイク電圧は発生しない。
【００５６】
このとき、コンデンサＣ３の電圧は、電源電圧Ｖｄｃ１であるから、帰還コンデンサＣ２の電圧は、トランスＴの１次巻線５ａのフライバック電圧に等しい。また、帰還巻線５ｃの巻数ｎ３が１次巻線５ａの巻数ｎ１と等しいので、帰還巻線５ｃの両端電圧が１次巻線５ａの両端電圧と等しいから、スイッチＱ２の電圧はゼロとなる。このとき、スイッチＱ２をオンさせると、スイッチＱ２はゼロ電圧スイッチとなる。
【００５７】
そして、ダイオードＤ４からの電流がゼロとなり、次に、帰還コンデンサＣ２に蓄えられたエネルギーにより、Ｃ２→５ｃ→Ｑ２で電流Ｑ２ｉが流れる。このため、トランスＴの励磁電流ｎ１ｉは、プラスからマイナスに変化していく。即ち、帰還巻線５ｃを介して帰還コンデンサＣ２の電力をトランスＴに帰還させて、トランスＴの磁束をＢ−Ｈループの第３象限（マイナス方向）に戻すため、トランスＴの励磁電流ｎ１ｉがマイナスへと変化していく。このとき、トランスＴのコアに損失がなければ、磁束は原点を基準として対称に動作する。このため、トランスＴの励磁電流ｎ１ｉは、図２に示すようにプラス方向、マイナス方向に対して対称に流れる。
【００５８】
電流ｎ１ｉがマイナスのとき、即ち、図２の時刻ｔ３において、スイッチＱ２をオフさせると、トランスＴに発生する逆起電力により、トランスＴの１次巻線５ａの電圧が反転して、コンデンサＣ１を１次巻線５ａを介して放電させながら低下させ、スイッチＱ１の電圧も降下する。スイッチＱ１の電圧がゼロとなり、ダイオードＤ３が導通したとき、スイッチＱ１をオンさせると、スイッチＱ１はゼロ電圧スイッチを達成することができる。
【００５９】
このように第１の実施の形態の第１実施例によれば、トランスＴの帰還巻線５ｃを追加することにより、主スイッチＱ１及び補助スイッチＱ２の両方のソース接地が可能となり、従来のような特別なドライバ１１０を用いることなくゼロ電圧スイッチを達成することができる。
【００６０】
また、特別なドライバ１１０が不要のことから、商用２００Ｖ入力用のドライバを含めたＭＩＣ化も可能となり、高効率、小型、低ノイズ、設計の簡素化を図ることができる直流変換装置を提供できる。また、磁束の動作範囲が拡大することができる。これにより、トランスを小型化することができる。
【００６１】
（第２実施例）
図３は第１の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。図３に示す第２実施例では、リアクトルＬ２の代わりにトランスＴにもう一つの補助巻線５ｄ（巻数ｎ４）を巻回して接続したことを特徴とする。図３に示すその他の構成は、図１に示すものと同一構成であるので、同一部分には同一符号を付し、その詳細な説明は省略する。なお、第２実施例の場合に、補助巻線５ｄの巻数ｎ４を１次巻線５ａの巻数ｎ１と等しくする。
【００６２】
このような構成によれば、補助巻線５ｄには、１次巻線５ａの電圧と同一の電圧が発生し、この補助巻線５ｄの電圧によりダイオードＤ４を介して帰還コンデンサＣ２を充電できる。このため、第２実施例によっても、第１実施例の動作と同様に動作し、同様な効果が得られる。
【００６３】
（第３実施例）
図４は第１の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。図４に示す第３実施例は、図１に示す第１実施例に対して、さらに、以下の構成を追加した。
【００６４】
トランスＴの１次巻線５ａと並列に可飽和リアクトルＳＬ１が接続されている。トランスＴの１次巻線５ａと並列に、ダイオードＤ６とリアクトルＬ２ａの第１巻線６ａ（巻数Ｎ１）との直列回路が接続されている。スイッチＱ１の両端には、コンデンサＣ３とダイオードＤ５とリアクトルＬ２ａの第２巻線６ｂ（巻数Ｎ２）との直列回路が接続されている。ダイオードＤ５とリアクトルＬ２ａの第２巻線６ｂとの直列回路の両端には、ダイオードＤ４と帰還コンデンサＣ２との直列回路が接続されている。
【００６５】
制御回路１０は、スイッチＱ１をオンさせた時にリアクトルＬ２ａの第１巻線６ａを介してリアクトルＬ２ａの第２巻線６ｂにエネルギーを蓄え、スイッチＱ１のオフ時にスイッチＱ２をオンさせて帰還巻線５ｃを介して帰還コンデンサＣ２の電力により可飽和リアクトルＳＬ１を飽和させ、スイッチＱ２をオフさせることによりスイッチＱ１をゼロ電圧スイッチさせる。
【００６６】
図５は第１の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例に設けられたトランスの構造図である。図５に示すトランスは、日の字型のコア２０を有し、コア２０のコア部２０ａには、１次巻線５ａと２次巻線５ｂと帰還巻線５ｃとが巻回されている。
【００６７】
また、外周コア上で且つ１次巻線５ａと２次巻線５ｂとの間の部分に対向する位置に、凹部２０ｂが２箇所形成されている。この凹部２０ｂにより、外周コアの磁路の一部の断面積が他の部分よりも狭くなり、その部分のみが飽和する。このため、飽和時の鉄損を減じるとともに飽和特性を改善できる。
【００６８】
また、可飽和リアクトルＳＬ１は、トランスＴのコアの飽和特性を用いている。可飽和リアクトルＳＬ１には、大きさの等しい交流電流が流れるため、磁束は、図８に示すＢ−Ｈカーブ上のゼロを中心にして、第１象限と第３象限とに等しく増減する。
【００６９】
しかし、回路には損失を伴うため、磁束は完全に対称とはならず、第１象限が主体となる。また、コンデンサＣ１を短時間で放電し、電圧をゼロとする必要から、可飽和リアクトルＳＬ１またはトランスＴの励磁インダクタンスを低くして、励磁電流を多くしている。
【００７０】
また、図８に示すように一定の正磁界Ｈに対して磁束Ｂ（正確にはＢは磁束密度であり、磁束φ＝Ｂ・Ｓで、Ｓはコアの断面積であるが、ここではＳ＝１とし、φ＝Ｂとした。）がＢｍで飽和し、一定の負磁界Ｈに対して磁束Ｂが−Ｂｍで飽和するようになっている。磁界Ｈは電流ｉの大きさに比例して発生する。この可飽和リアクトルＳＬ１では、Ｂ−Ｈカーブ上を磁束ＢがＢａ→Ｂｂ→Ｂｃ→Ｂｄ→Ｂｅ→Ｂｆ→Ｂｇと移動し、磁束の動作範囲が広範囲となっている。Ｂ−Ｈカーブ上のＢａ−Ｂｂ間及びＢｆ−Ｂｇ間は飽和状態である。
【００７１】
次にこのように構成された第１の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例の動作を図６、図７、図９に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。図６は第１の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例の各部における信号のタイミングチャートである。図７は第１の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。図８は第１の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例に設けられたトランスのＢ−Ｈ特性を示す図である。図９は第１の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例に設けられた可飽和リアクトルの電流のタイミングチャートである。
【００７２】
なお、図６、図７では、スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、スイッチＱ２の両端間の電圧Ｑ２ｖ、スイッチＱ２に流れる電流Ｑ２ｉ、可飽和リアクトルＳＬ１に流れる電流ＳＬ１ｉ、リアクトルＬ２ａに流れる電流Ｌ２ａｉ、ダイオードＤ１に流れる電流Ｄ１ｉを示している。
【００７３】
まず、時刻ｔ１（時刻ｔ１１〜ｔ１２に対応）において、スイッチＱ１をオンさせると、Ｖｄｃｌ→５ａ→Ｑ１→Ｖｄｃ１で電流が流れる。また、この時刻に、トランスＴの２次巻線５ｂにも電圧が発生し、５ｂ→Ｄ１→Ｌ１→Ｃ４→５ｂで電流Ｄ１ｉが流れて、負荷ＲＬに電力が供給される。リアクトルＬ１に蓄えられたエネルギーは、スイッチＱ１をオフした時に、ダイオードＤ２を介して流れ続ける。
【００７４】
また、スイッチＱ１をオンさせた時に、可飽和リアクトルＳＬ１にも電流ＳＬ１ｉが流れて、可飽和リアクトルＳＬ１にエネルギーが蓄えられる。この電流ＳＬ１ｉは、図９に示すように、時刻ｔ１で電流値ａ（負値）、時刻ｔ１ｂで電流値ｂ（負値）、時刻ｔ１３で電流値ｃ（ゼロ）、時刻ｔ２で電流値ｄ（正値）へと変化していく。図８に示すＢ−Ｈカーブ上では、磁束は、Ｂａ→Ｂｂ→Ｂｃ→Ｂｄへと変化していく。なお、図８に示すＢａ〜Ｂｇと図９に示すａ〜ｇとは対応している。
【００７５】
また、スイッチＱ１をオンさせた時に、Ｖｄｃｌ→Ｄ６→６ａ→Ｑ１→Ｖｄｃ１で電流が流れて、リアクトルＬ２ａの第２巻線６ｂにエネルギーが蓄えられる。このとき、ダイオードＤ５のためにリアクトルＬ２ａの電流Ｌ２ａｉは、図６に示すように、直線的にゼロからマイナスに降下していく。
【００７６】
次に、時刻ｔ２において、スイッチＱ１をオフさせると、トランスＴの１次巻線５ａ及び可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーにより電圧が反転してスイッチＱ１の電圧が上昇する。また、同時にリアクトルＬ２ａの第２巻線６ｂの電圧も直線的にマイナスからゼロに上昇していく。そして、リアクトルＬ２ａの第２巻線６ｂの電圧がコンデンサＣ１の電圧と等しくなったとき、ダイオードＤ４が導通して、帰還コンデンサＣ２が充電される。
【００７７】
このとき、トランスＴの１次巻線５ａ，２次巻線５ｂ間のリーケージインダクタンスに蓄えられたエネルギー及び可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーにより、５ａ→Ｃ３→Ｄ４→Ｃ２で電流が流れる。また、リアクトルＬ２ａの第２巻線６ｂのエネルギーにより、６ｂ→Ｄ４→Ｃ２で電流が流れて、帰還コンデンサＣ２が充電される。即ち、帰還コンデンサＣ２には、リアクトルＬ２ａの第２巻線６ｂからのエネルギーと可飽和リアクトルＳＬ１からのエネルギーとが加え合わせられて増加する。
【００７８】
また、帰還巻線５ｃの巻数ｎ３が１次巻線５ａの巻数ｎ１と等しいので、帰還巻線５ｃの両端電圧が１次巻線５ａの両端電圧と等しいから、スイッチＱ２の電圧はゼロとなる。このとき、スイッチＱ２をオンさせると、スイッチＱ２はゼロ電圧スイッチとなる。なお、電流ＳＬ１ｉは、時刻ｔ２から時刻ｔ２０において、電流値ｄ（正値）から電流値ｅ（ゼロ）に変化する。図８に示すＢ−Ｈカーブ上では、磁束は、Ｂｄ→Ｂｅへと変化する。
【００７９】
そして、ダイオードＤ４からの電流がゼロとなり、次に、帰還コンデンサＣ２に蓄えられたエネルギーにより、Ｃ２→５ｃ→Ｑ２で電流Ｑ２ｉが流れて、帰還巻線５ｃを介して可飽和リアクトルＳＬｌの磁束をリセットする。可飽和リアクトルＳＬｌに並列に接続されたトランスＴも同様に磁束が変化する。
【００８０】
この場合、時刻ｔ２０〜時刻ｔ３においては、帰還コンデンサＣ２に蓄えられたエネルギーが可飽和リアクトルＳＬ１に帰還されるので、可飽和リアクトルＳＬ１に流れる電流ＳＬ１ｉは、図９に示すように負値となる。即ち、電流ＳＬ１ｉは、時刻ｔ２０〜時刻ｔ２ａにおいては、電流値ｅ（ゼロ）から電流値ｆ（負値）に変化する。図８に示すＢ−Ｈカーブ上では、磁束は、Ｂｅ→Ｂｆへと変化していく。なお、時刻ｔ２から時刻ｔ２０における面積Ｓと時刻ｔ２０〜時刻ｔ２ａにおける面積Ｓとは等しい。この面積Ｓは帰還コンデンサＣ２に蓄えられた可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーに相当する。
【００８１】
次に、電流ＳＬ１ｉは、時刻ｔ２ａ〜時刻ｔ３においては、電流値ｆ（負値）から電流値ｇ（負値）に変化する。図８に示すＢ−Ｈカーブ上では、磁束は、Ｂｆ→Ｂｇへと変化していく。時刻ｔ２ａ〜時刻ｔ３における面積は、帰還コンデンサＣ２に蓄えられたリアクトルＬ２ａのエネルギーに相当する。
【００８２】
即ち、帰還コンデンサＣ２に蓄えられたエネルギーは、可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーとリアクトルＬ２ａの第２巻線６ｂのエネルギーとを合わせたものであるため、電流ＳＬ１ｉは、リセット時にリアクトルＬ２ａの第２巻線６ｂから供給されるエネルギー分だけ多くなるので、磁束は第３象限に移動して、飽和領域（Ｂｆ−Ｂｇ）に達し、電流ＳＬ１ｉが増大し、時刻ｔ３（時刻ｔ１も同様）で最大となる。電流ＳＬ１ｉは、スイッチＱ２のオン期間の終了間際で増大しており、可飽和リアクトルＳＬ１の飽和時の電流である。
【００８３】
また、この時刻ｔ３には、スイッチＱ２の電流Ｑ２ｉも最大となる。この時刻に、スイッチＱ２をオフさせることにより、コンデンサＣ１の放電は急峻になり、短時間でゼロとなる。スイッチＱ１の電圧がゼロとなり、ダイオードＤ３が導通したとき、スイッチＱ１をオンさせることにより、スイッチＱ１はゼロ電圧スイッチを達成できる。
【００８４】
このように第１の実施の形態の第３実施例によれば、第１実施例の効果が得られるとともに、さらに、トランスＴのコアのＢ−Ｈカーブの第１、第３象限を使い、かつ、トランスＴの１次巻線５ａに、可飽和リアクトルＳＬ１を並列に接続することにより、スイッチＱ２のオン期間の終了間際で可飽和リアクトルＳＬ１を飽和させ、電流を増大させることにより、スイッチＱ２のオフ時の逆電圧の発生を急峻とし、スイッチＱ１をゼロ電圧スイッチ動作させることができる。
【００８５】
（第２の実施の形態）
（第１実施例）
図１０は第２の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。図１０に示す第２の実施の形態の第１実施例は、図１に示す第１の実施の形態の第１実施例の構成に、さらにトランスＴの１次巻線５ａと並列に可飽和リアクトルＳＬ１を追加するとともに、１次巻線５ａに直列にリアクトルＬ３を接続したことを特徴とする。なお、リアクトルＬ３は、トランスＴのリーケージインダクタで代用することができる。
【００８６】
この第１実施例によれば、スイッチＱ１がオンした時には、電流がリアクトルＬ３を通して流れ、リアクトルＬ３にエネルギーを蓄える。スイッチＱ１がオフした時には、このエネルギーは、Ｌ３→５ａ（ＳＬ１）→Ｃ３→Ｄ４→Ｃ２で放出され、コンデンサＣ２を充電する。即ち、帰還コンデンサＣ２に蓄えられたエネルギーは、可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーとリアクトルＬ２のエネルギーとリアクトルＬ３のエネルギーを合わせたものであるため、リセット時に可飽和リアクトルＳＬ１の飽和の度合いが大きくなる。従って、第１の実施の形態の第３実施例よりさらに大きい効果が得られる。
【００８７】
（第２実施例）
図１１は第２の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。図１１に示す第２の実施の形態の第２実施例は、図３に示す第１の実施の形態の第２実施例の構成に、さらにトランスＴの１次巻線５ａと並列に可飽和リアクトルＳＬ１を追加するとともに、１次巻線５ａに直列にリアクトルＬ３を接続したことを特徴とする。第２実施例によっても、第１実施例の効果と同様な効果が得られる。
【００８８】
（第３実施例）
図１２は第２の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。図１２に示す第２の実施の形態の第３実施例は、図４に示す第１の実施の形態の第３実施例の構成に、さらに１次巻線５ａに直列にリアクトルＬ３を接続したことを特徴とする。第３実施例によれば、第１の実施の形態の第３実施例よりさらに大きい効果が得られる。
【００８９】
（第３の実施の形態）
第３の実施の形態に係る直流変換装置は、トランスの２次側回路に同期整流器を採用したもので、トランスの出力波形が矩形波であるため、同期整流時の導通割合を増大することにより、低出力電圧時の整流器の損失を低減して高効率化することを特徴とする。
【００９０】
（第１実施例）
図１３は第３の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。図１３に示す直流変換装置は、図１に示す第１の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例に対して、トランスＴの２次側回路（出力側回路）の構成が異なるのみでその他の構成は同一構成であるので、同一部分には同一符号を付し、トランスＴの２次側回路の構成のみを説明する。
【００９１】
トランスＴの２次巻線５ｂの両端にはＦＥＴからなるスイッチＱ３とＦＥＴからなるスイッチＱ４とが直列に接続されている。トランスＴの２次巻線５ｂの一端（●側）は、スイッチＱ３のゲートに接続され、トランスＴの２次巻線５ｂの他端は、スイッチＱ４のゲートに接続されている。スイッチＱ３にはダイオードＤ１が並列に接続され、スイッチＱ４にはダイオードＤ２が並列に接続されている。これらの素子により同期整流回路を構成している。
【００９２】
また、スイッチＱ４の両端にはリアクトルＬ１とコンデンサＣ４とが直列に接続され、平滑回路を構成している。この整流平滑回路は、トランスＴの２次巻線５ｂに誘起された電圧（オン／オフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。
【００９３】
次に、このように構成された第１実施例の動作を説明する。ここでは、トランスＴの１次側（入力側）は図１に示すトランスの１次側の構成と同じであるので、同期整流回路側の動作を中心に説明する。
【００９４】
まず、スイッチＱ１がオンで、スイッチＱ２がオフであるときには、直流電源Ｖｄｃ１からトランスＴの１次巻線５ａを介してスイッチＱ１に電流が流れて、１次巻線５ａにエネルギー（１次巻線５ａの●有り側が＋で●無し側が−）が蓄積される。このエネルギーにより２次巻線５ｂにも電圧（２次巻線５ｂの●有り側が＋で●無し側が−）が発生する。このため、スイッチＱ３のゲートには＋電圧が印加されてオンし、スイッチＱ４のゲートには−電圧が印加されてオフする。そして、５ｂ→Ｌ１→Ｃ４→Ｑ３→５ｂと電流が流れて、負荷ＲＬに直流電力が供給される。
【００９５】
次に、スイッチＱ１がオフで、スイッチＱ２がオンであるときには、スイッチＱ２に電流が流れ、スイッチＱ１には電流は流れない。このとき、トランスＴの１次巻線５ａには逆起電力（１次巻線５ａの●有り側が−で●無し側が＋）が発生し、この逆起電力により２次巻線５ｂにも電圧（２次巻線５ｂの●有り側が−で●無し側が＋）が発生する。このため、スイッチＱ４のゲートには＋電圧が印加されてオンし、スイッチＱ３のゲートには−電圧が印加されてオフする。そして、Ｌ１→Ｃ４→Ｑ４→Ｌ１と電流が流れて、負荷ＲＬにリアクトルＬ１のエネルギーが供給される。
【００９６】
このように、第１実施例によれば、第１の実施の形態の効果が得られるとともに、トランスＴの２次側回路に同期整流器を用いているので、トランスの出力波形が矩形波であるため、同期整流素子のゲートに矩形波を印加させることによりほぼ全期間導通させ、並列に接続されたダイオードに電流が流れず損失なく整流できる。このため、５Ｖ，３．３Ｖのような低出力電圧時に効果がある。
【００９７】
なお、図１３に示す構成に、さらに、図１０に示す可飽和リアクトルＳＬ１及びリアクトルＬ３を追加しても良い。
【００９８】
（第２実施例）
図１４は第３の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。図１４に示す第３の実施の形態の第２実施例は、図３に示す第１の実施の形態の第２実施例の構成に対して、トランスの２次側回路に第１実施例の同期整流器と同一構成の同期整流器を採用したものである。第２実施例によっても、第１実施例の効果と同様な効果が得られる。
【００９９】
なお、図１４に示す構成に、さらに、図１１に示す可飽和リアクトルＳＬ１及びリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０１００】
（第３実施例）
図１５は第３の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。図１５に示す第３の実施の形態の第３実施例は、図４に示す第１の実施の形態の第３実施例の構成に対して、トランスの２次側回路に第１実施例の同期整流器と同一構成の同期整流器を採用したものである。第３実施例によっても、第１実施例の効果と同様な効果が得られる。
【０１０１】
なお、図１５に示す構成に、さらに、図１２に示すリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０１０２】
（第４の実施の形態）
第４の実施の形態に係る直流変換装置は、主スイッチがオン時にトランスの２次側の巻線を介して直接負荷に電力を供給することによりコアの直流励磁を回避し、２次側の巻線のリーケージインダクタにより２次側電流を連続させて、平滑コンデンサのリップル電流を軽減させることを特徴とする。このため、２次側に新たに３次巻線を設け、フリーホイール動作時、２次側電流による直流励磁をキャンセルさせるとともに、１次側から見た２次側のインピーダンスを上昇させ、ゼロ電圧スイッチ動作を行わせるように構成したものである。
【０１０３】
（第１実施例）
図１６は第４の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。図１６に示す直流変換装置は、図１に示す第１の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例に対して、トランスＴａの２次側回路の構成が異なるのみでその他の構成は同一構成であるので、同一部分には同一符号を付す。ここでは、トランスＴａの２次側回路の構成のみを説明する。
【０１０４】
トランスＴａのコアには、１次巻線５ａと密結合させてトランスＴａの２次巻線５ｂが巻回されており、また、トランスＴａのコアには、１次巻線５ａと疎結合させてトランスＴａの３次巻線５ｄ（巻数ｎ４）が巻回されている。２次巻線５ｂの一端と３次巻線５ｄの一端とはダイオードＤ１に接続され、ダイオードＤ１と３次巻線５ｄの一端との接続点と２次巻線５ｂの他端とはダイオードＤ２に接続されており、ダイオードＤ１とダイオードＤ２とで整流回路を構成している。３次巻線５ｄの他端と２次巻線５ｂの他端とはコンデンサＣ４に接続されている。このコンデンサＣ４は３次巻線５ｄの電圧を平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。
【０１０５】
また、トランスＴａの２次巻線５ｂの巻数とトランスＴａの３次巻線５ｄの巻数とは同数となっている。トランスＴａの２次巻線５ｂは、トランスＴａの１次巻線５ａに対して逆相に巻回され、トランスＴａの３次巻線５ｄは、トランスＴａの１次巻線５ａと同相に巻回されている。
【０１０６】
図１７は第４の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例に設けられたトランスの構造図である。図１７に示すトランスは、日の字型のコア２０を有し、コア２０のコア部２０ａには、１次巻線５ａと、１次巻線５ａと近接して１次巻線５ａと密結合させた２次巻線５ｂ及び帰還巻線５ｃと、１次巻線５ａと疎結合させた３次巻線５ｄとが巻回されている。１次巻線５ａと３次巻線５ｄとを疎結合させるために、２次巻線５ｂと３次巻線５ｄとの間には、コア部２０ａと外周コアとを繋ぐためのパスコア２０ｃが形成されている。また、このパスコア２０ｃにより漏れ磁束が増加するので、３次巻線５ｄのリーケージインダクタＬｇを大きくすることができる。
【０１０７】
また、外周コア上で且つ１次巻線５ａと２次巻線５ｂとの間の部分に対向する位置に、凹部２０ｂが２箇所形成されている。この凹部２０ｂにより、外周コアの磁路の一部の断面積が他の部分よりも狭くなり、その部分のみが飽和する。
【０１０８】
次にこのように構成された第４の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例の動作を図１８乃至図２０に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。図１８は第４の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例の各部における信号のタイミングチャートである。図１９は第４の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。図２０は第４の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例のスイッチＱ１のターンオフ時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。
【０１０９】
なお、図１８乃至図２０では、スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、スイッチＱ２の両端間の電圧Ｑ２ｖ、スイッチＱ２に流れる電流Ｑ２ｉ、トランスＴａの３次巻線５ｄに流れる電流ｎ４ｉを示している。
【０１１０】
まず、時刻ｔ１（時刻ｔ１１〜ｔ１２に対応）において、スイッチＱ１をオンさせると、Ｖｄｃ１→５ａ→Ｑ１→Ｖｄｃ１で電流Ｑ１ｉ（１次巻線５ａに流れる電流Ｉ１に相当）が流れる。また、これと同時に１次巻線５ａに疎結合した３次巻線５ｄにも電圧が発生し、５ｄ→Ｃ４→Ｄ２→５ｄで電流ｎ４ｉ（電流Ｉ１に対応した電流Ｉ１´に相当）が流れるため、負荷ＲＬに電力が供給される。３次巻線５ｄは、１次巻線５ａと疎結合に結合され、大きなリーケージインダクタＬｇを有する。このとき、等アンペアターンの法則により、Ｉ１・ｎ１＝Ｉ１´・ｎ４が成立し、直流励磁分はキャンセルされる。
【０１１１】
次に、時刻ｔ２（時刻ｔ２１〜ｔ２２に対応）において、スイッチＱ１をオフさせると、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが上昇する。そして、リアクトルＬ２の電圧がコンデンサＣ１の電圧と等しくなったとき、即ち、時刻ｔ２３において、ダイオードＤ４が導通して、帰還コンデンサＣ２が充電されていく。また、このとき、スイッチＱ２をオンさせることにより、スイッチＱ２は、ゼロ電圧スイッチとなる。
【０１１２】
次に、帰還コンデンサＣ２への充電が完了し、帰還コンデンサＣ２へ蓄えられた電荷は、スイッチＱ２及び帰還巻線５ｃを介して１次側、即ち、１次巻線５ａに帰還される。このとき、１次巻線５ａの●有り側が−で●無し側が＋であるため、２次側でも、２次巻線５ｂの●有り側が−で●無し側が＋となり、３次巻線５ｄの●有り側が−で●無し側が＋となる。また、２次巻線５ｂと３次巻線５ｄとに同電圧（巻数が同じ）が発生するため、両巻線５ｂ，５ｄ間の電圧の和はゼロとなる。このため、３次巻線５ｄのリーケージインダクタＬｇにより、５ｂ→Ｄ１→５ｄ→Ｃ４→５ｂで電流ｎ４ｉが流れ続ける。このため、負荷ＲＬにはスイッチＱ１がオン時でもオフ時でも電流が流れることになり、コンデンサＣ４のリップル電流を軽減させることができる。
【０１１３】
また、２次巻線５ｂと３次巻線５ｄとは、巻数が同じで極性が逆であることから、両巻線５ｂ，５ｄの起磁力は打ち消されてゼロとなる。即ち、直流励磁分がキャンセルされる。
【０１１４】
従って、１次側から見た２次側のインピーダンスは高くなり、時刻ｔ３（時刻ｔ１と同様）において、スイッチＱ２がオフした場合には、コンデンサＣ１の電荷をほとんど放電する。このため、時刻ｔ１２において、スイッチＱ１の電位は降下してゼロとなり、ダイオードＤ３が導通する。このとき、スイッチＱ１をオンさせることにより、ゼロ電圧スイッチを達成することができる。
【０１１５】
このように第４の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例によれば、第１の実施の形態の効果が得られるとともに、トランスＴａの２次側に３次巻線５ｄを設け、１次巻線５ａと３次巻線５ｄとを疎結合させ、１次巻線５ａと２次巻線５ｂとを密結合させ、スイッチＱ１がオン時には、動作状態でのトランスＴａの直流励磁は、１次巻線５ａと３次巻線５ｄとにおいて同一で逆な起磁力によりキャンセルされ、また、スイッチＱ１がオフ時には、動作状態でのトランスＴａの直流励磁は、２次巻線５ｂと３次巻線５ｄとにおいて同一で逆な起磁力によりキャンセルされる。このため、励磁インダクタンスを高くできるため、励磁電流が少なく損失も低減できる。また、ゼロ電圧スイッチを可能とし、小型、高効率、低ノイズ化することができる直流変換装置を提供することができる。
【０１１６】
また、第４の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例では、直流励磁がキャンセルされるので、直流励磁分は略ゼロとなる。また、直流励磁分は略ゼロとなるので、コアのギャップをゼロにすることができる。また、直流励磁分は略ゼロとなるので、磁束の動作範囲が拡大することができる。これにより、トランスを小型化することができる。
【０１１７】
なお、図１６に示す構成に、さらに、図１０に示す可飽和リアクトルＳＬ１及びリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０１１８】
（第２実施例）
図２１は第４の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。図２１に示す第４の実施の形態の第２実施例は、図３に示す第１の実施の形態の第２実施例の構成に対して、第４の実施の形態の第１実施例のトランスの２次側回路と同一構成の回路を採用したものである。ここでは、トランスＴａの３次巻線は５ｅ（巻数ｎ５）とした。第２実施例によっても、第１実施例の効果と同様な効果が得られる。
【０１１９】
なお、図２１に示す構成に、さらに、図１１に示す可飽和リアクトルＳＬ１及びリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０１２０】
（第３実施例）
図２２は第４の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。図２２に示す第４の実施の形態の第３実施例は、図４に示す第１の実施の形態の第３実施例の構成に対して、第４の実施の形態の第１実施例のトランスの２次側回路と同一構成の回路を採用したものである。第３実施例によっても、第１実施例の効果と同様な効果が得られる。
【０１２１】
なお、図２２に示す構成に、さらに、図１２に示すリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０１２２】
（第５の実施の形態）
（第１実施例）
図２３は第５の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。図２３に示す直流変換装置は、低出力電圧大電流用途で２次側ダイオードをＦＥＴからなる同期整流器とした場合の回路例である。ＦＥＴは、オン抵抗（例えば０．０１Ω）が非常に小さいため、損失が非常に小さくなる。このため、ＦＥＴを整流素子とする同期整流器を用いた。また、図２３に示す直流変換装置は、励磁電流やリーケージインダクタンスを増やすことなくゼロ電圧スイッチ動作を行い、高効率としたことを特徴とする。
【０１２３】
トランスＴａの２次巻線５ｂの両端にはＦＥＴからなるスイッチＱ３とＦＥＴからなるスイッチＱ４とが直列に接続されている。トランスＴａの２次巻線５ｂの一端（●側）は、スイッチＱ４のゲートに接続され、トランスＴａの２次巻線５ｂの他端は、スイッチＱ３のゲートに接続されている。スイッチＱ３にはダイオードＤ１が並列に接続され、スイッチＱ４にはダイオードＤ２が並列に接続されている。これらの素子により同期整流回路を構成している。
【０１２４】
なお、図２３に示すその他の構成は、図１６に示す直流変換装置の構成と同一構成であり、同一部分には同一符号を付し、その詳細な説明は省略する。
【０１２５】
次に、このように構成された第５の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例の動作を説明する。ここでは、図１６に示す構成に対して、同期整流回路のみが異なるので、同期整流回路側の動作を中心に説明する。
【０１２６】
まず、スイッチＱ１をオンさせると、Ｖｄｃ１→５ａ→Ｑ１→Ｖｄｃ１で電流Ｑ１ｉ（１次巻線５ａに流れる電流Ｉ１に相当）が流れる。また、これと同時に１次巻線５ａに疎結合した３次巻線５ｄにも電圧が発生する。このとき、２次巻線５ｂにも電圧（２次巻線５ｂの●有り側が＋で●無し側が−）が発生する。このため、スイッチＱ４のゲートには＋電圧が印加されてオンし、スイッチＱ３のゲートには−電圧が印加されてオフする。そして、５ｄ→Ｃ４→Ｑ４→５ｄで電流ｎ４ｉ（電流Ｉ１に対応した電流Ｉ１´に相当）が流れるため、負荷ＲＬに電力が供給される。
【０１２７】
次に、スイッチＱ１をオフさせると、１次巻線５ａの●有り側が−で●無し側が＋であるため、２次側でも、２次巻線５ｂの●有り側が−で●無し側が＋となり、３次巻線５ｄの●有り側が−で●無し側が＋となる。また、２次巻線５ｂと３次巻線５ｄとに同電圧（巻数が同じ）が発生するため、両巻線５ｂ，５ｄ間の電圧の和はゼロとなる。また、スイッチＱ３のゲートには＋電圧が印加されてオンし、スイッチＱ４のゲートには−電圧が印加されてオフする。このため、３次巻線５ｄのリーケージインダクタＬｇにより、５ｂ→５ｄ→Ｃ４→Ｑ３→５ｂで電流ｎ４ｉが流れ続ける。このため、負荷ＲＬにはスイッチＱ１がオン時でもオフ時でも電流が流れることになり、コンデンサＣ４のリップル電流を軽減させることができる。
【０１２８】
このように第５の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例によれば、第４の実施の形態の効果が得られるとともに、同期整流器を用いたので、損失が非常に小さくなる。
【０１２９】
なお、図２３に示す構成に、さらに、図１０に示す可飽和リアクトルＳＬ１及びリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０１３０】
（第２実施例）
図２４は第５の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。図２４に示す第５の実施の形態の第２実施例は、図２１に示す構成に対して、トランスの２次側回路に同期整流回路を採用したものである。第２実施例によっても、第１実施例の効果と同様な効果が得られる。
【０１３１】
なお、図２４に示す構成に、さらに、図１１に示す可飽和リアクトルＳＬ１及びリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０１３２】
（第３実施例）
図２５は第５の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。図２５に示す第５の実施の形態の第３実施例は、図２２に示す構成に対して、トランスの２次側回路に同期整流回路を採用したものである。第３実施例によっても、第１実施例の効果と同様な効果が得られる。
【０１３３】
なお、図２５に示す構成に、さらに、図１２に示すリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０１３４】
（第６の実施の形態）
（第１実施例）
図２６は第６の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。第６の実施の形態に係る直流変換装置は、図１に示す第１の実施の形態の第１実施例の構成に対して、トランスＴの２次側には、ダイオードＤ１とコンデンサＣ４とからなる整流平滑回路のみを設けたものである。
【０１３５】
次にこのように構成された第６の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例の動作を説明する。ここでは、図１に示す第１の実施の形態の第１実施例の構成に対して、整流平滑回路のみの構成が異なるので、この整流平滑回路の動作を中心に説明する。
【０１３６】
まず、スイッチＱ１をオンさせると、Ｖｄｃｌ→５ａ→Ｑ１→Ｖｄｃ１で電流が流れる。また、この時刻に、トランスＴの２次巻線５ｂにも電圧が発生し、５ｂ→Ｄ１→Ｃ４→５ｂで電流が流れる。
【０１３７】
次に、スイッチＱ１をオフさせると、１次巻線５ａの●有り側が−で●無し側が＋であるため、２次側でも、２次巻線５ｂの●有り側が−で●無し側が＋となり、ダイオードＤ１に電流が流れないため、トランスＴから負荷ＲＬに電力が供給されない。
【０１３８】
なお、図２６に示す構成に、さらに、図１０に示す可飽和リアクトルＳＬ１及びリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０１３９】
（第２実施例）
図２７は第６の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。図２７に示す第６の実施の形態の第２実施例は、図３に示す構成に対して、トランスＴの２次側にダイオードＤ１とコンデンサＣ４とからなる整流平滑回路のみを設けたものである。第２実施例によっても、第１実施例の効果と同様な効果が得られる。
【０１４０】
なお、図２７に示す構成に、さらに、図１１に示す可飽和リアクトルＳＬ１及びリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０１４１】
（第３実施例）
図２８は第６の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。図２８に示す第６の実施の形態の第３実施例は、図４に示す構成に対して、トランスＴの２次側にダイオードＤ１とコンデンサＣ４とからなる整流平滑回路のみを設けたものである。第３実施例によっても、第１実施例の効果と同様な効果が得られる。
【０１４２】
なお、図２８に示す構成に、さらに、図１２に示すリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０１４３】
（第７の実施の形態）
（第１実施例）
図２９は第７の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。第７の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例は、トランスＴの２次側に２次巻線５ｂと３次巻線５ｄとを設け、２出力としたことを特徴とする。なお、トランスＴの２次側に３以上の巻線を設け、３出力以上としてもよい。ここでは、２出力についてのみ説明する。
【０１４４】
即ち、図２６に示す直流変換装置の構成に、さらに、トランスＴのコアに巻回された３次巻線５ｄと、ダイオードＤ２、コンデンサＣ５、負荷ＲＬ２を設けている。３次巻線５ｄは２次巻線５ｂと同相に巻回されている。３次巻線５ｄの一端はダイオードＤ２のアノードに接続され、ダイオードＤ２のカソードと３次巻線５ｄの他端とはコンデンサＣ５に接続されている。ダイオードＤ２とコンデンサＣ５とで整流平滑回路を構成する。このコンデンサＣ５はダイオードＤ２の整流電圧を平滑して直流出力を負荷ＲＬ２に出力する。
【０１４５】
また、１次巻線５ａと２次巻線５ｂ及び３次巻線５ｄとは疎結合され、また、１次巻線５ａと３次巻線５ｄとは疎結合されている。例えば、巻線間をより離すことで疎結合とすることができる。２次巻線５ｂと３次巻線５ｄとは密結合されている。例えば、巻線間をより近接させることで密結合とすることができる。なお、１次巻線５ａに直列にリアクトルＬ３が接続されている。
【０１４６】
このように第７の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例によれば、２次巻線５ｂからの電圧をダイオードＤ１とコンデンサＣ４とで整流平滑して直流電力を負荷ＲＬ１に供給でき、また、３次巻線５ｄからの電圧をダイオードＤ２とコンデンサＣ５とで整流平滑して直流電力を負荷ＲＬ２に供給できる。
【０１４７】
また、１次巻線５ａと２次巻線５ｂとは疎結合されているので、１次側のリーケージインダクタは大きく、また、２次巻線５ｂと３次巻線５ｄとは密結合されているので、２次側のリーケージインダクタは小さい。このため、２次側の出力（２次巻線側の出力及び３次巻線側の出力）は、軽負荷及び重負荷に対して変動が小さくなり、負荷変動特性が良くなる。即ち、２次側のクロスレギュレーションが改善される。また、複数出力のクロスレギュレーションが良いことから、補助レギュレータを省略でき、回路を簡単化できる。
【０１４８】
なお、２次側の複数出力として、図２９に示す直流変換装置に、図５１に示す直流変換装置の２次側回路（２次巻線５ｂ、ダイオードＤ１，Ｄ２、リアクトルＬ１、コンデンサＣ４）と同一構成の２次側回路（３次巻線５ｄ、ダイオードＤ１１，Ｄ１２、リアクトルＬ１１、コンデンサＣ５）を追加した直流変換装置も考えられる。
【０１４９】
しかし、リアクトルＬ１，Ｌ１１が大きいため、２次側のクロスレギュレーションが悪化する。リアクトルＬ１，Ｌ１１を同一コア上に巻回する方法もあるが、２次巻線５ｂとリアクトルＬ１との巻数比、３次巻線５ｄとリアクトルＬ１１との巻数比を合わせるのは巻数が少ないため難しい。
【０１５０】
図２９に示す第７の実施の形態の第１実施例では、リアクトルＬ１、リアクトルＬ１１を用いず、２次側のリーケージインダクタは小さく、１次側２次側間のリーケージインダクタンスが大きいため、２次側のクロスレギュレーションが改善されるとともに、回路を簡単化できる。
【０１５１】
なお、図２９に示す構成に、さらに、図１１に示す可飽和リアクトルＳＬ１を追加しても良い。
【０１５２】
（第２実施例）
図３０は第７の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。図３０に示す第７の実施の形態の第２実施例は、図２７に示す構成に対して、さらに、３次巻線５ｅ（巻数ｎ５）を設けるとともにダイオードＤ２とコンデンサＣ５とからなる整流平滑回路を設けて、２出力としたものである。また、１次巻線５ａに直列にリアクトルＬ３が接続されている。第２実施例によっても、第１実施例の効果と同様な効果が得られる。
【０１５３】
なお、図３０に示す構成に、さらに、図１１に示す可飽和リアクトルＳＬ１を追加しても良い。
【０１５４】
（第３実施例）
図３１は第７の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。図３１に示す第７の実施の形態の第３実施例は、図２８に示す構成に対して、さらに、３次巻線５ｄを設けるとともにダイオードＤ２とコンデンサＣ５とからなる整流平滑回路を設けて、２出力としたものである。また、１次巻線５ａに直列にリアクトルＬ３が接続されている。第３実施例によっても、第１実施例の効果と同様な効果が得られる。
【０１５５】
（第８の実施の形態）
（第１実施例）
第７の実施の形態に係る直流変換装置では、ゼロ電圧スイッチ動作を行ない、複数出力時のクロスレギュレーションが良いなどの特徴があるが、入力電圧が高い場合（即ち、入力電圧の変動が大きい場合）には、図３２に示すタイミングチャートのように、スイッチＱ１の電流Ｑ１ｉの傾斜が急峻となり、ピーク電流が増大し、オン幅が非常に短くなる。この問題を回避するためには、１次側のリアクトルＬ３（例えば１次２次巻線間のリーケージインダクタ）のインダクタンスを増大させる必要がある。
【０１５６】
しかし、スイッチＱ１がオン時にリアクトルＬ３に蓄えられたエネルギーは、スイッチＱ１がオフ時には帰還コンデンサＣ２に蓄えられ、スイッチＱ１が次にオン時するときに入力に帰還される。このため、リアクトルＬ３に蓄えられるエネルギーが大きくなり、効率が低下する。従って、この方式では入力電圧の変化範囲が広い場合には、入力電圧の高い方におけるスイッチＱ１のピーク電流が増大し、入力への帰還も多くなり、効率が大幅に低下する。
【０１５７】
そこで、第８の実施の形態の直流変換装置の第１実施例では、トランスの１次巻線に直列に接続されるリアクトルのインダクタンスの値を大きくし、スイッチＱ１がオン時にリアクトルに蓄えられるエネルギーを２次側に還流する補助トランスを設けたことを特徴とする。
【０１５８】
図３３は第８の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。図３３に示す第８の実施の形態に係る直流変換装置は、図２６に示す第６の実施の形態に係る直流変換装置に対して、トランスＴ及びトランスＴの周辺回路が異なるので、その部分についてのみ説明する。
【０１５９】
トランスＴの１次巻線５ａの一端にはリアクトルＬ４の一端が接続され、リアクトルＬ４の他端はスイッチＱ１の一端に接続されている。トランスＴの１次巻線５ａの他端（●有り側）には補助トランスＴｂの１次巻線５ａ２（巻数ｎ１）の一端（●有り側）が接続され、補助トランスＴｂの１次巻線５ａ２の他端はリアクトルＬ４の他端に接続されている。
【０１６０】
また、トランスＴの２次巻線５ｂの他端（●有り側）には補助トランスＴｂの２次巻線５ｂ２（巻数ｎ２）の一端（●有り側）が接続され、補助トランスＴｂの２次巻線５ｂ２の他端はダイオードＤ２のアノードに接続され、ダイオードＤ２のカソードはダイオードＤ１のカソード及びコンデンサＣ４の一端に接続されている。コンデンサＣ４の他端はトランスＴの２次巻線５ｂの一端に接続されている。補助トランスＴｂは、スイッチＱ１がオン時にリアクトルＬ４に蓄えられたエネルギーをスイッチＱ１がオフ時に２次側に還流させるようになっている。
【０１６１】
次にこのように構成された第８の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例の動作を図３４及び図３５に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。図３４は第８の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例の各部における信号のタイミングチャートである。図３５は第８の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号の詳細（図３４のＡ部）を示すタイミングチャートである。
【０１６２】
なお、図３４及び図３５では、スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、スイッチＱ２の両端間の電圧Ｑ２ｖ、スイッチＱ２に流れる電流Ｑ２ｉを示す。
【０１６３】
まず、時刻ｔ１において、スイッチＱ１をオンさせると、Ｖｄｃｌ→５ａ→Ｌ４→Ｑ１→Ｖｄｃ１で電流が流れる。また、この時刻に、トランスＴの２次巻線５ｂにも電圧が発生し、５ｂ→Ｄ１→Ｃ４→５ｂで電流が流れる。このため、図３４に示すように、時刻ｔ１〜ｔ２において、ダイオードＤ１の電流が直線的に増大する。
【０１６４】
次に、時刻ｔ２において、スイッチＱ１をオフさせると、リアクトルＬ４に蓄えられたエネルギーは、補助トランスＴｂを介して２次側に還流される。即ち、Ｌ４→５ａ２→５ａ→Ｌ４で電流が流れると、２次側では、補助トランスＴｂの２次巻線５ｂ２に電圧が誘起されるため、５ｂ２→Ｄ２→Ｃ４→５ｂ→５ｂ２と電流が流れる。このため、図３４に示すように、時刻ｔ２〜ｔ３において、ダイオードＤ２に電流が流れる。
【０１６５】
ここで、スイッチＱ１がオフ時のトランスＴの１次巻線５ａの電圧をＶ１１とし、補助トランスＴｂの１次巻線５ａ２の電圧をＶ２１とし、リアクトルＬ４の電圧をＶ１２とし、トランスＴと補助トランスＴｂとの巻数比をａとすれば、式（１）成立する。
【０１６６】
Ｖ１１＋Ｖ１２＝Ｖ２１ ・・・（１）
式（１）から式（２）が導出される。
【０１６７】
ａＶ２１−ａＶ１１＝ａＶ１２ ・・・（２）
従って、ａＶ１２の電圧、つまり、リアクトルＬ４の巻数比倍の電圧がダイオードＤ２で整流されてコンデンサＣ４に供給される。
【０１６８】
このように、トランスＴの１次巻線５ａに直列に接続されるリアクトルＬ４のインダクタンスの値を大きくし、スイッチＱ１がオン時に蓄えられるエネルギーを補助トランスＴｂを介して２次側に還流するため、効率が良くなる。また、ダイオードＤ１及びダイオードＤ２により、スイッチＱ１のオン、オフ期間に２次側電流が流れて連続的となる。このため、平滑コンデンサＣ４のリップル電流も減少する。
【０１６９】
なお、図３３に示す構成に、さらに、図１０に示す可飽和リアクトルＳＬ１及びリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０１７０】
（第２実施例）
図３６は第８の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。図３６に示す第８の実施の形態の第２実施例は、図２７に示す構成に対して、さらに、図３３に示すようなリアクトルＬ４及び補助トランスＴｂを設けたことを特徴とする。この第２実施例によっても、第１実施例の効果と同様な効果が得られる。
【０１７１】
なお、図３６に示す構成に、さらに、図１１に示す可飽和リアクトルＳＬ１を追加しても良い。
【０１７２】
（第３実施例）
図３７は第８の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。図３７に示す第８の実施の形態の第３実施例は、図２８に示す構成に対して、さらに、図３３に示すようなリアクトルＬ４及び補助トランスＴｂを設けたことを特徴とする。この第３実施例によっても、第１実施例の効果と同様な効果が得られる。
【０１７３】
（第９の実施の形態）
第９の実施の形態の直流変換装置では、第８の実施の形態の直流変換装置をより具体化したものである。
【０１７４】
（第１実施例）
図３８に示す第１実施例では、トランスＴに１次巻線５ａと２次巻線５ｂと３次巻線５ｄ（補助トランスＴｂの２次巻線５ｂ２に対応）とが巻回されている。１次巻線５ａと２次巻線５ｂとは同相に巻回され、１次巻線５ａと３次巻線５ｄとは逆相に巻回されている。
【０１７５】
即ち、トランスＴの２次巻線５ｂを１次巻線５ａと疎結合させ、１次巻線５ａ及び２次巻線５ｂ間のリーケージインダクタにより、トランスＴに直列に接続されたリアクトルＬ４を代用したものである。これにより、図３３に示した補助トランスＴｂを図３８に示したトランスＴに結合することができる。
【０１７６】
なお、図３８に示す構成に、さらに、図１０に示す可飽和リアクトルＳＬ１及びリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０１７７】
（第２実施例）
図３９は第８の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。図３９に示す第８の実施の形態の第２実施例は、図２７に示す構成に対して、トランスＴの２次側回路を図３８に示す２次側回路と同一構成としたものである。ここでは、トランスＴの３次巻線は５ｅ（巻数ｎ５）とした。第２実施例によっても、第１実施例の効果と同様な効果が得られる。なお、図３９に示す構成に、さらに、図１１に示す可飽和リアクトルＳＬ１及びリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０１７８】
（第３実施例）
図４０は第８の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。図４０に示す第８の実施の形態の第３実施例は、図２８に示す構成に対して、トランスＴの２次側回路を図３８に示す２次側回路と同一構成としたものである。第３実施例によっても、第１実施例の効果と同様な効果が得られる。
【０１７９】
なお、図４０に示す構成に、さらに、図１２に示すリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０１８０】
（第１０の実施の形態）
（第１実施例）
図４１は第１０の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。第１０の実施の形態に係る直流変換装置は、トランスＴの２次側に２次巻線５ｂと４次巻線５ｅとを設け、２出力としたことを特徴とする。なお、トランスＴの２次側に３以上の巻線を設け、３出力以上としてもよい。ここでは、２出力についてのみ説明する。
【０１８１】
即ち、図３８に示す直流変換装置の構成に、さらに、トランスＴのコアに巻回された４次巻線５ｅと、ダイオードＤ５、コンデンサＣ５、負荷ＲＬ２を設けている。４次巻線５ｅは２次巻線５ｂと同相に巻回されている。４次巻線５ｅの一端はダイオードＤ５のアノードに接続され、ダイオードＤ５のカソードと４次巻線５ｅの他端とはコンデンサＣ５に接続されている。ダイオードＤ５とコンデンサＣ５とで整流平滑回路を構成する。このコンデンサＣ５はダイオードＤ５の整流電圧を平滑して直流出力を負荷ＲＬ２に出力する。
【０１８２】
また、１次巻線５ａと４次巻線５ｅとは疎結合されている。例えば、巻線間をより離すことで疎結合とすることができる。２次巻線５ｂと４次巻線５ｅとは密結合されている。例えば、巻線間をより近接させることで密結合とすることができる。
【０１８３】
このように第１０の実施の形態に係る直流変換装置によれば、２次巻線５ｂからの電圧をダイオードＤ１とコンデンサＣ４とで整流平滑して直流電力を負荷ＲＬ１に供給でき、また、４次巻線５ｅからの電圧をダイオードＤ５とコンデンサＣ５とで整流平滑して直流電力を負荷ＲＬ２に供給できる。
【０１８４】
また、１次巻線５ａと２次巻線５ｂ及び４次巻線５ｅとは疎結合されているので、１次側のリーケージインダクタンスは大きく、また、２次巻線５ｂと４次巻線５ｅとは密結合されているので、２次側のリーケージインダクタンスは小さい。このため、２次側の出力（２次巻線側の出力及び４次巻線側の出力）は、軽負荷時及び重負荷時に対して変動が小さくなり、負荷変動特性が良くなる。即ち、２次側のクロスレギュレーションが改善される。また、複数出力のクロスレギュレーションが良いことから、補助レギュレータを省略でき、回路を簡単化できる。
【０１８５】
図４２は第１０の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例に設けられたトランスの構造図である。図４２に示すトランスは、日の字型のコア３０を有し、コア３０のコア部３０ａには、１次巻線５ａ及び帰還巻線５ｃと３次巻線５ｄとが近接して巻回されている。これにより、１次及び３次巻線間にわずかなリーケージインダクタを持たせ、このリーケージインダクタをリアクトルＬ３の代替としている。また、コア３０にはパスコア３０ｃとギャップ３１が形成され、外周コアには２次巻線５ｂが巻回されている。なお、４次巻線５ｅは２次巻線５ｂに近接して巻回されている。即ち、パスコア３０ｃにより、１次巻線５ａと２次巻線５ｂ（４次巻線５ｅも同じ）を疎結合させることにより、リーケージインダクタを大きくしている。このリーケージインダクタをリアクトルＬ４の代替としている。
【０１８６】
また、外周コア上で且つ１次巻線５ａと２次巻線５ｂとの間に、凹部３０ｂが２箇所形成されている。この凹部３０ｂにより、外周コアの磁路の一部の断面積が他の部分よりも狭くなり、その部分のみが飽和するので、コア損失を低減できる。また、図４１に示す構成に図１０に示す可飽和リアクトルＳＬ１を追加した場合には、この飽和する１次巻線５ａを、可飽和リアクトルＳＬ１として兼用することができる。
【０１８７】
このように、トランスＴのコアの形状と巻線の工夫により、トランスＴとリアクトルＬ４のエネルギーを２次側に帰還する補助トランスＴｂとを一つのコア３０に結合し、パスコア３０ｃを設けることにより、大きなリーケージインダクタを得て、トランス部分とリアクトルとを結合したので、直流変換装置を小型化、低価格化することができる。
【０１８８】
なお、図４１に示す構成に、さらに、図１０に示すリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０１８９】
（第２実施例）
図４３は第１０の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。図４３に示す第１０の実施の形態の第２実施例は、図２７に示す構成に対して、トランスＴの２次側回路を図４１に示す２次側回路と同一構成としたものである。ここでは、トランスＴの３次巻線は５ｅ（巻数ｎ５）とし、トランスＴの４次巻線は５ｆ（巻数ｎ６）とした。第２実施例によっても第１実施例の効果と同様な効果が得られる。
【０１９０】
なお、図４３に示す構成に、さらに、図１１に示す可飽和リアクトルＳＬ１及びリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０１９１】
（第３実施例）
図４４は第１０の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。図４４に示す第１０の実施の形態の第３実施例は、図２８に示す構成に対して、トランスＴの２次側回路を図４１に示す２次側回路と同一構成としたものである。第３実施例によっても第１実施例の効果と同様な効果が得られる。
【０１９２】
なお、図４４に示す構成に、さらに、図１２に示すリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０１９３】
（第１１の実施の形態）
（第１実施例）
図４５は第１１の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。第１１の実施の形態に係る直流変換装置は、トランスの２次側回路に同期整流器を採用したもので、トランスの出力波形が矩形波であるため、同期整流時の導通割合を増大することにより、低出力電圧時の整流器の損失を低減して高効率化することを特徴とする。
【０１９４】
図４５に示す直流変換装置は、図３８に示す直流変換装置の第１実施例に対して、トランスＴの２次側回路の構成が異なるのみでその他の構成は同一構成であるので、同一部分には同一符号を付し、トランスＴの２次側回路の構成のみを説明する。
【０１９５】
１次巻線５ａと２次巻線５ｂとは疎結合され、また、２次巻線５ｂと３次巻線５ｄとは密結合されている。トランスＴの２次巻線５ｂの一端（●有り側）は、コンデンサＣ４の一端に接続され、トランスＴの２次巻線５ｂの他端は、ＦＥＴからなるスイッチＱ３を介してコンデンサＣ４の他端に接続されている。トランスＴの３次巻線５ｄの一端（●有り側）は、ＦＥＴからなるスイッチＱ４を介してコンデンサＣ４の他端に接続されている。トランスＴの３次巻線５ｄの他端はトランスＴの２次巻線５ｂの他端に接続されている。
【０１９６】
また、トランスＴの３次巻線５ｄの一端は、スイッチＱ３のゲートに接続され、トランスＴの３次巻線５ｄの他端は、スイッチＱ４のゲートに接続されている。スイッチＱ３にはダイオードＤ１が並列に接続され、スイッチＱ４にはダイオードＤ２が並列に接続されている。これらの素子により同期整流回路を構成している。コンデンサＣ４は、平滑回路を構成している。この整流平滑回路は、トランスＴの２次巻線５ｂ及び３次巻線５ｄに誘起された電圧（オン／オフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。
【０１９７】
次に、このように構成された第１１の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例の動作を説明する。
【０１９８】
まず、スイッチＱ１がオンで、スイッチＱ２がオフであるときには、直流電源Ｖｄｃ１からトランスＴの１次巻線５ａを介してスイッチＱ１に電流が流れて、１次巻線５ａにエネルギー（１次巻線５ａの●有り側が＋で●無し側が−）が蓄積される。このエネルギーにより２次巻線５ｂ及び３次巻線５ｄにも電圧（２次巻線５ｂ及び３次巻線５ｄの●有り側が＋で●無し側が−）が発生する。このため、スイッチＱ３のゲートには＋電圧が印加されてオンし、スイッチＱ４のゲートには−電圧が印加されてオフする。そして、５ｂ→Ｃ４→Ｑ３→５ｂと電流が流れて、負荷ＲＬに直流電力が供給される。
【０１９９】
次に、スイッチＱ１がオフで、スイッチＱ２がオンであるときには、スイッチＱ２に電流が流れ、スイッチＱ１には電流は流れない。このとき、トランスＴの１次２次巻線間のリーケージインダクタに蓄えられたエネルギーにより、３次巻線５ｄにも電圧（３次巻線５ｄの●有り側が−で●無し側が＋）が発生する。このため、スイッチＱ４のゲートには＋電圧が印加されてオンし、スイッチＱ３のゲートには−電圧が印加されてオフする。そして、５ｄ→５ｂ→Ｃ４→Ｑ４→５ｄで電流が流れ、負荷ＲＬに出力電圧が発生する。
【０２００】
このように、第１１の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例によれば、第９の実施の形態の効果が得られるとともに、トランスＴの２次側回路に同期整流器を用いているので、トランスの出力波形が矩形波であるため、同期整流素子のゲートに矩形波を印加させることによりほぼ全期間導通させ、並列に接続されたダイオードに電流が流れず損失なく整流できる。このため、５Ｖ，３．３Ｖのような低出力電圧時に効果がある。
【０２０１】
なお、図４５に示すに示す構成に、さらに、図１０に示す可飽和リアクトルＳＬ１及びリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０２０２】
（第２実施例）
図４６は第１１の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。図４６に示す第１１の実施の形態の第２実施例は、図３９に示す構成に対して、トランスＴの２次側回路を図４５に示す２次側回路と同一構成としたものである。トランスＴの３次巻線は５ｅ（巻数ｎ５）とした。第２実施例によっても第１実施例の効果と同様な効果が得られる。
【０２０３】
なお、図４６に示す構成に、さらに、図１１に示す可飽和リアクトルＳＬ１及びリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０２０４】
（第３実施例）
図４７は第１１の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。図４７に示す第１１の実施の形態の第３実施例は、図４０に示す構成に対して、トランスＴの２次側回路を図４５に示す２次側回路と同一構成としたものである。第３実施例によっても第１実施例の効果と同様な効果が得られる。
【０２０５】
なお、図４７に示す構成に、さらに、図１２に示すリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０２０６】
（第１２の実施の形態）
次に第１２の実施の形態に係る直流変換装置を説明する。第１乃至第１１の実施の形態に係る直流変換装置では、スイッチとして、ノーマリオフタイプのＭＯＳ ＦＥＴ等を用いた。このノーマリオフタイプのスイッチは、電源がオフ時にオフ状態となるスイッチである。
【０２０７】
一方、ＳＩＴ（static induction transistor、静電誘導トランジスタ）等のノーマリオンタイプのスイッチは、電源がオフ時にオン状態となるスイッチである。このノーマリオンタイプのスイッチは、スイッチングスピードが速く、オン抵抗も低くスイッチング電源等の電力変換装置に使用した場合、理想的な素子であり、スイッチング損失を減少させ高効率が期待できる。
【０２０８】
しかし、ノーマリオンタイプのスイッチング素子にあっては、電源をオンすると、スイッチがオン状態であるため、スイッチが短絡する。このため、ノーマリオンタイプのスイッチを起動できず、特殊な用途以外には使用できない。
【０２０９】
そこで、第１２の実施の形態に係る直流変換装置は、第１の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例の構成を有すると共に、スイッチＱ１，Ｑ２にノーマリオンタイプのスイッチを使用するために、交流電源オン時に、入力平滑コンデンサの突入電流を軽減する目的で挿入されている突入電流制限抵抗の電圧降下による電圧を、ノーマリオンタイプのスイッチの逆バイアス電圧に使用し、電源オン時の問題をなくす構成を追加したことを特徴とする。
【０２１０】
図４８は第１２の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。図４８に示す直流変換装置は、図１に示す第１の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例の構成を有すると共に、交流電源Ｖａｃ１から入力される交流電圧を全波整流回路Ｂ１で整流して、得られた電圧を別の直流電圧に変換して出力するもので、全波整流回路Ｂ１の正極側出力端Ｐ１と負極側出力端Ｐ２との間には、入力平滑コンデンサＣ５と突入電流制限抵抗Ｒ１とからなる直列回路が接続されている。なお、交流電源Ｖａｃ１及び全波整流回路Ｂ１は、図１に示す直流電源Ｖｄｃ１に対応する。
【０２１１】
全波整流回路Ｂ１の正極側出力端Ｐ１には、トランスＴの１次巻線５ａを介してＳＩＴ等のノーマリオンタイプのスイッチＱ１ｎが接続されている。帰還コンデンサＣ２の両端には、帰還巻線５ｃとＳＩＴ等のノーマリオンタイプのスイッチＱ２ｎとの直列回路が接続されている。スイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎは、制御回路１１のＰＷＭ制御によりオン／オフする。
【０２１２】
また、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端にはスイッチＳ１が接続されている。このスイッチＳ１は、例えばノーマリオフタイプのＭＯＳＦＥＴ，ＢＪＴ（バイポーラ接合トランジスタ）等の半導体スイッチであり、制御回路１１からの短絡信号によりオン制御される。
【０２１３】
突入電流制限抵抗Ｒ１の両端には、コンデンサＣ６と抵抗Ｒ２とダイオードＤ５とからなる起動電源部１２が接続されている。この起動電源部１２は、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端に発生する電圧を取り出し、コンデンサＣ６の両端電圧をスイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎのゲートへの逆バイアス電圧として使用するために、制御回路１１に出力する。また、入力平滑コンデンサＣ５に充電された充電電圧を制御回路１１に供給する。
【０２１４】
制御回路１１は、交流電源Ｖａｃ１をオンしたときに、コンデンサＣ６から供給された電圧により起動し、制御信号として端子ｂ，ｄからスイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎのゲートに逆バイアス電圧を出力し、スイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎをオフさせる。この制御信号は、例えば、−１５Ｖと０Ｖとのパルス信号からなり、−１５Ｖの電圧によりスイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎがオフし、０Ｖの電圧によりスイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎがオンする。
【０２１５】
制御回路１１は、入力平滑コンデンサＣ５の充電が完了した後、端子ｂ，ｄから制御信号として０Ｖと−１５Ｖとのパルス信号をスイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎのゲートに出力し、スイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎをスイッチング動作させる。制御回路１１は、スイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎをスイッチング動作させた後、所定時間経過後にスイッチＳ１のゲートに短絡信号を出力し、スイッチＳ１をオンさせる。
【０２１６】
また、トランスＴに設けられた補助巻線５ｄの一端は、スイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎの一端とコンデンサＣ７の一端と制御回路１１とに接続され、補助巻線５ｄの他端は、ダイオードＤ７のカソードに接続され、ダイオードＤ７のアノードはコンデンサＣ７の他端及び制御回路１１の端子ｃに接続されている。補助巻線５ｄとダイオードＤ７とコンデンサＣ７とは通常動作電源部１３を構成し、この通常動作電源部１３は、補助巻線５ｄで発生した電圧をダイオードＤ７及びコンデンサＣ７を介して制御回路１１に供給する。
【０２１７】
次にこのように構成された第１２の実施の形態に係る直流変換装置の動作を図４８乃至図５０を参照しながら説明する。
【０２１８】
なお、図５０において、Ｖａｃ１は、交流電源Ｖａｃ１の交流電圧を示し、入力電流は、交流電源Ｖａｃ１に流れる電流を示し、Ｒ１電圧は、突入電流制限抵抗Ｒ１に発生する電圧を示し、Ｃ５電圧は、入力平滑コンデンサＣ５の電圧を示し、Ｃ６電圧は、コンデンサＣ６の電圧を示し、出力電圧は、コンデンサＣ４の電圧を示し、Ｑ１ｎ，Ｑ２ｎ制御信号は、制御回路１１の端子ｂ，ｄからスイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎのゲートへ出力される信号を示す。
【０２１９】
まず、時刻ｔ０において、交流電源Ｖａｃ１を印加（オン）すると、交流電源Ｖａｃ１の交流電圧は全波整流回路Ｂ１で全波整流される。このとき、ノーマリオンタイプのスイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎは、オン状態であり、スイッチＳ１は、オフ状態である。このため、全波整流回路Ｂ１からの電圧は、入力平滑コンデンサＣ５を介して突入電流制限抵抗Ｒ１に全て印加される（図４９中の▲１▼）。
【０２２０】
この突入電流制限抵抗Ｒ１に発生した電圧は、ダイオードＤ５、抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ６に蓄えられる（図４９中の▲２▼）。ここで、コンデンサＣ６の端子ｆ側が例えば零電位となり、コンデンサＣ６の端子ｇ側が例えば負電位となる。このため、コンデンサＣ６の電圧は、図５０に示すように、負電圧（逆バイアス電圧）となる。このコンデンサＣ６の負電圧が端子ａを介して制御回路１１に供給される。
【０２２１】
そして、コンデンサＣ６の電圧が、スイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎのスレッシホールド電圧ＴＨＬになった時点（図５０の時刻ｔ１）で、制御回路１１は、端子ｂ，ｄから−１５Ｖの制御信号をスイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎのゲートに出力する（図４９中の▲３▼）。このため、スイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎは、オフ状態となる。
【０２２２】
すると、全波整流回路Ｂ１からの電圧により、入力平滑コンデンサＣ５は、充電されて（図４９中の▲４▼）、入力平滑コンデンサＣ５の電圧が上昇していき、入力平滑コンデンサＣ５の充電が完了する。
【０２２３】
次に、時刻ｔ２において、制御回路１１は、スイッチング動作を開始させる。始めに、端子ｂから０Ｖの制御信号をスイッチＱ１ｎのゲートに出力する（図４９中の▲５▼）。このため、スイッチＱ１ｎは、オン状態となるため、全波整流回路Ｂ１の正極側出力端Ｐ１からトランスＴの１次巻線５ａを介してスイッチＱ１ｎに電流が流れて（図４９中の▲６▼）、トランスＴの１次巻線５ａにエネルギーが蓄えられる。このとき、２次巻線５ｂにも電圧が発生し、５ｂ→Ｄ１→Ｌ１→Ｃ４→５ｂで電流が流れるため、負荷ＲＬに電力が供給される。
【０２２４】
また、トランスＴの１次巻線５ａと電磁結合している補助巻線５ｄにも電圧が発生し、発生した電圧は、ダイオードＤ７及びコンデンサＣ７を介して制御回路１１に供給される（図４９中の▲７▼）。このため、制御回路１１が動作を継続することができるので、スイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎのスイッチング動作を継続して行うことができる。
【０２２５】
次に、時刻ｔ３において、端子ｂから−１５Ｖの制御信号をスイッチＱ１ｎのゲートに、端子ｄから０Ｖの制御信号をスイッチチＱ２ｎのゲートに出力する。このため、時刻ｔ３にスイッチＱ１ｎがオフしスイッチＱ２ｎがオンして、Ｌ１→Ｃ４→Ｄ２→Ｌ１で電流が流れ、負荷ＲＬに電力が供給される。
【０２２６】
また、時刻ｔ３に制御回路１１から短絡信号をスイッチＳ１に出力すると、スイッチＳ１がオンして（図４９中の▲８▼）、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端が短絡される。このため、突入電流制限抵抗Ｒ１の損失を減ずることができる。
【０２２７】
なお、時刻ｔ３は、交流電源Ｖａｃ１をオンしたとき（時刻ｔ０）からの経過時間として設定され、例えば入力平滑コンデンサＣ５と突入電流制限抵抗Ｒ１との時定数（τ＝Ｃ５・Ｒ１）の約５倍以上の時間に設定される。以後、スイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎは交互にオン／オフしてスイッチング動作を繰り返す。スイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎがスイッチング動作を開始した後には、スイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎは、第１の実施の形態に係る直流変換装置のスイッチＱ１及びＱ２の動作、即ち、図２に示すタイミングチャートに従った動作と同様に動作する。
【０２２８】
このように第１２の実施の形態に係る直流変換装置によれば、第１の実施の形態の効果が得られるとともに、制御回路１１は、交流電源Ｖａｃ１がオンされたときに突入電流制限抵抗Ｒ１に発生した電圧によりスイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎをオフさせ、入力平滑コンデンサＣ５が充電された後、スイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎを交互にオン／オフさせるスイッチング動作を開始させるので、電源オン時における問題もなくなる。従って、ノーマリオンタイプの半導体スイッチが使用可能となり、損失の少ない、即ち、高効率な直流変換装置を提供することができる。
【０２２９】
なお、本発明は上述した第１乃至第１２の実施の形態に係る直流変換装置に限定されるものではない。第１２の実施の形態の装置では、第１の実施の形態の装置にノーマリオン回路を追加した例を説明したが、ノーマリオン回路は、例えば、第２乃至第１１の実施の形態の装置のいずれか少なくとも１つの実施の形態に追加しても良い。
【０２３０】
【発明の効果】
以上説明したように、トランスの帰還巻線を追加することにより、主スイッチ及び補助スイッチの両方の主端子の一端を接地でき、従来のような特別なドライバを用いることなくゼロ電圧スイッチを達成することができる。また、特別なドライバが不要のことから、商用２００Ｖ入力用のドライバを含めたＭＩＣ化も可能となり、高効率、小型、低ノイズ、設計の簡素化を図ることができる直流変換装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。
【図２】第１の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例の各部における信号のタイミングチャートである。
【図３】第１の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。
【図４】第１の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。
【図５】第１の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例に設けられたトランスの構造図である。
【図６】第１の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例の各部における信号のタイミングチャートである。
【図７】第１の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。
【図８】第１の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例に設けられたトランスのＢ−Ｈ特性を示す図である。
【図９】第１の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例に設けられた可飽和リアクトルの電流のタイミングチャートである。
【図１０】第２の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。
【図１１】第２の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。
【図１２】第２の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。
【図１３】第３の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。
【図１４】第３の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。
【図１５】第３の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。
【図１６】第４の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。
【図１７】第４の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例に設けられたトランスの構造図である。
【図１８】第４の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例の各部における信号のタイミングチャートである。
【図１９】第４の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。
【図２０】第４の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例のスイッチＱ１のターンオフ時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。
【図２１】第４の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。
【図２２】第４の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。
【図２３】第５の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。
【図２４】第５の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。
【図２５】第５の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。
【図２６】第６の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。
【図２７】第６の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。
【図２８】第６の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。
【図２９】第７の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。
【図３０】第７の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。
【図３１】第７の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。
【図３２】第７の実施の形態に係る直流変換装置において入力電圧が高い場合の各部における信号のタイミングチャートである。
【図３３】第８の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。
【図３４】第８の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例の各部における信号のタイミングチャートである。
【図３５】第８の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。
【図３６】第８の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。
【図３７】第８の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。
【図３８】第９の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。
【図３９】第９の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。
【図４０】第９の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。
【図４１】第１０の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。
【図４２】第１０の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例に設けられたトランスの構造図である。
【図４３】第１０の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。
【図４４】第１０の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。
【図４５】第１１の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。
【図４６】第１１の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。
【図４７】第１１の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。
【図４８】第１２の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。
【図４９】第１２の実施の形態に係る直流変換装置の動作を説明するための図である。
【図５０】第１２の実施の形態に係る直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。
【図５１】従来の直流変換装置を示す回路構成図である。
【図５２】従来の直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。
【図５３】従来の直流変換装置に設けられたトランスのＢ−Ｈ特性を示す図である。
【図５４】従来の直流変換装置に設けられたトランスの励磁電流のタイミングチャートである。
【図５５】従来の直流変換装置の他の一例を示す回路構成図である。
【符号の説明】
Ｖｄｃ１ 直流電源
Ｖａｃ１ 交流電源
Ｂ１ 全波整流回路
１０，１１，１００ 制御回路
Ｑ１〜Ｑ４，Ｑ１ｎ，Ｑ２ｎ スイッチ
ＲＬ，ＲＬ１，ＲＬ２ 負荷
Ｒ１，Ｒ２ 抵抗
ＳＬ１ 可飽和リアクトル
Ｌ１〜Ｌ４ リアクトル
Ｃ１〜Ｃ７ コンデンサ
Ｓ１ スイッチ
Ｔ，Ｔａ，Ｔｂ トランス
５ａ １次巻線（ｎ１）
５ｂ ２次巻線（ｎ２）
５ｃ 帰還巻線（ｎ３）
５ｄ ３次巻線（補助巻線ｎ４）
５ｅ ４次巻線（ｎ５）
５ｆ ５次巻線（ｎ６）
１２ 起動電源部
１３ 通常動作電源部
Ｄ１〜Ｄ７ ダイオード
Claims (23)
- 直流電源の両端に接続され、トランスの１次巻線と第１スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、
前記トランスの２次巻線に発生する電圧を整流する整流回路と、
前記整流回路の整流出力を平滑する平滑回路と、
前記第１スイッチの両端に接続され、第１コンデンサと第１リアクトルとが直列に接続された第２直列回路と、
前記第１スイッチに並列に接続された第１ダイオード及び共振用コンデンサと、
前記第１リアクトルの両端に接続され、第２ダイオードと帰還コンデンサとが直列に接続された第３直列回路と、
前記帰還コンデンサの両端に接続され、前記トランスに巻回された帰還巻線と第２スイッチとが直列に接続された第４直列回路と、
前記第１スイッチのオフ時に前記第２スイッチをオンさせて前記帰還巻線を介して前記帰還コンデンサの電力を前記トランスに帰還させ、前記第２スイッチのオフ時に前記トランスに発生する逆起電力により前記第１スイッチをゼロ電圧スイッチさせる制御回路と、
を有することを特徴とする直流変換装置。 - 前記第１リアクトルは、前記トランスに巻回された第１補助巻線からなることを特徴とする請求項１記載の直流変換装置。
- 直流電源の両端に接続され、トランスの１次巻線と第１スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、
前記トランスの２次巻線に発生する電圧を整流する整流回路と、
前記整流回路の整流出力を平滑する平滑回路と、
前記トランスの１次巻線に並列に接続された可飽和リアクトルと、
前記第１スイッチに並列に接続された第１ダイオード及び共振用コンデンサと、
前記トランスの１次巻線に並列に接続され、第２ダイオードと第１リアクトルの第１巻線とが直列に接続された第２直列回路と、
前記第１スイッチの両端に接続され、第１コンデンサと第３ダイオードと前記第１リアクトルの第２巻線とが直列に接続された第３直列回路と、
前記第３ダイオードと前記第１リアクトルの第２巻線との直列回路の両端に接続され、第４ダイオードと帰還コンデンサとが直列に接続された第４直列回路と、
前記帰還コンデンサの両端に接続され、前記トランスに巻回された帰還巻線と第２スイッチとが直列に接続された第５直列回路と、
前記第１スイッチのオフ時に前記第２スイッチをオンさせて前記帰還巻線を介して前記帰還コンデンサの電力により前記可飽和リアクトルを飽和させ、前記第１スイッチをゼロ電圧スイッチさせる制御回路と、
を有することを特徴とする直流変換装置。 - 前記可飽和リアクトルは、前記トランスのコアの飽和特性を用いることを特徴とする請求項３記載の直流変換装置。
- 前記トランスのコアの磁路の一部に断面積の少ない部分を設けたことを特徴とする請求項４記載の直流変換装置。
- 前記トランスの１次巻線に並列に接続された可飽和リアクトルと、
前記トランスの１次巻線に直列に接続された第２リアクトルとを有し、
前記制御回路は、前記第１スイッチのオフ時に前記第２スイッチをオンさせて前記帰還巻線を介して前記帰還コンデンサの電力により前記可飽和リアクトルを飽和させ、前記第１スイッチをゼロ電圧スイッチさせることを特徴とする請求項１又は請求項２記載の直流変換装置。 - 前記トランスの１次巻線に直列に接続された第２リアクトルを有することを特徴とする請求項３記載の直流変換装置。
- 前記整流回路は、前記トランスの２次巻線に直列に接続された第１整流素子及び該第１整流素子と前記２次巻線との直列回路に並列に接続された第２整流素子を有し、
前記平滑回路は、前記第２整流素子に並列に第３リアクトルを介して接続された平滑素子を有することを特徴とする請求項１乃至請求項７のいずれか１項記載の直流変換装置。 - 前記整流回路は、前記トランスの２次巻線の一端に直列に接続され且つ制御端子が前記２次巻線の他端に接続された第３スイッチ及び該第３スイッチと前記２次巻線との直列回路に並列に接続され且つ制御端子が前記２次巻線の一端に接続された第４スイッチを有し、
前記平滑回路は、前記第４スイッチに並列に第３リアクトルを介して接続された平滑素子を有することを特徴とする請求項１乃至請求項７のいずれか１項記載の直流変換装置。 - 前記整流回路は、前記トランスのコアに前記１次巻線と密結合させて巻回された前記トランスの２次巻線と、前記コアに前記１次巻線と疎結合させて巻回された前記トランスの３次巻線と、前記２次巻線に直列に接続された第１整流素子及び該第１整流素子と前記２次巻線との直列回路に並列に接続された第２整流素子を有し、
前記平滑回路は、前記第２整流素子に並列に前記３次巻線を介して接続された平滑素子を有することを特徴とする請求項１乃至請求項７のいずれか１項記載の直流変換装置。 - 前記整流回路は、前記トランスのコアに前記１次巻線と密結合させて巻回された前記トランスの２次巻線と、前記コアに前記１次巻線と疎結合させて巻回された前記トランスの３次巻線と、前記トランスの２次巻線の一端に直列に接続され且つ制御端子が前記２次巻線の他端に接続された第３スイッチ及び該第３スイッチと前記２次巻線との直列回路に並列に接続され且つ制御端子が前記２次巻線の一端に接続された第４スイッチを有し、
前記平滑回路は、前記第４スイッチに並列に前記３次巻線を介して接続された平滑素子を有することを特徴とする請求項１乃至請求項７のいずれか１項記載の直流変換装置。 - 前記２次巻線の巻数と前記３次巻線の巻数とは同数であり、前記２次巻線は、前記１次巻線に対して逆相に巻回され、前記３次巻線は、前記１次巻線と同相に巻回されていることを特徴とする請求項１０又は請求項１１記載の直流変換装置。
- 前記整流回路は、前記トランスの２次巻線に直列に接続された整流素子を有し、
前記平滑回路は、前記整流素子と前記２次巻線との直列回路に並列に接続された平滑素子を有することを特徴とする請求項１乃至請求項７のいずれか１項記載の直流変換装置。 - 前記トランスの２次巻線は、前記トランスのコアに巻回され且つ互いに分離した複数の２次側巻線からなり、各々の前記２次側巻線に対応して前記整流素子及び前記平滑素子を設けたことを特徴とする請求項１３記載の直流変換装置。
- 前記トランスの１次巻線と各々の前記２次側巻線とは疎結合し、各々の前記２次側巻線間は密結合としたことを特徴とする請求項１４記載の直流変換装置。
- 前記トランスの１次巻線に直列に接続された第４リアクトルと、
前記トランスに直列に接続され、前記第１スイッチがオン時に前記第４リアクトルに蓄えられたエネルギーを前記第１スイッチがオフ時に２次側に還流させる補助トランスとを有し、
前記整流回路は、前記トランスの２次巻線に直列に接続された整流素子を有し、前記平滑回路は、前記整流素子と前記２次巻線との直列回路に並列に接続された平滑素子を有することを特徴とする請求項１乃至請求項７のいずれか１項記載の直流変換装置。 - 前記第４リアクトルは、前記トランスのコアに疎結合させて巻回された前記トランスの１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタからなり、前記トランスのコアには前記トランスの１次巻線と前記補助トランスの２次巻線とが密結合させて巻回されてなることを特徴とする請求項１６記載の直流変換装置。
- 前記トランスのコアに前記トランスの１次巻線と疎結合させて巻回された１以上の３次巻線を設け、各々の前記３次巻線に対応して前記整流素子及び前記平滑素子を設けたことを特徴とする請求項１６又は請求項１７記載の直流変換装置。
- 前記整流回路は、前記トランスの２次巻線の一端と前記補助トランスの２次巻線の一端との接続点と前記平滑素子の一端とに接続され且つ制御端子が前記補助トランスの２次巻線の他端に接続された第３スイッチと、前記補助トランスの２次巻線の他端と前記平滑素子の一端とに接続され且つ制御端子が前記補助トランスの２次巻線の一端に接続された第４スイッチを有することを特徴とする請求項１６乃至請求項１８のいずれか１項記載の直流変換装置。
- 前記直流電源は、交流電源と、この交流電源に接続されて交流電圧を整流する入力整流回路とからなり、
前記入力整流回路の一方の出力端と他方の出力端との間に接続され、入力平滑コンデンサと前記交流電源がオンされたときに前記入力平滑コンデンサの突入電流を軽減する突入電流制限抵抗とが直列に接続された直列回路を有し、
前記第１スイッチは、前記入力整流回路の一方の出力端に前記トランスの１次巻線を介して接続されたノーマリオンタイプのスイッチからなり、
前記第２スイッチは、ノーマリオンタイプのスイッチからなり、
前記制御回路は、前記交流電源がオンされたときに前記突入電流制限抵抗に発生した電圧により前記第１スイッチ及び第２スイッチをオフさせ、前記入力平滑コンデンサが充電された後、前記第１スイッチ及び第２スイッチを交互にオン／オフさせるスイッチング動作を開始させることを特徴とする請求項１乃至請求項１９のいずれか１項記載の直流変換装置。 - 前記トランスは第２補助巻線をさらに備え、該トランスの第２補助巻線に発生する電圧を前記制御回路に供給する通常動作電源部を有することを特徴とする請求項２０記載の直流変換装置。
- 前記突入電流制限抵抗に並列に接続された半導体スイッチを有し、
前記制御回路は、前記第１スイッチ及び第２スイッチのスイッチング動作を開始させた後、前記半導体スイッチをオンさせることを特徴とする請求項２０又は請求項２１記載の直流変換装置。 - 前記第１スイッチの主端子の一端と前記第２スイッチの主端子の一端と前記制御回路の共通端子とを共通に接続したことを特徴とする請求項１乃至請求項２２のいずれか１項記載の直流変換装置。
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