CN100388602C - 一种低输出纹波低器件应力的直流-直流电源变换器 - Google Patents

Abstract

一种低输出纹波、低器件应力的直流-直流电源变换器，包括一个电连接到变换器输入电源的周期性开通、关断的原边开关管(Q1)；一个由原边绕组和副边绕组组成的，可以承受直流偏磁的变压器(T)；一个箝位开关管(Q2)和一个箝位电容器(C1)组成的箝位网络，所述箝位网络并联于所述变压器副边绕组两端；所述变压器副边绕组被电连接到一个全波整流器(D)；所述全波整流器(D)的输出电连接到一个低通滤波器(F)；且所述箝位开关管与所述原边开关管导通时间的相位关系是互补的。本发明的开关管可以实现零电压开关以降低开关管损耗；同时克服现有技术中正激变换器不利于大电流输出应用或多路输出应用的缺点，也可避免出现过大电压应力。

Description

一种低输出纹波低器件应力的直流-直流电源变换器

技术领域

本发明涉及一种直流-直流(DC-DC)电源变换器电路，尤其涉及一种器件应力低、输出纹波小的DC-DC电源变换器电路。

背景技术

DC-DC电源变换器用来将输入的直流电压转换成不同输出的直流电压提供给负载。为实现稳压功能，通常采用脉宽调制(PWM)控制方法。单端反激变换器和单端正激变换器需要的开关器件数量较少，在中小功率的DC-DC电源变换器中应用广泛。

图1A所示的单端反激变换器，只需要一个开关管且开关管的电压应力较低，但是该变换器的缺点是输出滤波电容的纹波电流、纹波电压较大，且开关管工作在硬开关状态，损耗较大，因此不适用于要求大功率、大电流输出以及高效率的场所。

图1B所示的单端正激变换器，通常在电压源和变压器原边绕组之间接有开关管，在开关接通并导电时向变压器的副绕组提供正向输送的功率。在变压器副边整流后，经过电感、电容组成的LC滤波器滤波后获得直流输出，由于滤波电感的存在，正激变换器需采用续流二极管。在图1B所示的正激变换器中，为了让开关管导通期间储存在变压器励磁电感里的能量释放，在开关断开的期间需要使变压器磁芯“复位”，通常采用附加电路如有源箝位电路完成磁芯的复位过程。以中国发明专利CN1076139C公开的在正激变换器的副边整流管上并联一个有源箝位电路实现变压器的磁芯复位，该箝位电路由一个箝位开关管和箝位电容组成，如图2所示。在这种变换器中，变压器励磁能量在复位过程中被送回变换器的输入电源，而没有加以利用，为降低励磁电流以提高变换器效率，需要尽量提高变压器励磁电感的感量。在这种变换器中，负载电流快速增大时，控制脉宽的占空比快速增加以维持输出电压的稳定，使得励磁电感储能也增加，同时箝位电路的箝位时间变短，会导致箝位电容上出现较高的电压，由于箝位回路直接并联在整流管上，这个电压也会反映在整流管、原边开关管上，使得这些半导体器件承受过大的电压应力。其次，由于这种变换器中变压器副边电压经半波整流后为脉冲方波，为降低输出纹波电流，需要使用滤波电感，滤波电感上承受较大的纹波电压，所需电感量较大，在应用大电流场所中滤波电感的损耗较大，不便于制作多路输出电源。

发明内容

本发明的目的是提供一种DC-DC电源变换器电路，使输出需要的滤波电感量较小或者不需滤波电感；且原边的开关管可以实现零电压开关以降低开关管损耗，同时使变压器励磁能量在变压器复位期间传送到输出端，不需采用较大的励磁电感量。解决现有技术反激变换器中输出纹波电压大、开关管硬开关损耗大的问题，同时克服现有技术正激变换器中因采用较大的输出滤波电感而不利于实现多路输出应用的缺点，也可克服正激有源箝位变换器在负载电流快速变化时开关管、整流管容易出现过大的电压应力的缺点。

为了实现上述目的，本发明所提出的一种低输出纹波低器件应力的直流-直流电源变换器，包括一个电连接到变换器输入电源的周期性开通、关断的原边开关管Q1；一个由原边绕组和副边绕组组成的，可以承受直流偏磁的变压器T；一个箝位开关管Q2和一个箝位电容器C1组成的箝位网络，所述箝位网络并联于所述变压器副边绕组两端；所述变压器副边绕组被电连接到一个全波整流器D；所述全波整流器D的输出电连接到一个低通滤波器F；且所述箝位开关管与所述原边开关管导通时间的相位关系是互补的。当箝位开关管Q2关断、原边开关管Q1开通时，变压器原边绕组导电，励磁电感储能，同时变压器副边绕组两端感生出一个电压，经全波整流、低通滤波后向变换器负载正激传递能量。当原边开关管Q1关断时，副边绕组上的电压反向，此时开通箝位开关管Q2，变压器副边电压被箝位，励磁电流经全波整流、滤波后向变换器负载反激传递能量。

所述变压器包含一个原边绕组和一个副边绕组。所述变压器的副边绕组还可以由第一副边绕组N12和第二副边绕组N22组成带中心抽头绕组，所述第一副边绕组N12在原边开关管Q1导通、箝位开关管Q2关断时向变换器负载正激传递能量，所述第二副边绕组N22在原边开关管Q1关断、箝位开关管Q2导通时向变换器的负载反激传递能量。所述变压器还可以由第一变压器T1和第二变压器T2组成，且第一变压器的原边绕组N11和第二变压器的原边绕组N21串联，第一变压器的副边绕组N12和第二变压器的副边绕组N22串联，所述第一变压器在原边开关管Q1导通、箝位开关管Q2关断时向变换器的负载正激传递能量，所述第二变压器T2在原边开关管Q1关断、箝位开关管Q2导通时向变换器的负载反激传递能量；较佳的情况是，所述第一变压器和第二变压器的原边绕组N11和N21的匝数相等，而且电感量相等，其副边绕组N12和N22的匝数相等，而且电感量也相等。

所述原边开关管Q1和箝位开关管Q2可以采用场效应管(MOSFET)、双极结型晶体管(BJT)、绝缘栅双极晶体管(IGBT)(The Insulated Gate Bipolar Transistor)半导体器件。所述箝位开关管Q2可以采用自驱动方式控制，还可以采用变压器辅助绕组驱动或者外加驱动电路的它驱动方式控制。

所述全波整流器D可以采用二极管或同步整流管组成；所述同步整流管的驱动可以采取自驱动方式控制，还可以采用变压器辅助绕组驱动或者外加驱动电路的它驱动方式控制。

所述低通滤波器F由滤波电感Lf和滤波电容Cf组成，还可以只由滤波电容Cf构成。

本发明克服了现有技术中反激变换器输出纹波电压大、开关管硬开关损耗大的缺点，开关管可以实现零电压开关以降低开关管损耗；同时克服了现有技术中正激变换器因采用较大的输出滤波电感，而不利于大电流输出应用或多路输出应用的缺点，也可克服正激有源箝位电路在负载电流快速变化时开关管、整流管容易出现过大电压应力的缺点。

附图说明

图1A是现有技术反激变换器电路图；

图1B是现有技术正激变换器电路图；

图2是中国发明专利CN1076139C的原理图；

图3是本发明提出的DC-DC电源变换器电路的原理图；

图4是图3中的关键器件Q1、Q2的工作时序图和Q1、箝位电容C1的电压波形图；

图5A是本发明的一个实施例的原理图，图中变压器的副边由第一副边绕组(N12)和第二副边绕组(N22)组成带中心抽头绕组，并采用全波整流电路；

图5B是本发明的又一个实施例的原理图，图中采用两个变压器和全波整流电路；

图6是本发明的又一个实施例的原理图，与图5B相比，输出整流管采用同步整流管。

具体实施方式

以下结合附图对本发明所述的方法作进一步的详细说明。

图3是本发明的原理图。图中Q1为原边开关管，Q2为箝位开关管，C1为箝位电容，D为全波整流器，F为低通滤波器，T为可以承受直流偏磁的变压器，变压器原、副边绕组的匝数比为N，变换器的输入电压为Vin，输出电压为Vout。

Q1和Q2周期性导通和关断，且Q1和Q2导通的相位关系是互补的，参见图4。设Q1导通时间段为t1，在Q1关断后Q2导通，Q2导通的时间段为t2，t1、t2时间之和为电源变换器的开关周期T，即T＝t1+t2。

定义Q1工作的占空比D为

D＝t1/(t1+t2)....................................(1)

假设箝位电容C1足够大，这样在一个开关过程中C1两端电压变化很小。C1两端电压极性如图4所示。由变压器的伏秒平衡关系有

$\frac{\mathrm{Vin}}{N}\·t1=\mathrm{Vc}1\·t2---\left(2\right)$

由1、2式可得

$\mathrm{Vc}1=\frac{\mathrm{Vin}}{N}\·\frac{D}{1-D}---\left(3\right)$

这样，变压器副边绕组上的电压为方波交流电压，正向电压的幅值为Vin/N，持续时间为t1；负向电压的负值为Vc1，持续时间为t2。这一交流电压经过D全波整流、F低通滤波后向负载输出电压Vout，满足关系式

$\mathrm{Vout}=\frac{\mathrm{Vin}}{N}\·D+\frac{\mathrm{Vin}}{N}\·\frac{D}{1-D}\·(1-D)=2\·D\·\mathrm{Vin}/N---\left(4\right)$

可见这种变换器的输出电压正比于输入电压和开关管工作占空比。

设变压器T励磁电感、低通滤波器F中的滤波电感足够大，励磁电流的纹波电流可以忽略，则在Q2关断期间，励磁电流从变压器副边绕组经整流、滤波后向变换器的负载传递能量，由于励磁电感的伏秒平衡，导致励磁电感中有一个直流电流流过，电容C1两端电压保持不变，满足上式3。因此需采用能承受偏磁的变压器，例如将变压器磁心开气隙。由于在Q1关断、Q2导通时励磁电流向变换器的负载供电，需要较大的励磁电流，因此需采用较小的励磁电感。由于励磁电感小，且在箝位阶段励磁电流是向变换器输出流动的，因此在负载动态切换时，箝位电容上的电压变化不会太大，从而可以减小负载动态切换时的开关管电压应力。

在实际应用中Q1、Q2可以采用场效应管、双极结型晶体管、绝缘栅双极晶体管等半导体开关器件。为了避免Q1、Q2的交叉导通，需要对Q1、Q2的驱动信号间加少量死区时间td1、td2，如图4所示。在Q1、Q2中的一个开关管(如Q1)关断后，励磁电流将对另一个开关管(如Q2)的漏源极间寄生电容或外加电容充放电，直至该开关管(如Q2)的体二极管或者外接的二极管导通，此时再开通该开关管(如Q2)，即可实现ZVS(零电压开通)，减少开通损耗。适当增大场效应管的漏源极间电容，可以减小开关管关断时漏源极间电压上升速率，降低关断损耗和EMI(电磁干扰)。

将变换器的输出整流采用全波整流电路，同时变压器副边改成带中心抽头绕组，即可得到本发明的另一种实施例，参见图5A。图中电路包括原边开关管Q1，副边箝位开关管Q2，箝位电容C1，输出滤波电感Lf，输出滤波电容Cf，变压器T。变压器T的副边由第一副边绕组N12和第二副边绕组N22组成带中心抽头绕组，N12的另一端经整流管D1、输出滤波电感Lf连接到变换器输出滤波电容Cf的正极，N22的另一端经整流管D2、输出滤波电感Lf也连接到变换器输出滤波电容的正极，中心抽头连接到变换器输出滤波电容的负极。Q2、C1组成的箝位网络并联在变压器T的副边绕组中心抽头之外的两端。

第一副边绕组N12在原边开关管Q1导通、箝位开关管Q2关断时向变换器的负载正激传递能量，第二副边绕组N22在原边开关管Q1关断、箝位开关管Q2导通时向变换器负载反激传递能量。

设图5A中变压器原边绕组对两个副边绕组的匝数比均为N，则同式3理，可知图5A中电容C1两端电压为

$\mathrm{Vc}1=2\·\frac{\mathrm{Vin}}{N}\·\frac{D}{1-D}---\left(5\right)$

同式4理，在图5A电路中变换器的输出电压为

$\mathrm{Vout}=\frac{\mathrm{Vin}}{N}\·D+\frac{\mathrm{Vc}1}{2}\·(1-D)=2\·D\·\mathrm{Vin}/N---\left(6\right)$

作为对比，在中国发明专利CN1076139C中，参见图2，在其箝位电路工作时，励磁电感和箝位电容谐振，将励磁能量反馈回变换器的输入电源而没有利用，从而需采用较大的励磁电感量以减小励磁能量，同时由于励磁电流在变压器中有反向流动的过程，这种变换器的变压器无直流偏磁。在负载电流快速增大时，控制脉宽的占空比快速增加以维持输出电压的稳定，使得励磁电感储能也增加，同时箝位电路的箝位时间变短，会导致箝位电容上出现较高的电压，由于箝位回路直接并联在整流管上，这个电压也会反映在整流管、原边开关管上，使得这些半导体器件承受过大的电压应力。如变压器的变比同样为N，则变换器输出电压为

Vout＝D·Vin/N...................................(7)

比较式6和式7，在输入电压相同，输出电压相同，开关管工作占空比也相同时，如图2中变换器原副边绕组匝数比为N，则采用图5A电路时，变压器原边绕组和副边半绕组的匝数比为N/2。

如变换器输入电压范围为Vin_min～Vin_max，则图1B、图2电路中输出滤波电感承受的纹波电压最大值为

Vpp1＝Vin_max/N...................................(8)

而采用图5A电路时，输出滤波电感承受的纹波电压为

$\mathrm{Vpp}2=\frac{1}{2}\·(\frac{\mathrm{Vin}}{N}-\frac{\mathrm{VinD}}{N(1-D)})\frac{\mathrm{Vin}}{2N}\·\frac{1-2D}{1-D}---\left(9\right)$

从式9可以看出，在采用图5A电路时，输出滤波电感承受的纹波电压为输入电压Vin和开关管工作占空比D的函数，在占空比D为0.5时，滤波电感承受的纹波电压为零。在实际应用中，变换器常常需要工作在较宽的电压范围，例如Vin_max＝2Vin_min的情况，这时若最大占空比取0.6，则最小占空比为0.3，当输入电压为Vin_max时输出滤波电感承受的纹波电压最大，为

$\mathrm{Vpp}2=\frac{{\mathrm{Vin}}_{\max }}{2N}\·\frac{1-0.6}{1-0.3}=0.286\frac{{\mathrm{Vin}}_{\max }}{N}---\left(10\right)$

可见采用图5A电路时输出滤波电感纹波电压是图2所示有源箝位正激变换器输出的纹波电压的小数倍，因此在同样情况下采用本发明电路可以减小DC-DC变换器输出的纹波电压。

图5B是本发明的另一个实施例的原理图。图中电路包括原边开关管Q1，副边箝位开关管Q2，箝位电容C1，整流管D1、D2，第一变压器T1和第二变压器T2，变换器输出滤波电容Cf，整流管D1、D2组成全波整流电路。第一变压器T1的原边绕组N11和第二变压器T2的原边绕组N21的一端串联，原边绕组N21的另一端经开关管Q1连接到变换器输入电源的负极，原边绕组N11的另一端连接到变换器输入电源的正极。第一变压器T1的副边绕组N12和第二变压器T2的副边绕组N22的一端串联，且串联接点连接到变换器输出滤波电容Cf的负极，副边绕组N12的另一端经整流管D1连接到变换器输出滤波电容Cf的正极，副边绕组N22的另一端经整流管D2也连接到变换器输出滤波电容Cf的正极。箝位开关管Q2和箝位电容C1组成的副边箝位网络并联到N12和N22串联回路的两端。第一变压器T1在原边开关管Q1导通、箝位开关管Q2关断时向变换器的负载正激传递能量，第二变压器T2在原边开关管Q1关断、箝位开关管Q2导通时向变换器的负载反激传递能量。两变压器均能承受直流偏磁，且最好的情况是变压器T1、T2的原边匝数相等，而且原边电感量也相等，副边匝数相等而且副边电感量也相等。由于有两个变压器，无需采用中心抽头，同时省去了输出滤波电感，输出滤波器由滤波电容Cf组成。由于无输出滤波电感，因此这种变换器适合用于多路输出的应用场合。

在低压输出应用中，常需采用同步整流技术代替二极管整流以提高效率，这样，在图5B的基础上用同步整流管替换整流二极管，得到了本发明的又一个实施例，参见图6。图中电路包括原边开关管Q1，副边箝位开关管Q2，箝位电容C1，输出滤波电容Cf，同步整流管Q3和Q4，第一变压器T1和第二变压器T2。第一变压器T1的原边绕组N11和第二变压器T2的原边绕组N21一端串联，原边绕组N11的另一端经开关管Q1连接到变换器输入电源的负极，原边绕组N21的另一端连接到变换器输入电源的正极。第一变压器T1的副边绕组N12和第二变压器T2的副边绕组N22的一端也串联，且串联接点连接到变换器的输出滤波电容Cf的正极，副边绕组N12的另一端经同步整流管Q3连接到变换器输出滤波电容Cf的负极，副边绕组N22经同步整流管Q4也连接到变换器输出滤波电容Cf的负极。箝位开关管Q2和箝位电容C1组成的箝位网络并联于副边绕组N12和N22串联回路的两端。同步整流管Q3、Q4可以采用N沟道场效应管和P沟道场效应管等半导体器件，且Q3、Q4的驱动可以采取自驱动方式控制，还可以采取变压器辅助绕组驱动或者外加驱动电路实现的它驱动方式控制。

上面已具体地描述了本发明的各个较佳实施例，但是应当理解，上述这些实施例仅起到说明性的作用，并不是对本发明的范围的限制。对于本领域的普通技术人员来说，可以在不脱离本发明精神的情况下，做出种种变化。因此本发明的范围应由所附权利要求书来决定。

Claims (6)

1.一种低输出纹波低器件应力的直流-直流电源变换器，包括一个电连接到DC-DC电源变换器输入电源的周期性开通、关断的原边开关管(Q1)；一个低通滤波器(F)；一个由原边绕组和副边绕组所组成的变压器(T)；其特征在于还包括：

一个箝位开关管(Q2)和一个箝位电容器(C1)组成的箝位网络，所述箝位网络并联于所述变压器(T)副边绕组两端；所述变压器(T)是可以承受直流偏磁的变压器；一个全波整流器，所述全波整流器电连接到所述变压器的副边绕组；且所述箝位开关管与所述原边开关管导通时间的相位关系是互补的；

所述低通滤波器(F)由输出滤波电容(Cf)组成；

所述变压器(T)由第一变压器(T1)和第二变压器(T2)组成，且第一变压器(T1)的原边绕组(N11)和第二变压器(T2)的原边绕组(N21)串联，第一变压器(T1)的副边绕组(N12)和第二变压器(T2)的副边绕组(N22)串联；所述第一变压器(T1)在原边开关管(Q1)导通、箝位开关管(Q2)关断时向变换器的负载正激传递能量，所述第二变压器(T2)在原边开关管(Q1)关断、箝位开关管(Q2)导通时向变换器的负载反激传递能量。

2.根据权利要求1所述的电源变换器，其特征在于：所述第一变压器(T1)的原边绕组(N11)和第二变压器(T2)的原边绕组(N21)的匝数相等，而且电感量也相等，第一变压器(T1)的副边绕组(N12)和第二变压器(T2)的副边绕组(N22)的匝数相等，而且电感量也相等。

3.根据权利要求1或2中任何一项所述的电源变换器，其特征在于：所述原边开关管(Q1)和箝位开关管(Q2)可以采用场效应管、双极结型晶体管、绝缘栅双极晶体管。

4.根据权利要求3所述的电源变换器，其特征在于：所述箝位开关管(Q2)可以采用自驱动方式，还可以采用变压器辅助绕组驱动或者外加驱动电路的它驱动方式控制。

5.根据权利要求1、2或3任何一项所述的电源变换器，其特征在于：所述全波整流器(D)可以采用二极管组成；还可以采用同步整流管组成。

6.根据权利要求5所述的电源变换器，其特征在于：所述同步整流管的驱动可以采取自驱动方式控制，还可以采取变压器辅助绕组驱动或者外加驱动电路的它驱动方式控制。

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