KR20190040875A - 절연형 스위칭 전원 - Google Patents

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Abstract

플라이백 방식의 절연형 스위칭 전원에 있어서, 스위칭 소자의 오프 시에 트랜스포머의 1차 코일에 발생하는 역기전력을 억제한다. 극성이 역방향인 1차 코일(1Np)과 2차 코일(1Ns)을 구비하고 입력 전압이 인가되어 스위칭 소자(Q)에 의해 스위칭되는 트랜스포머(T1)와, 극성이 역방향인 1차 코일(2Np)과 2차 코일(2Ns)을 구비하고, 1차 코일(2Np)의 일단 및 타단이 트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns)의 일단 및 타단과 각각 접속되고, 1차 코일(2Np)의 타단이 정극 출력단(p)과 접속되고 또한 2차 코일(2Ns)의 일단이 부극 출력단(n)과 접속된 트랜스포머(T2)와, 트랜스포머(T2)의 2차 코일(2Ns)의 타단으로부터 1차 코일(2Np)의 일단으로 흐르는 전류를 도통시키고 또한 그 역방향의 전류를 차단하도록 접속된 정류 요소(D1)와, 출력단(p, n) 사이에 접속된 콘덴서(C1)를 갖는다.

Description

절연형 스위칭 전원{Insulated switching power supply}
본 발명은, 서지 전압을 억제할 수 있는 플라이백 방식의 절연형 스위칭 전원에 관한 것이다.
트랜스포머를 사용하여 입력측과 출력측을 절연하는 절연형 스위칭 전원이 알려져 있다. 입력이 교류 전압인 경우에는, 일반적으로는, AC/DC 변환 회로 뒤에 DC/DC 컨버터가 배치되어 있다(특허문헌 1 내지 5). 입력이 직류 전압인 경우에는, 직접 DC/DC 컨버터에 입력된다. 스위칭 전원의 대표적 방식으로서, 플라이백 방식과 포워드 방식이 있다.
플라이백 방식의 스위칭 전원에서는, 스위칭 소자의 온 기간에 플라이백용 트랜스포머의 1차 코일에 전류가 흐르지만, 트랜스포머의 2차 코일에 접속된 다이오드가 오프이기 때문에 2차측에는 전류가 흐르지 않고, 트랜스포머에 자기에너지가 축적된다. 스위칭 소자의 오프 기간에는, 트랜스포머에 축적된 자기에너지가 다이오드를 통하여 2차측에 전력으로서 출력된다.
일본 특허 공개 평 7-31150호 공보 일본 특허 공개 평 8-331860호 공보 일본 특허 공개 제2002-10632호 공보 일본 특허 공개 제2005-218224호 공보 일본 특허 공개 제2007-37297호 공보
플라이백 방식의 스위칭 전원에 있어서는, 스위칭 소자가 오프로 된 순간에 트랜스포머의 1차 코일에 높은 역기전력(본 명세서에 있어서의 "기전력" 및 "역기전력"은 전압의 의미로 사용한다) 즉 서지 전압이 발생하여 스위칭 소자에 인가된다. 이로 인해, 고내압 스위칭 소자를 사용하거나, 역기전력을 처리하기 위한 스너버 회로 등을 설치하거나 할 필요가 있었다.
이상의 문제점을 감안하여 본 발명의 목적은, 플라이백 방식의 절연형 스위칭 전원에 있어서, 스위칭 소자의 오프 시에 트랜스포머의 1차 코일에 발생하는 역기전력을 억제하고, 스위칭 소자에 요구되는 내압성을 경감하는 것이다.
상기 목적을 달성하기 위하여, 본 발명의 스위칭 전원의 일 형태는, 이하의 구성을 갖는다.
(a) 서로 극성이 역방향인 1차 코일과 2차 코일을 구비하고 또한 상기 1차 코일에 입력 전압이 인가되는 제1 트랜스포머와,
(b) 상기 제1 트랜스포머의 1차 코일을 포함하는 전류로를 도통 또는 차단하도록 제어 신호에 의해 온/오프 제어되는 스위칭 소자와,
(c) 서로 극성이 역방향인 1차 코일과 2차 코일을 구비하고, 상기 1차 코일의 일단 및 타단이 상기 제1 트랜스포머의 2차 코일의 일단 및 타단과 각각 접속되는 동시에, 상기 1차 코일의 타단이 정극 출력단과 접속되고 또한 상기 2차 코일의 일단이 부극 출력단과 접속된 제2 트랜스포머와,
(d) 상기 제2 트랜스포머의 2차 코일의 타단으로부터 1차 코일의 일단으로 흐르는 전류를 도통시키고 또한 그 역방향의 전류를 차단하도록 접속된 제1 정류 요소와,
(e) 상기 정극 출력단과 상기 부극 출력단 사이에 접속된 제1 콘덴서를 갖는 것을 특징으로 한다.
상기 형태에 있어서, 상기 제2 트랜스포머의 1차 코일의 일단과 상기 부극 출력단 사이에 접속된 제2 콘덴서와, 상기 제2 트랜스포머의 1차 코일의 타단과 상기 정극 출력단 사이에 삽입된 제2 정류 요소이며, 상기 1차 코일의 타단으로부터 상기 정극 출력단으로 흐르는 전류를 도통시키고 또한 그 역방향의 전류를 차단하도록 접속된 상기 제2 정류 요소를 더 가질 수 있다.
본 발명의 스위칭 전원의 다른 형태는, 이하의 구성을 갖는다.
(a) 서로 극성이 역방향인 1차 코일과 2차 코일을 구비하고, 상기 1차 코일에 입력 전압이 인가되는 제1 트랜스포머와,
(b) 상기 제1 트랜스포머의 1차 코일을 포함하는 전류로를 도통 또는 차단하도록 제어 신호에 의해 온/오프 제어되는 스위칭 소자와,
(c) 서로 극성이 동일한 방향이고 또한 느슨한 결합(loose coupling)의 1차 코일과 2차 코일을 구비하고, 상기 1차 코일의 일단 및 타단이 상기 제1 트랜스포머의 2차 코일의 일단 및 타단과 각각 접속되는 동시에, 상기 2차 코일의 타단이 부극 출력단과 접속된 제2 트랜스포머와,
(d) 상기 제2 트랜스포머의 2차 코일의 일단으로부터 1차 코일의 일단으로 흐르는 전류를 도통시키고 또한 그 역방향의 전류를 차단하도록 접속된 제1 정류 요소와,
(e) 상기 제2 트랜스포머의 1차 코일의 타단으로부터 상기 정극 출력단으로 흐르는 전류를 도통시키고 또한 그 역방향의 전류를 차단하도록 접속된 제2 정류 요소와,
(f) 상기 정극 출력단과 상기 부극 출력단 사이에 접속된 제1 콘덴서와,
(g) 상기 제2 트랜스포머의 1차 코일의 일단과 상기 부극 출력단 사이에 접속된 제2 콘덴서를 갖는 것을 특징으로 한다.
상기 형태에 있어서, 제2 트랜스포머 대신에, 서로 극성이 동일한 방향이고 또한 강한 결합의 1차 코일과 2차 코일을 구비하고, 상기 1차 코일의 일단 및 타단이 상기 제1 트랜스포머의 2차 코일의 일단 및 타단과 각각 접속되는 동시에, 상기 2차 코일의 타단이 부극 출력단과 접속된 트랜스포머와, 상기 트랜스포머의 1차 코일과 직렬로 접속된 초크 코일을 가질 수 있다.
본 발명에 의해, 절연형 스위칭 전원에 있어서, 스위칭 소자의 오프 시에 트랜스포머의 1차 코일에 발생하는 역기전력 즉 서지 전압을 억제하고, 스위칭 소자에 요구되는 내압성을 경감하는 것이 실현된다.
도 1은, 본 발명의 절연형 스위칭 전원의 제1 실시형태의 회로 구성예를 개략적으로 도시한 도면으로, (a)는 온 기간의, (b)는 오프 기간의 전류의 흐름을 함께 나타내고 있다.
도2의 (a), (b)는, 도 1에 도시한 회로의 트랜스포머 2차측에 있어서의 온 기간 및 오프 기간의 전위 관계의 일례를 개략적으로 도시하는 도면이다.
도 3은, 본 발명의 절연형 스위칭 전원의 제2 실시형태의 회로 구성예를 개략적으로 도시한 도면으로, (a)는 온 기간의, (b)는 오프 기간의 전류의 흐름을 함께 나타내고 있다.
도4의 (a), (b)는, 도 3에 도시한 회로의 트랜스포머 2차측에 있어서의 온 기간 및 오프 기간의 전위 관계의 일례를 개략적으로 도시하는 도면이다.
도 5는, 본 발명의 절연형 스위칭 전원의 제3 실시형태의 회로 구성예를 개략적으로 도시한 도면으로, (a)는 온 기간의, (b)는 오프 기간의 전류의 흐름을 함께 나타내고 있다.
도 6의 (a), (b)는, 도 5에 도시한 회로의 트랜스포머 2차측에 있어서의 온 기간 및 오프 기간의 전위 관계의 일례를 개략적으로 도시하는 도면이다.
도 7은, 도 5에 도시한 제3 실시형태의 변형 형태의 회로 구성예를 개략적으로 도시한 도면이다.
이하, 실시예를 나타낸 도면을 참조하여 본 발명에 의한 절연형 스위칭 전원의 실시형태에 대하여 설명한다. 각 실시형태의 도면에 있어서, 동일 또는 유사한 구성 요소에 대해서는, 동일 부호로 나타내고 있다.
이하에서는, 직류 전압이 입력되는 DC/DC 컨버터의 경우를 실시예로 하여 본 발명의 스위칭 전원을 설명한다. 그러나, 본 발명의 스위칭 전원은, 전압이 일정한 직류 이외에, 전압이 변동하는 구형파, 또는 교류 등, 어떤 파형의 전압이 입력되어도 마찬가지로 기능하고, 직류 전압을 출력할 수 있는 전력 변환 장치이다.
(1) 제1 실시형태
(1-1) 제1 실시형태의 회로 구성
도 1은, 본 발명의 절연형 스위칭 전원의 제1 실시형태의 회로 구성예를 개략적으로 도시한 도면으로, (a)는 온 기간의, (b)는 오프 기간의 전류의 흐름을 함께 나타내고 있다.
도1의 (a)를 참조하여, 제1 실시형태의 회로 구성을 설명한다. 본 발명의 스위칭 전원은, 제1 트랜스포머(T1) 및 제2 트랜스포머(T2)를 갖는다. 본 회로는, 제1 트랜스포머(T1)에 의해 입력측과 출력측을 전기적으로 절연하는 절연형 스위칭 전원이다. 트랜스포머(T1)는, 1차 코일(1Np)과 2차 코일(1Ns)을 구비한다. 트랜스포머(T2)는, 1차 코일(2Np)과 2차 코일(2Ns)을 구비한다. 트랜스포머(T1) 및 트랜스포머(T2)는 모두, 1차 코일과 2차 코일의 극성이 역방향이며, 일반적인 플라이백 방식의 트랜스포머와 같다. 트랜스포머(T1) 및 트랜스포머(T2)는 모두, 결합도를 가능한 한 높게 하는, 즉 1차 코일(1Np)과 2차 코일(1Ns)을 강한 결합으로 하는 것이 바람직하다.
도면 중, 각 코일의 권취 시단(始端)을 검정색 동그라미로 나타내고 있다. 본 명세서에서 코일에 대하여 "일단"과 "타단"이라고 하는 경우에는, 각각 "권취 시단”과 "권취 종단(終端)"에 대응하는 경우와, "권취 종단"과 "권취 시단"에 대응하는 경우를 모두 포함하는 것으로 한다. 이하의 설명에서는, 각 코일에 대하여, 권취 시단을 일단이라 칭하고, 권취 종단을 타단이라 칭한다.
입력 전압은, 입력단(1)과 입력단(2)으로 이루어지는 한 쌍의 단자 사이에 인가된다. 트랜스포머(T1)의 1차 코일(1Np)의 일단은, 입력단(1)에 접속되어 있다. 여기에서는, 입력단(2)이 입력측 기준 전위단이다.
트랜스포머(T1)의 1차 코일(1Np)의 타단에는, 스위칭 소자(Q)의 일단이 접속되어 있다. 스위칭 소자(Q)의 타단은, 입력단(2)에 접속되어 있다. 스위칭 소자(Q)는 제어단을 구비하고, 제어단은, 1차 코일(1Np)의 타단과 입력단(2) 사이의 전류로를 도통 또는 차단하도록 온/오프 제어된다.
스위칭 소자(Q)의 제어단은, 제어 신호(Vg)에 의해 제어된다. 제어 신호(Vg)는, 예를 들어 소정의 주파수 및 듀티비의 펄스 파형을 갖는 PWM 신호이다. 도시한 예에서는, 스위칭 소자(Q)가 ｎ채널형 MOSFET(이하 "FETQ"이라 한다)이며, 일단이 드레인, 타단이 소스, 제어단이 게이트이다. 이 경우, 제어 신호(Vg)는 전압신호이다.
또한, FET 이외의 스위칭 소자로서, 예를 들어 IGBT 또는 바이폴라 트랜지스터를 사용할 수도 있다.
트랜스포머(T1)의 2차측에는, 직류 전압이 출력되는 한 쌍의 출력단인 정극 출력단(p)과 부극 출력단(n)이 설치되어 있다. 여기에서는, 부극 출력단(n)이 2차측 기준 전위단이다. 정극 출력단(p)과 부극 출력단(n) 사이에 접속된 부하(도시하지 않음)에 출력 전압이 인가되고, 출력 전류가 공급된다.
제1 트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns)에 대하여 병렬로, 제2 트랜스포머(T2)의 1차 코일(2Np)이 접속되어 있다. 이 경우, 트랜스포머(T2)의 1차 코일(2Np)의 일단 및 타단이, 트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns)의 일단 및 타단에 각각 접속되어 있다. 즉, 양쪽의 코일 권취 시단끼리 및 권취 종단끼리가 접속되어 있다.
트랜스포머(T2)도 마찬가지로, 1차 코일(2Np)과 2차 코일(2Ns)의 극성이 역방향으로, 일반적인 플라이백 방식의 트랜스포머와 같다. 트랜스포머(T2)의 1차 코일(2Np)의 타단은, 정극 출력단(p)과도 접속되어 있다. 트랜스포머(T2)의 2차 코일(2Ns)의 일단은, 부극 출력단(n)에 접속되어 있다.
또한, 트랜스포머(T2)에 대해서는, 1차 코일(2Np)의 일단과 2차 코일(2Ns)의 타단 사이에 정류 요소(D1)가 접속되어 있다. 정류 요소(D1)는, 2차 코일(2Ns)의 타단으로부터 1차 코일(2Np)의 일단으로 흐르는 전류를 도통시키고, 그와는 역방향의 전류를 차단할 수 있도록 접속되어 있다. 따라서, 정류 요소(D1)가 예를 들어 다이오드일 경우, 다이오드(D1)는, 애노드가 2차 코일(2Ns)의 타단에, 캐소드가 1차 코일(2Np)의 일단에 접속되어 있다.
본 회로에 있어서의 다이오드 등의 정류 요소는, 순방향 전압 강하가 작고 또한 고속 동작을 행하는 것이 바람직하다. 또한, 다이오드 이외의 정류 요소의 예로서는, 동등한 정류 기능을 갖는 다른 소자 또는 회로를 사용할 수 있다(이하의 실시형태의 각 정류 요소에 대해서도 동일함).
또한, 정극 출력단(p)과 부극 출력단(n) 사이에는, 평활용 콘덴서(이하 "평활 콘덴서"라 한다) (C1)가 접속되어 있다.
도시하지는 않았으나, 스위칭 소자(Q)를 위한 제어 신호(Vg)를 발생하는 제어부를 갖는 것이 바람직하다. 일례로서 제어부는, 입력 전압 및/또는 출력 전압을 검출하고, 검출한 전압에 기초하여 제어 신호(Vg)의 듀티비를 결정하고, 그에 기초하여 소정의 고주파 펄스의 제어 신호(Vg)를 생성한다. 이러한 제어부의 주요부로서, PWMIC을 사용할 수 있다(이하의 실시형태에 있어서도 동일함).
(1-2) 제1 실시형태의 동작
도 1 및 도 2를 참조하여 제1 실시형태의 동작을 설명한다. 도1의 (a) 및 (b)는, 각각 온 기간 및 오프 기간에 있어서의 전류의 흐름을 실선 또는 점선으로 개략적으로 나타내고 있다(화살표는 전류의 방향을 나타낸다). 도2의 (a) 및 (b)는, 각각 온 기간 및 오프 기간에 있어서의 트랜스포머(T1)의 2차측의 각 구성 요소의 전위 관계의 일례를 모식적으로 도시하는 도면이다.
도2의 (a), (b)에서는, 상하 방향이 전위의 고저에 대응하고 있고, 2차측 기준 전위(부극 출력단(n)의 전위)를 굵은 선으로 나타내고 있다. 트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns), 트랜스포머(T2)의 1차 코일(2Np) 및 2차 코일(2Ns), 및 평활 콘덴서(C1)의 양단 전압을 양방향 화살표로 나타내고 있다. 또한, 각 코일에 대해서는, 권취 시단측을 검정색 동그라미로 나타내고 있다(다른 실시형태의 전위 관계도에 있어서도 동일함).
또한, 본 회로의 시동 시 및 정지 시의 과도적 동작은 예외로 하고, 본 회로가 정상 상태에 있는 경우의 동작에 대하여 설명한다. 정상 상태에서는, 평활 콘덴서(C1)는, 리플적인 변동을 제외하고 대략 일정한 양단 전압으로 충전되어 있다.
(1-2-1) 온 기간에 있어서의 트랜스포머(T1)의 1차측 및 2차측의 동작
[온 기간: 1차측]
트랜스포머(T1)의 1차측에서는, 온 기간에 제어 신호(Vg)가 온으로 되면, FETQ가 온으로 되어 전류로가 도통된다. 도1의 (a)에 도시한 바와 같이, 트랜스포머(T1)의 1차 코일(1Np)에는, 입력 전압에 의한 입력 전류(i1)가 이하의 경로로 흐른다.
· 입력 전류(i1): 입력단(1)→트랜스포머(T1)의 1차 코일(1Np)→FETQ → 입력단(2)
[온 기간: 2차측]
도1의 (a)에 도시한 바와 같이, 트랜스포머(T1)의 1차 코일(1Np)에 입력 전류(i1)가 흐름으로써, 2차 코일(1Ns)에 기전력이 발생하고, 이하의 경로로 전류(i2)가 흐른다.
·전류(i2): 트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns)→트랜스포머(T2)의 1차 코일(2Np)
도2의 (a)의 전위 관계도에 도시한 바와 같이, 트랜스포머(T2)의 1차 코일(2Np)의 양단 전압은, 트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns)에 발생한 기전력과 동일한 크기이다. 트랜스포머(T2)에 있어서는, 1차 코일(2Np)에 전류(i2)가 흐름으로써, 2차 코일(2Ns)에 기전력이 발생한다. 그러나, 다이오드(D1)가 역방향 바이어스로 되어 차단되므로, 트랜스포머(T2)의 2차 코일(2Ns)에는 전류가 흐르지 않는다. 트랜스포머(T2)는, 1차 코일(2Np)에 흐르는 전류(i2)에 의해 여자되어 자기에너지가 축적된다. 이와 같이, 온 기간에 트랜스포머(T2)에 자기에너지가 축적된다.
다이오드(D1)가 차단되어 있으므로, 트랜스포머(T1 및 T2)로부터 정극 출력단(p)으로의 출력 전류는 흐르지 않는다. 온 기간에는, 부하에 대해서는, 평활 콘덴서(C1)로부터의 방전 전류(i3)가 공급된다.
또한, 통상의 플라이백 방식의 트랜스포머와 마찬가지로, 트랜스포머(T1)도, 1차 코일(1Np)에 전류(i1)가 흐름으로써 여자되고, 온 기간에 소정의 자기에너지가 축적된다. 그러나, 본 회로에서는, 통상의 플라이백 방식과는 달리 트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns)에 전류(i2)가 흐르므로, 통상의 플라이백 방식의 트랜스포머에 비하여 트랜스포머(T1)에 축적되는 자기에너지는 작아진다. 그 저감분의 자기에너지는 트랜스포머(T2)에 축적되게 된다.
이와 같이 본 회로에서는, 온 기간에 있어서 트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns)에 전류가 흐른다. 바람직하게는, 트랜스포머(T1)보다도 2차측에 외장된 트랜스포머(T2) 쪽에 의해 큰 자기에너지를 축적시킨다. 이러한 점에 있어서, 본 회로는 플라이백 방식의 트랜스포머를 사용하고 있음에도 불구하고, 온 기간에 외장 초크 코일에 자기에너지를 축적시키는 포워드 방식의 스위칭 전원과 유사하다고도 할 수 있다. 제1 및 제2 트랜스포머의 각 코일(특히 1차 코일)의 인덕턴스, 권취수 비 및 권선수 등을 적절하게 설계함으로써, 트랜스포머(T2) 쪽에 큰 자기에너지를 축적하는 것을 실현할 수 있다.
본 회로에서는, 통상의 플라이백 방식의 스위칭 전원 회로에 비하여, 온 기간에 트랜스포머(T1)에 축적되는 자기에너지가 적어지므로, 오프로 된 순간에 트랜스포머(T1)의 1차 코일(1Np)에 발생하는 역기전력 즉 서지 전압도 작아진다. 스위칭 소자(Q)(FET의 경우, 드레인 소스 사이)에는, 입력 전압과 1차 코일(1Np)에 발생하는 역기전력을 가산한 전압이 인가된다. 따라서, 본 회로에서는, 스위칭 소자(Q)에 요구되는 내압성이 경감되는 동시에, 스너버 회로 등의 처리 용량을 저감할 수 있다. 마찬가지로, 트랜스포머(T1)의 자기 포화 가능성도 작아지는 점에서, 트랜스포머(T1)의 사이즈를 작게 할 수 있다.
(1-2-2) 오프 기간에 있어서의 트랜스포머(T1)의 1차측 및 2차측의 동작
도 1의 (b)에서는, 오프 기간의 주요 전류의 흐름을 실선으로, 부차적인 전류의 흐름을 점선으로 개략적으로 나타내고 있다.
[오프 기간: 1차측]
트랜스포머(T1)의 1차측에서는, 제어 신호(Vg)가 오프로 되면, FETQ도 오프로 되어 스위치가 개방된다. 트랜스포머(T1)의 1차 코일(1Np)의 전류로는 차단되고, 전류가 0으로 된다. 이에 의해 트랜스포머(T1)의 1차 코일(1Np) 및 2차 코일(1Ns)에 각각 역기전력이 발생한다.
[오프 기간: 2차측]
도 2의 (b)의 전위 관계도에 도시한 바와 같이, 오프 기간이 되면, 트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns), 트랜스포머(T2)의 1차 코일(2Np) 및 2차 코일(2Ns)의 각각의 양단 전위 관계가 반전된다. 트랜스포머(T2)의 2차 코일(2Ns)의 타단의 전위가 1차 코일(2Np)의 일단의 전위를 초과하면, 다이오드(D1)가 순방향 바이어스로 되어 도통하고, 도 1의 (b)에 도시한 바와 같이 전류(i4)가 이하의 경로로 흐른다.
·전류(i4): 트랜스포머(T2)의 2차 코일(2Ns)→ 다이오드(D1)→ 트랜스포머(T2)의 1차 코일(2Np)→ 부하(또는 평활 콘덴서(C1))
전류(i4)는, 부하 또는 평활 콘덴서(C1)로 공급된다. 이에 의해, 트랜스포머(T2)에 온 기간에 축적된 자기에너지가, 오프 기간에 전력으로서 출력된다.
다이오드(D1)가 도통하면, 도 1의 (b)에 도시한 바와 같이, 점선으로 나타내는 전류(i5)도 흐른다. 이 전류(i5)는, 전류(i4)와 합류하여 부하 또는 평활 콘덴서(C1)로 공급된다. 이에 의해, 트랜스포머(T1)에 온 기간에 축적된 자기에너지가, 오프 기간에 전력으로서 출력된다. 상술한 바와 같이, 바람직한 설계에 있어서는, 트랜스포머(T1)에 축적된 자기에너지는, 트랜스포머(T2)에 축적된 자기에너지보다도 작기 때문에, 전류(i5)는 전류(i4)에 비하여 작다.
본 회로에 있어서, 오프로 된 순간에 트랜스포머(T1)의 1차 코일(1Np)에 발생하는 역기전력이, 통상의 플라이백 방식의 트랜스포머의 그것에 비하여 작아지는 것은, 이하와 같이도 설명할 수 있다. 도 2의 (b)를 참조하면, 트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns)에 발생하는 역기전력은, 가령 트랜스포머(T2)가 없을 경우에는, 출력 단자간 전압 즉 평활 콘덴서(C1)의 양단 전압에 상당하는 크기로 된다. 이에 대해 본 회로에서는, 트랜스포머(T2)가 있음으로써, 트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns)에 발생하는 역기전력은, 트랜스포머(T2)의 2차 코일(2Ns)의 양단 전압의 분만큼 작아진다. 따라서, 트랜스포머(T1)의 1차 코일(1Np)에 발생하는 역기전력도 작아진다. 예를 들어, 트랜스포머(T1)의 1차 코일(1Np)에 발생하는 역기전력을, 통상의 플라이백 방식의 트랜스포머의 그것에 비하여 1/2 이하로 할 수 있다.
그 결과, 스위칭 소자(Q)에 요구되는 내압성이 경감되는 동시에, 스너버 회로 등의 처리 용량을 저감할 수 있다. 마찬가지로, 트랜스포머(T1)의 자기 포화 가능성도 작아지는 점에서, 트랜스포머(T1)의 사이즈도 작게 할 수 있다.
(2) 제2 실시형태
(2-1) 제2 실시형태의 회로 구성
제2 실시형태는, 제1 실시형태의 변형 형태이다. 도 3은, 본 발명의 절연형 스위칭 전원의 제2 실시형태의 회로 구성예를 개략적으로 도시한 도면으로, (a)는 온 기간의, (b)는 오프 기간의 전류의 흐름을 함께 나타내고 있다.
제2 실시형태의 회로에 있어서도, 스위칭 소자(Q), 트랜스포머(T1), 트랜스포머(T2) 및 제1 정류 요소(다이오드)(D1)의 접속 형태는, 도 1에 도시한 제1 실시형태의 회로와 공통되므로 설명을 생략한다. 정극 출력단(p)과 부극 출력단(n) 사이에 접속된 평활용 제1 콘덴서(이하 "평활 콘덴서"라 한다) (C1)에 대해서도 동일하다.
제2 실시형태의 회로에 관해서는, 주로 제1 실시형태와는 다른 점을 설명한다.
우선, 제2 실시형태에서는, 트랜스포머(T2)의 1차 코일(2Np)의 일단과 부극 출력단(n) 사이에 제2 콘덴서(C2)가 접속되어 있다. 또한, 트랜스포머(T2)의 1차 코일(2Np)의 일단은, 제1 실시형태와 마찬가지로 트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns)의 일단에도 접속되어 있다.
또한, 트랜스포머(T2)의 1차 코일(2Np)의 타단과 정극 출력단 사이에 제2 정류 요소(D2)가 접속되어 있다. 또한, 트랜스포머(T2)의 1차 코일(2Np)의 타단은, 제1 실시형태와 마찬가지로 트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns)의 타단에도 접속되어 있다. 이 제2 정류 요소(D2)는, 트랜스포머(T2)의 1차 코일(2Np)의 타단으로부터 정극 출력단(p)으로 흐르는 전류를 도통시키고, 그와는 역방향의 전류를 차단할 수 있도록 접속되어 있다. 따라서, 제2 정류 요소(D2)가 다이오드일 경우, 다이오드(D2)는, 애노드가 트랜스포머(T2)의 1차 코일(2Np)의 타단에, 캐소드가 정극 출력단(p)에 접속되어 있다.
(2-2) 제2 실시형태의 동작 설명
도 3 및 도 4를 참조하여 제2 실시형태의 동작을 설명한다. 도3의 (a) 및 (b)는, 각각 온 기간 및 오프 기간에 있어서의 전류의 흐름을 실선 또는 점선으로 개략적으로 나타내고 있다(화살표는 전류의 방향을 나타낸다). 도4의 (a) 및 (b)는, 각각 온 기간 및 오프 기간에 있어서의 트랜스포머(T1)의 2차측의 각 구성 요소의 전위 관계의 일례를 모식적으로 도시하는 도면이다.
또한, 본 회로의 시동 시 및 정지 시의 과도적 동작은 예외로 하고, 본 회로가 정상 상태에 있는 경우의 동작에 대하여 설명한다. 정상 상태에서는, 평활 콘덴서(C1) 및 제2 콘덴서(C2)는, 리플적인 변동을 제외하고 대략 일정한 양단 전압으로 충전되어 있다.
(2-2-1) 온 기간에 있어서의 트랜스포머(T1)의 1차측 및 2차측의 동작
[온 기간: 1차측]
트랜스포머(T1)의 1차측에서는, 온 기간에 제어 신호(Vg)가 온으로 되면, FETQ가 온으로 되어 전류로가 도통된다. 트랜스포머(T1)의 1차 코일(1Np)에는, 도3의 (a)에 도시한 바와 같이 입력 전압에 의한 입력 전류(i1)가 이하의 경로로 흐른다.
· 입력 전류(i1): 입력단(1)→트랜스포머(T1)의 1차 코일(1Np)→FETQ → 입력단(2)
[온 기간: 2차측]
도3의 (a)에 도시한 바와 같이, 트랜스포머(T1)의 1차 코일(1Np)에 입력 전류(i1)가 흐름으로써, 2차 코일(1Ns)에 기전력이 발생하고, 이하의 경로로 전류(i2)가 흐른다.
·전류(i2): 트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns)→트랜스포머(T2)의 1차 코일(2Np)
여기서, 도4의 (a)의 전위 관계도에 도시한 바와 같이, 트랜스포머(T2)의 1차 코일(2Np)과 트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns)은 병렬이므로 양단 전압은 동일한 크기이다. 트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns) 및 트랜스포머(T2)의 1차 코일(2Np)의 타단의 전위는, 평활 콘덴서(C1)의 플러스측 전위보다도 낮지만, 제2 다이오드(D2)가 역방향 바이어스로 되어 차단되므로, 평활 콘덴서(C1)로부터 트랜스포머(T1) 및 트랜스포머(T2)에 전류가 흐르는 일은 없다.
당연히 트랜스포머(T1) 및 트랜스포머(T2)로부터 플러스측 출력단(p)으로의 출력 전류도 흐르지 않는다. 온 기간에는, 부하에 대해서는, 평활 콘덴서(C1)로부터의 방전 전류(i3)가 공급된다.
트랜스포머(T2)에 있어서는, 1차 코일(2Np)에 전류(i2)가 흐름으로써, 2차 코일(2Ns)에 기전력이 발생한다. 그러나, 다이오드(D1)가 역방향 바이어스로 되어 차단되므로, 트랜스포머(T2)의 2차 코일(2Ns)에는 전류가 흐르지 않는다. 트랜스포머(T2)는, 1차 코일(2Np)에 흐르는 전류(i2)에 의해 여자되어 자기에너지가 축적된다. 이와 같이, 온 기간에 트랜스포머(T2)에 자기에너지가 축적된다.
또한, 도4의 (a)에 도시한 바와 같이, 트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns) 및 트랜스포머(T2)의 1차 코일(2Np)의 일단의 전위는, 제2 콘덴서(C2)를 설치함으로써, 도2의 (a)에 나타낸 제1 실시형태의 경우에 비하여 안정된다. 이것은, 콘덴서의 특성으로서, 양단 전압이 변동되기 어렵기 때문이다.
제2 실시형태에 있어서의 온 기간의 전류의 흐름은, 제1 실시형태와 같다. 제2 실시형태에 있어서도, 트랜스포머(T1)보다도 트랜스포머(T2) 쪽에 의해 큰 자기에너지를 축적시키는 것이 바람직하다.
여기서, 도 1의 제1 실시형태의 회로와 도 3의 제2 실시형태의 회로의 다른 점에 대하여 보충 설명한다. 상기 제1, 제2 실시형태의 회로 모두, 트랜스포머(T1)와 트랜스포머(T2)의 각 코일에 각각 인가되어야 할 전압의 배분을 고려하여 적절하게 설계하는 것이 필요해진다. 제2 콘덴서(C2)를 설치하지 않는 제1 실시형태의 회로의 경우, 트랜스포머(T1)와 트랜스포머(T2)의 각각의 설계에 정확성이 요구된다. 이에 대하여 제2 실시형태의 회로에서는 제2 콘덴서(C2)를 설치함으로써, 콘덴서의 특성으로서 제2 콘덴서(C2)의 양단 전압이 안정되어 있는 점에서, 제1 실시형태의 회로에 비하여 각 트랜스포머의 설계에 정확성이 요구되지 않아, 설계가 용이해진다.
(2-2-2) 오프 기간에 있어서의 트랜스포머(T1)의 1차측 및 2차측의 동작의 상세
도 3의 (b)에서는, 오프 기간의 주요 전류의 흐름을 실선으로, 부차적인 전류의 흐름을 점선으로 개략적으로 나타내고 있다(화살표는, 전류의 방향을 나타낸다).
[오프 기간: 1차측]
트랜스포머(T1)의 1차측에서는, 제어 신호(Vg)가 오프로 되면, FETQ도 오프로 되어 스위치가 개방된다. 트랜스포머(T1)의 1차 코일(1Np)의 전류로는 차단되고, 전류가 0으로 된다. 이에 의해 트랜스포머(T1)의 1차 코일(1Np) 및 2차 코일(1Ns)에 각각 역기전력이 발생한다.
[오프 기간: 2차측]
도 4의 (b)에 도시한 바와 같이, 오프 기간이 되면, 트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns), 트랜스포머(T2)의 1차 코일(2Np) 및 2차 코일(2Ns)의 각각의 양단 전위 관계가 반전된다. 트랜스포머(T2)의 2차 코일(2Ns)의 타단의 전위가 콘덴서(C2)의 전위를 초과하면, 제1 다이오드(D1)는 순방향 바이어스로 되어 도통하고, 이하의 경로로 전류(i6)가 흘러서 콘덴서(C2)를 충전한다.
·전류(i6): 트랜스포머(T2)의 2차 코일(2Ns)→다이오드(D1)→ 콘덴서(C2)(충전 전류)
또한, 트랜스포머(T2)의 1차 코일(2Np)의 타단의 전위가 평활 콘덴서(C1)의 플러스측 전위를 초과하면, 제2 다이오드(D2)가 순방향 바이어스로 되어 도통된다. 그 결과, 도 3의 (b)에 도시한 바와 같이 전류(i4, i5 및 i7, i8)가 이하의 경로로 흐른다.
·전류(i4): 트랜스포머(T2)의 2차 코일(2Ns)→다이오드(D1)→트랜스포머 (T2)의 1차 코일(2Np)→ 다이오드(D2)→ 부하(또는 평활 콘덴서(C1))
·전류(i5): 트랜스포머(T2)의 2차 코일(2Ns)→ 다이오드(D1)→ 트랜스포머(T1)의 2차다음 코일(1Ns)→다이오드(D2)→부하(또는 평활 콘덴서(C1))
·전류(i7): 콘덴서(C2)(방전 전류)→트랜스포머(T2)의 1차 코일(2Np)→ 다이오드(D2)→ 부하(또는 평활 콘덴서(C1))
·전류(i8): 콘덴서(C2)(방전 전류)→트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns)→ 다이오드(D2)→ 부하(또는 평활 콘덴서(C1))
전류(i4, i5 및 i7, i8)는, 부하 또는 평활 콘덴서(C1)로 공급된다. 온 기간에 트랜스포머(T2, T1)에 각각 축적된 자기에너지는, 오프 기간에 전류(i4, i5)에 의해 전력으로서 출력된다. 상술한 바와 같이, 바람직한 설계에 있어서는, 트랜스포머(T1)에 축적된 자기에너지는, 트랜스포머(T2)에 축적된 자기에너지보다도 작기 때문에, 전류(i5)는 전류(i4)에 비하여 작다.
또한, 온 기간에 콘덴서(C2)에 축적된 전하는, 오프 기간에 전류(i7 및 i8)로서 방전된다. 기본적으로, 제2 콘덴서(C2)의 양단 전압은 크게 변동하지 않는다.
제2 실시형태에 있어서도, 트랜스포머(T2)가 존재하는 것에 의한 효과는, 상술한 제1 실시형태와 같다.
또한 제2 실시형태에서는, 제2 콘덴서(C2)를 설치함으로써, 도 4의 (b)에 나타내는 오프 기간에 있어서도, 트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns)의 일단 및 트랜스포머(T2)의 1차 코일(2Np)의 일단 및 2차 코일(2Ns)의 타단의 전위가 안정된다. 이것은, 제2 콘덴서(C2)의 양단 전압이 안정되기 때문이다. 이 경우, 트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns)에 발생하는 역기전력은, 제2 콘덴서(C2)의 양단 전압(트랜스포머(T2)의 2차 코일(2Ns)의 양단 전압과 같다)의 분만큼 작아진다고도 할 수 있다.
(3) 제3 실시형태
(3-1) 제3 실시형태의 회로 구성
도 5는, 본 발명의 절연형 스위칭 전원의 제3 실시형태의 회로 구성예를 개략적으로 도시한 도면으로, (a)는 온 기간의, (b)는 오프 기간의 전류의 흐름을 함께 나타내고 있다.
도 5의 (a)를 참조하여, 제3 실시형태의 회로 구성을 설명한다. 본 발명의 스위칭 전원은, 제1 트랜스포머(T1) 및 제2 트랜스포머(T2A)를 갖는다. 본 회로는, 제1 트랜스포머(T1)에 의해 입력측과 출력측을 전기적으로 절연하는 절연형 스위칭 전원이다. 트랜스포머(T1)는 1차 코일(1Np)과 2차 코일(1Ns)을 구비한다. 트랜스포머(T2A)는 1차 코일(2Np)과 2차 코일(2Ns)을 구비한다.
트랜스포머(T1)는, 1차 코일(1Np)과 2차 코일(1Ns)의 극성이 역방향이며, 일반적인 플라이백 방식의 트랜스포머와 같다. 트랜스포머(T1)는, 1차 코일(1Np)과 2차 코일(1Ns)의 결합도를 가능한 한 높게 하는, 즉 강한 결합으로 하는 것이 바람직하다.
한편, 트랜스포머(T2A)는, 1차 코일(2Np)과 2차 코일(2Ns)의 극성이 동일한 방향이며, 일반적인 포워드 방식의 트랜스포머와 같다. 트랜스포머(T2A)는, 1차 코일(2Np)과 2차 코일(2Ns)의 결합도를 낮게 하는, 즉 느슨한 결합(loose coupling)으로 하는 것이 필요하지만, 이에 대해서는 후술한다.
입력 전압은, 입력단(1)과 입력단(2)으로 이루어지는 한 쌍의 단자 사이에 인가된다. 트랜스포머(T1)의 1차 코일(1Np)의 일단은, 입력단(1)에 접속되어 있다. 여기에서는, 입력단(2)이 입력측 기준 전위단이다.
트랜스포머(T1)의 1차 코일(1Np)의 타단에는, 스위칭 소자(Q)의 일단이 접속되어 있다. 스위칭 소자(Q)의 타단은, 입력단(2)에 접속되어 있다. 스위칭 소자(Q)는 제어단을 구비하고, 제어단은, 1차 코일(1Np)의 타단과 입력단(2) 사이의 전류로를 도통 또는 차단하도록 온/오프 제어된다.
스위칭 소자(Q)의 제어단은, 제어 신호(Vg)에 의해 제어된다. 제어 신호(Vg)는, 예를 들어 소정의 주파수 및 듀티비의 펄스 파형을 갖는 PWM 신호이다. 도시한 예에서는, 스위칭 소자(Q)가 ｎ채널형 MOSFET(이하 "FETQ"이라 한다)이며, 일단이 드레인, 타단이 소스, 제어단이 게이트이다. 이 경우, 제어 신호(Vg)는 전압신호이다.
또한, FET 이외의 스위칭 소자로서, 예를 들어 IGBT 또는 바이폴라 트랜지스터를 사용할 수도 있다.
트랜스포머(T1)의 2차측에는, 직류 전압이 출력되는 한 쌍의 출력단인 정극 출력단(p)과 부극 출력단(n)이 설치되어 있다. 여기에서는, 부극 출력단(n)이 2차측 기준 전위단이다. 정극 출력단(p)과 부극 출력단(n) 사이에 접속된 부하(도시하지 않음)에 출력 전압이 인가되고, 출력 전류가 흐른다.
트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns)에 대하여 병렬로, 제2 트랜스포머(T2A)의 1차 코일(2Np)이 접속되어 있다. 이 경우, 트랜스포머(T2A)의 1차 코일(2Np)의 일단 및 타단이 트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns)의 일단 및 타단에 각각 접속되어 있다. 즉, 양쪽의 코일 권취 시단끼리 및 권취 종단끼리가 접속되어 있다.
상술한 바와 같이, 트랜스포머(T2A)에 있어서는, 1차 코일(2Np)과 2차 코일(2Ns)의 결합도를 낮게 설정하여, 느슨한 결합(loose coupling)으로 한다. 이것은, 후술하는 제2 콘덴서(C2)에 돌입 전류가 유입되는 것을 피하기 위해서이다. 1차 코일(2Np)과 2차 코일(2Ns)을 느슨한 결합(loose coupling)으로 하기 위해서는, 트랜스포머(T2A)가 누설 인덕턴스(누설 자속)를 갖도록 구성한다. 구체적으로는, 예를 들어 코어의 형상, 코어에 대한 각 코일의 배치 및/또는 코일끼리의 상대적 배치 등을 적절히 설계한다.
또한, 트랜스포머(T2A)에 대해서는, 그 1차 코일(2Np)의 일단과 2차 코일(2Ns)의 일단 사이에 제1 정류 요소(D1)가 접속되어 있다. 제1 정류 요소(D1)는, 2차 코일(2Ns)의 일단으로부터 1차 코일(2Np)의 일단으로 흐르는 전류를 도통시키고, 그와는 역방향의 전류를 차단할 수 있도록 접속되어 있다. 따라서, 제1 정류 요소(D1)가 예를 들어 다이오드일 경우, 다이오드(D1)는, 애노드가 2차 코일(2Ns)의 일단에, 캐소드가 1차 코일(2Np)의 일단에 접속되어 있다. 트랜스포머(T2A)의 2차 코일(2Ns)의 타단은, 부극 출력단(n)에 접속되어 있다.
또한, 트랜스포머(T2A)의 1차 코일(2Np)의 타단과 정극 출력단 사이에 제2 정류 요소(D2)가 접속되어 있다. 이 제2 정류 요소(D2)는, 트랜스포머(T2A)의 1차 코일(2Np)의 타단으로부터 정극 출력단(p)으로 흐르는 전류를 도통시키고, 그와는 역방향의 전류를 차단할 수 있도록 접속되어 있다. 따라서, 제2 정류 요소(D2)가 다이오드일 경우, 다이오드(D2)는, 애노드가 트랜스포머(T2A)의 1차 코일(2Np)의 타단에, 캐소드가 정극 출력단(p)에 접속되어 있다.
또한, 정극 출력단(p)과 부극 출력단(n) 사이에는, 평활용 제1 콘덴서(이하 "평활 콘덴서"라 한다) (C1)가 접속되어 있다.
또한, 트랜스포머(T2A)의 1차 코일(2Np)의 일단과 부극 출력단(n) 사이에 제2 콘덴서(C2)가 접속되어 있다.
(3-2) 제3 실시형태의 동작 설명
도 5 및 도 6을 참조하여 제3 실시형태의 동작을 설명한다. 도 5의 (a) 및 (b)는, 각각 온 기간 및 오프 기간에 있어서의 전류의 흐름을 실선 또는 점선으로 개략적으로 나타내고 있다(화살표는 전류의 방향을 나타낸다). 도 6의 (a) 및 (b)는, 각각 온 기간 및 오프 기간에 있어서의 트랜스포머(T1)의 2차측의 각 구성 요소의 전위 관계의 일례를 모식적으로 도시하는 도면이다.
또한, 본 회로의 시동 시 및 정지 시의 과도적 동작은 예외로 하고, 본 회로가 정상 상태에 있는 경우의 동작에 대하여 설명한다. 정상 상태에서는, 평활 콘덴서(C1)는, 리플적인 변동을 제외하고 대략 일정한 양단 전압으로 충전되어 있다.
(3-2-1) 온 기간에 있어서의 트랜스포머(T1)의 1차측 및 2차측의 동작
[온 기간: 1차측]
트랜스포머(T1)의 1차측에서는, 온 기간에 제어 신호(Vg)가 온으로 되면, FETQ가 온으로 되어 전류로가 도통된다. 트랜스포머(T1)의 1차 코일(1Np)에는, 도 5의 (a)에 도시한 바와 같이 입력 전압에 의한 입력 전류(i1)가 이하의 경로로 흐른다.
· 입력 전류(i1): 입력단(1)→트랜스포머(T1)의 1차 코일(1Np)→FETQ → 입력단(2)
[온 기간: 2차측]
도 5의 (a)에 도시한 바와 같이, 트랜스포머(T1)의 1차 코일(1Np)에 입력 전류(i1)가 흐름으로써, 2차 코일(1Ns)에 기전력이 발생하고, 이하의 경로로 전류(i2)가 흐른다.
·전류(i2): 트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns)→트랜스포머(T2A)의 1차 코일(2Np)
여기서, 도 6의 (a)의 전위 관계도에 도시한 바와 같이, 트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns)과 트랜스포머(T2A)의 1차 코일(2Np)은 병렬이므로 양단 전압은 동일한 크기이다. 트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns) 및 트랜스포머(T2A)의 1차 코일(2Np)의 타단의 전위는, 평활 콘덴서(C1)의 플러스측 전위보다도 낮지만, 제2 다이오드(D2)가 역방향 바이어스로 되어 차단되므로, 평활 콘덴서(C1)로부터 트랜스포머(T1 및 T2A)에 전류가 흐르는 일은 없다.
당연히 트랜스포머(T1) 및 트랜스포머(T2A)로부터 플러스측 출력단(p)으로의 출력 전류도 흐르지 않는다. 온 기간에는, 부하에 대해서는, 평활 콘덴서(C1)로부터의 방전 전류(i3)가 공급된다.
트랜스포머(T2A)에 있어서는, 1차 코일(2Np)에 전류(i2)가 흐름으로써, 2차 코일(2Ns)에 기전력이 발생한다. 2차 코일(2Ns)의 일단의 전위가 제2 콘덴서(C2)의 플러스측 전위를 초과하면, 제1 다이오드(D1)가 순방향 바이어스로 되어 도통하고, 도 6의 (a)에 도시한 바와 같이 이하의 경로로 전류(i6)가 흐른다.
·전류(i6): 트랜스포머(T2A)의 2차 코일(2Ns)→ 제1 다이오드(D1)→ 제2 콘덴서(C2)
전류(i6)가 흐름으로써 제2 콘덴서(C2)가 충전된다. 트랜스포머(T2A)는, 누설 인덕턴스를 설치하여 결합도를 낮게 설정하고 있기 때문에, 제2 콘덴서(C2)를 손상시키는 것과 같은 큰 돌입 전류가 흐르는 것을 피할 수 있다. 트랜스포머(T2A)의 결합도가 작기 때문에, 1차 코일(2Np)에 전류(i2)가 흘렀을 때의 2차 코일(2Ns)에 흐르는 전류(i6)의 변화가 완만해지기 때문이다.
한편, 트랜스포머(T2A)에 있어서도, 1차 코일(2Np)에 흐르는 전류(i2)에 의해 여자되고, 소정의 자기에너지가 축적된다. 이와 같이, 온 기간에는, 제2 콘덴서(C2)에 전기 에너지가 축적되는 동시에, 트랜스포머(T2A)에 자기에너지가 축적된다. 단, 본 회로에서는, 2차 코일2Np에 전류(i6)가 흐르므로, 트랜스포머(T2A)에 축적되는 자기에너지는, 제1 및 제2 실시형태의 트랜스포머(T2)에 축적되는 자기에너지보다도 작다.
또한, 통상의 플라이백 방식의 트랜스포머와 마찬가지로, 트랜스포머(T1)도, 1차 코일(1Np)에 흐르는 전류(i1)에 의해 여자되고, 온 기간에 소정의 자기에너지가 축적된다. 그러나, 본 회로에서는, 2차 코일(1Ns)에 전류(i2)가 흐르므로, 통상의 플라이백 방식의 트랜스포머에 비하여 트랜스포머(T1)에 축적되는 자기에너지는 작아진다. 그 저감분의 자기에너지는, 제2 콘덴서(C2)의 전기 에너지 및 트랜스포머(T2A)의 자기에너지로서 축적되게 된다.
온 기간에 있어서 본 회로에서는, 트랜스포머(T1)보다도, 2차측에 외장된 제2 콘덴서(C2) 및 트랜스포머(T2A) 쪽에 보다 큰 에너지를 각각 축적시키는 것이 바람직하다. 특히, 제2 콘덴서(C2)에 큰 전기 에너지를 축적시키는 것이 바람직하다.
본 회로에서는, 통상의 플라이백 방식의 트랜스포머에 비하여, 온 기간에 트랜스포머(T1)에 자기에너지가 축적되는 정도가 적으므로, 오프로 된 순간에 트랜스포머(T1)의 1차 코일(1Np)에 발생하는 역기전력 즉 서지 전압도 작아진다. 그 결과, 스위칭 소자(Q)에 요구되는 내압성이 경감되는 동시에, 스너버 회로 등의 처리 용량을 저감할 수 있다. 마찬가지로, 트랜스포머(T1)의 자기 포화 가능성도 작아지는 점에서, 트랜스포머(T1)의 사이즈도 작게 할 수 있다.
(3-2-2) 오프 기간에 있어서의 트랜스포머(T1)의 1차측 및 2차측의 동작
도 5의 (b)에서는, 오프 기간의 주요 전류의 흐름을 실선으로, 부차적인 전류의 흐름을 점선으로 개략적으로 나타내고 있다.
[오프 기간: 1차측]
트랜스포머(T1)의 1차측에서는, 제어 신호(Vg)가 오프로 되면, FETQ도 오프로 되어 스위치가 개방된다. 트랜스포머(T1)의 1차 코일(1Np)의 전류로는 차단되고, 전류가 0으로 된다. 이에 의해 트랜스포머(T1)의 1차 코일(1Np) 및 2차 코일(1Ns)에 각각 역기전력이 발생한다.
[오프 기간: 2차측]
도 6의 (b)의 전위 관계도에 도시한 바와 같이, 오프 기간이 되면, 트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns), 트랜스포머(T2A)의 1차 코일(2Np) 및 2차 코일(2Ns)의 각각의 양단 전위 관계가 반전된다. 이에 의해 제1 다이오드(D1)는 역방향 바이어스로 되어 차단된다.
트랜스포머(T2A)의 1차 코일(2Np)의 타단의 전위가 평활 콘덴서(C1)의 플러스측 전위를 초과하면, 제2 다이오드(D2)가 순방향 바이어스로 되어 도통하고, 도 5의 (b)에 도시한 바와 같이 전류(i7)가 이하의 경로로 흐른다.
전류(i7): 제2 콘덴서(C2)→트랜스포머(T2A)의 1차 코일(2Np)→ 제2 다이오드(D2)→ 부하(또는 평활 콘덴서(C1))
전류(i7)는, 부하 또는 평활 콘덴서(C1)로 공급된다. 이에 의해, 온 기간에 제2 콘덴서(C2)에 축적된 전기 에너지 및 트랜스포머(T2A)에 축적된 자기에너지가, 오프 기간에 전력으로서 출력된다. 본 회로에서는, 제2 콘덴서(C2)에 큰 전기 에너지를 축적할 수 있으므로, 전력의 전달 효율을 향상시킬 수 있다.
제2 다이오드(D2)가 도통하면, 도 5의 (b)에 도시한 바와 같이, 점선으로 나타내는 전류(i8)도 흐른다. 이 전류(i8)는, 전류(i7)와 합류하여 부하 또는 평활 콘덴서(C1)로 공급된다. 이에 의해, 온 기간에 트랜스포머(T1)에 축적된 자기에너지가, 오프 기간에 전력으로서 출력된다. 전류(i8)는 전류(i7)에 비하여 작다. 전류(i7) 및 전류(i8)가 흐름으로써 제2 콘덴서(C2)는 방전된다.
본 회로에 있어서, 오프로 된 순간에 트랜스포머(T1)의 1차 코일(1Np)에 발생하는 역기전력이, 통상의 플라이백 방식의 트랜스포머에 비하여 작아지는 것은, 이하와 같이도 설명할 수 있다. 도 6의 (b)을 참조하면, 트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns)에 발생하는 역기전력은, 가령 제2 콘덴서(C2)가 없을 경우에는, 출력 단자간 전압 즉 평활 콘덴서(C1)의 양단 전압에 상당하는 크기로 된다. 이에 대해 본 회로에서는, 제2 콘덴서(C2)가 있음으로써, 트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns)에 발생하는 역기전력은, 제2 콘덴서(C2)의 양단 전압의 분만큼 작아진다. 따라서, 트랜스포머(T1)의 1차 코일(1Np)에 발생하는 역기전력도 작아진다. 예를 들어, 트랜스포머(T1)의 1차 코일(1Np)에 발생하는 역기전력을, 통상의 플라이백 방식의 트랜스포머의 그것에 비하여 1/2 이하로 할 수 있다.
그 결과, 스위칭 소자(Q)에 요구되는 내압성이 경감되는 동시에, 스너버 회로 등의 처리 용량을 저감할 수 있다. 마찬가지로, 트랜스포머(T1)의 자기 포화 가능성도 작아지는 점에서, 트랜스포머(T1)의 사이즈도 작게 할 수 있다.
(4) 제4 실시형태
도 7은, 본 발명의 제4 실시형태의 회로 구성예를 도시하는 도면이다. 제4 실시형태는, 제3 실시형태의 변형 형태이다.
제4 실시형태에서는, 제3 실시형태에 있어서의 결합도가 낮은 트랜스포머(T2A) 대신에, 결합도가 높은 트랜스포머(T2B)와, 그 1차 코일(2Np)에 직렬로 접속된 초크 코일(L)을 갖는다. 도시한 예에서는, 초크 코일(L)이, 1차 코일(2Np)의 타단과 트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns)의 타단(다이오드(D2)의 애노드) 사이에 접속되어 있다. 다른 예에서는, 초크 코일(L)은, 1차 코일(2Np)의 일단과 제2 콘덴서(C2)의 플러스측(다이오드(D1)의 캐소드) 사이에 접속되어도 좋다. 또한 다른 예로서, 초크 코일(L)은, 2차 코일(2Ns)의 일단측 또는 타단측에 직렬로 접속되어도 좋다.
결합도가 높은 강한 결합 트랜스포머의 코일에 초크 코일을 직렬 접속한 구성은, 결합도가 낮은 느슨한 결합(loose coupling) 트랜스포머와 등가이다. 따라서, 트랜스포머(T2B)의 1차 코일(2Np)에 전류가 흘렀을 때에, 2차 코일(2Ns)에 흐르는 전류의 변화가 완만해지는 작용은, 제3 실시형태의 트랜스포머(T2A)와 같다.
(5) 본 발명의 동작 및 효과의 정리
본 발명의 스위칭 전원의 일 형태는, 플라이백 방식의 제1 트랜스포머 외에, 제1 트랜스포머의 2차측에 접속한 플라이백 방식의 제2 트랜스포머를 갖는 구성(제1 및 제2 실시형태)에 의해, 온 기간에는, 제2 트랜스포머에 자기에너지를 축적시킴으로써, 제1 트랜스포머에 축적되는 자기에너지를 일반적인 플라이백 방식의 전원에 비하여 작게 할 수 있다. 이 결과, 제1 트랜스포머에 오프 시에 발생하는 역기전력을 작게 할 수 있고, 그 결과, 스위칭 소자에 요구되는 내압성을 경감할 수 있고, 스너버 회로 등의 처리 용량을 저감할 수 있다. 트랜스포머(T1)의 자기 포화 가능성도 작아지는 점에서, 트랜스포머(T1)의 사이즈도 작게 할 수 있다.
본 발명의 스위칭 전원의 다른 형태는, 플라이백 방식의 제1 트랜스포머 외에, 제1 트랜스포머의 2차측에 접속한 포워드 방식의 제2 트랜스포머 및 제2 콘덴서(제1 콘덴서는 평활 콘덴서)를 갖는 구성(제3 및 제4 실시형태)에 의해, 온 기간에는, 제2 트랜스포머에 자기에너지를 축적 시키는 동시에 제2 콘덴서에 전기 에너지를 축적시킴으로써, 제1 트랜스포머에 축적되는 자기에너지를 일반적인 플라이백 방식의 전원에 비하여 작게 할 수 있다. 이 결과, 제1 트랜스포머에 오프 시에 발생하는 역기전력을 작게 할 수 있고, 그 결과, 스위칭 소자에 요구되는 내압성을 경감할 수 있고, 스너버 회로 등의 처리 용량을 저감할 수 있다. 트랜스포머(T1)의 자기 포화 가능성도 작아지는 점에서, 트랜스포머(T1)의 사이즈도 작게 할 수 있다. 또한, 제2 콘덴서에 전기 에너지를 축적함으로써, 전력의 전달 효율을 향상시킬 수 있다.
1: 입력단
2: 입력단(입력측 기준단)
P: 정극 출력단
N: 부극 출력단(출력측 기준 전위)
T1, T2, T2A, T2B: 트랜스포머
1Np, 2Np: 1차 코일
1Ns 2Ns: 2차 코일
Q: 스위칭 소자(FET)
D1, D2: 정류 요소(다이오드)
C1: 제1 콘덴서(평활 콘덴서)
C2: 제2 콘덴서

Claims (4)

  1. (a) 서로 극성이 역방향인 1차 코일(1Np)과 2차 코일(1Ns)을 구비하고 또한 상기 1차 코일(1Np)에 입력 전압이 인가되는 제1 트랜스포머(T1)와,
    (b) 상기 제1 트랜스포머(T1)의 1차 코일(1Np)을 포함하는 전류로를 도통 또는 차단하도록 제어 신호에 의해 온/오프 제어되는 스위칭 소자(Q)와,
    (c) 서로 극성이 역방향인 1차 코일(2Np)과 2차 코일(2Ns)을 구비하고, 상기 1차 코일(2Np)의 일단 및 타단이 상기 제1 트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns)의 일단 및 타단과 각각 접속되는 동시에, 상기 1차 코일(2Np)의 타단이 정극 출력단(p)과 접속되고 또한 상기 2차 코일(2Ns)의 일단이 부극 출력단(n)과 접속된 제2 트랜스포머(T2)와,
    (d) 상기 제2 트랜스포머(T2)의 2차 코일(2Ns)의 타단으로부터 1차 코일(2Np)의 일단으로 흐르는 전류를 도통시키고 또한 그 역방향의 전류를 차단하도록 접속된 제1 정류 요소(D1)와,
    (e) 상기 정극 출력단(p)과 상기 부극 출력단(n) 사이에 접속된 제1 콘덴서(C1)를 갖는 것을 특징으로 하는, 절연형 스위칭 전원.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제2 트랜스포머(T2)의 1차 코일(2Np)의 일단과 상기 부극 출력단(n) 사이에 접속된 제2 콘덴서(C2)와,
    상기 제2 트랜스포머(T2)의 1차 코일(2Np)의 타단과 상기 정극 출력단(p) 사이에 삽입된 제2 정류 요소(D2)이며, 상기 1차 코일(2Np)의 타단으로부터 상기 정극 출력단(p)으로 흐르는 전류를 도통시키고 또한 그 역방향의 전류를 차단하도록 접속된 상기 제2 정류 요소(D2)를 더 갖는 것을 특징으로 하는, 절연형 스위칭 전원.
  3. (a) 서로 극성이 역방향인 1차 코일(1Np)과 2차 코일(1Ns)을 구비하고, 상기 1차 코일(1Np)에 입력 전압이 인가되는 제1 트랜스포머(T1)와,
    (b) 상기 제1 트랜스포머(T1)의 1차 코일(1Np)을 포함하는 전류로를 도통 또는 차단하도록 제어 신호에 의해 온/오프 제어되는 스위칭 소자(Q)와,
    (c) 서로 극성이 동일한 방향이고 또한 느슨한 결합(loose coupling)의 1차 코일(2Np)과 2차 코일(2Ns)을 구비하고, 상기 1차 코일(2Np)의 일단 및 타단이 상기 제1 트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns)의 일단 및 타단과 각각 접속되는 동시에, 상기 2차 코일(2Ns)의 타단이 부극 출력단(n)과 접속된 제2 트랜스포머(T2A)와,
    (d) 상기 제2 트랜스포머(T2A)의 2차 코일(2Ns)의 일단으로부터 1차 코일(2Np)의 일단으로 흐르는 전류를 도통시키고 또한 그 역방향의 전류를 차단하도록 접속된 제1 정류 요소(D1)와,
    (e) 상기 제2 트랜스포머(T2A)의 1차 코일(2NP)의 타단으로부터 상기 정극 출력단(p)으로 흐르는 전류를 도통시키고 또한 그 역방향의 전류를 차단하도록 접속된 제2 정류 요소(D2)와,
    (f) 상기 정극 출력단(p)과 상기 부극 출력단(n) 사이에 접속된 제1 콘덴서(C1)와,
    (g) 상기 제2 트랜스포머(T2A)의 1차 코일(2NP)의 일단과 상기 부극 출력단(n) 사이에 접속된 제2 콘덴서(C2)를 갖는 것을 특징으로 하는, 절연형 스위칭 전원.
  4. 제3항에 있어서,
    제2 트랜스포머(T2A) 대신에,
    서로 극성이 동일한 방향이고 또한 강한 결합의 1차 코일(2Np)과 2차 코일(2Ns)을 구비하고, 상기 1차 코일(2Np)의 일단 및 타단이 상기 제1 트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns)의 일단 및 타단과 각각 접속되는 동시에, 상기 2차 코일(2Ns)의 타단이 부극 출력단(n)과 접속된 트랜스포머(T2B)와, 상기 트랜스포머(T2B)의 1차 코일(2Np)과 직렬로 접속된 초크 코일(L)을 갖는 것을 특징으로 하는, 절연형 스위칭 전원.
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