JP2019071746A - 絶縁型スイッチング電源 - Google Patents

Abstract

【課題】フライバック方式の絶縁型スイッチング電源において、スイッチング素子のオフ時にトランスの一次コイルに発生する逆起電力を抑制する。【解決手段】極性が逆向きの一次コイル1Npと二次コイル1Nsを具備し入力電圧が印加されスイッチング素子QによりスイッチングされるトランスT1と、極性が逆向きの一次コイル2Npと二次コイル2Nsを具備し、一次コイル2Npの一端及び他端がトランスT1の二次コイル1Nsの一端及び他端とそれぞれ接続され、一次コイル2Npの他端が正極出力端pと接続されかつ二次コイル2Nsの一端が負極出力端nと接続されたトランスT2と、トランスT2の二次コイル2Nsの他端から一次コイル2Npの一端へ流れる電流を導通させかつその逆向きの電流を遮断するように接続された整流要素D1と、出力端p、nの間に接続されたコンデンサC1と、を有する。【選択図】図１

Description

本発明は、サージ電圧を抑制することができるフライバック方式の絶縁型スイッチング電源に関する。

トランスを用いて入力側と出力側を絶縁する絶縁型スイッチング電源が知られている。入力が交流電圧の場合は、一般的には、ＡＣ／ＤＣ変換回路の後にＤＣ／ＤＣコンバータが配置されている（特許文献１〜５）。入力が直流電圧の場合は、直接ＤＣ／ＤＣコンバータに入力される。スイッチング電源の代表的方式として、フライバック方式とフォワード方式がある。

フライバック方式のスイッチング電源では、スイッチング素子のオン期間にフライバック用トランスの一次コイルに電流が流れるが、トランスの二次コイルに接続されたダイオードがオフであるために二次側には電流が流れず、トランスに磁気エネルギーが蓄積される。スイッチング素子のオフ期間には、トランスに蓄積された磁気エネルギーがダイオードを通じて二次側に電力として出力される。

特開平７−３１１５０号公報 特開平８−３３１８６０号公報 特開２００２−１０６３２号公報 特開２００５−２１８２２４号公報 特開２００７−３７２９７号公報

フライバック方式のスイッチング電源においては、スイッチング素子がオフになった瞬間にトランスの一次コイルに高い逆起電力（本明細書における「起電力」及び「逆起電力」は電圧の意味で用いる）すなわちサージ電圧が発生してスイッチング素子に印加される。このため、高耐圧のスイッチング素子を用いたり、逆起電力を処理するためのスナバ回路等を設けたりすることが必要であった。

以上の問題点に鑑み本発明の目的は、フライバック方式の絶縁型スイッチング電源において、スイッチング素子のオフ時にトランスの一次コイルに発生する逆起電力を抑制し、スイッチング素子に要求される耐圧性を軽減することである。

上記の目的を達成するべく、本発明のスイッチング電源の一態様は、以下の構成を有する。
（ａ）互いに極性が逆向きの一次コイルと二次コイルを具備しかつ該一次コイルに入力電圧が印加される第１のトランスと、
（ｂ）前記第１のトランスの一次コイルを含む電流路を導通又は遮断するように制御信号によりオンオフ制御されるスイッチング素子と、
（ｃ）互いに極性が逆向きの一次コイルと二次コイルを具備し、該一次コイルの一端及び他端が前記第１のトランスの二次コイルの一端及び他端とそれぞれ接続されると共に、該一次コイルの他端が正極出力端と接続されかつ該二次コイルの一端が負極出力端と接続された第２のトランスと、
（ｄ）前記第２のトランスの二次コイルの他端から一次コイルの一端へ流れる電流を導通させかつその逆向きの電流を遮断するように接続された第１の整流要素と、
（ｅ）前記正極出力端と前記負極出力端の間に接続された第１のコンデンサと、を有することを特徴とする。
上記態様において、前記第２のトランスの一次コイルの一端と前記負極出力端の間に接続された第２のコンデンサと、前記第２のトランスの一次コイルの他端と前記正極出力端の間に挿入された第２の整流要素であって、該一次コイルの他端から該正極出力端へ流れる電流を導通させかつその逆向きの電流を遮断するように接続された該第２の整流要素と、をさらに有することができる。
本発明のスイッチング電源の別の態様は、以下の構成を有する。
（ａ）互いに極性が逆向きの一次コイルと二次コイルを具備し、該一次コイルに入力電圧が印加される第１のトランスと、
（ｂ）前記第１のトランスの一次コイルを含む電流路を導通又は遮断するように制御信号によりオンオフ制御されるスイッチング素子と、
（ｃ）互いに極性が同じ向きでかつ疎結合の一次コイルと二次コイルを具備し、該一次コイルの一端及び他端が前記第１のトランスの二次コイルの一端及び他端とそれぞれ接続されると共に、該二次コイルの他端が負極出力端と接続された第２のトランスと、
（ｄ）前記第２のトランスの二次コイルの一端から一次コイルの一端へ流れる電流を導通させかつその逆向きの電流を遮断するように接続された第１の整流要素と、
（ｅ）前記第２のトランスの一次コイルの他端から前記正極出力端へ流れる電流を導通させかつその逆向きの電流を遮断するように接続された第２の整流要素と、
（ｆ）前記正極出力端と前記負極出力端の間に接続された第１のコンデンサと、
（ｇ）前記第２のトランスの一次コイルの一端と前記負極出力端の間に接続された第２のコンデンサと、を有することを特徴とする。
上記態様において、第２のトランスに替えて、互いに極性が同じ向きでかつ密結合の一次コイルと二次コイルを具備し、該一次コイルの一端及び他端が前記第１のトランスの二次コイルの一端及び他端とそれぞれ接続されると共に、該二次コイルの他端が負極出力端と接続されたトランスと、該トランスの一次コイルと直列に接続されたチョークコイルと、を有することができる。

本発明により、絶縁型スイッチング電源において、スイッチング素子のオフ時にトランスの一次コイルに発生する逆起電力すなわちサージ電圧を抑制し、スイッチング素子に要求される耐圧性を軽減することが実現される。

図１は、本発明の絶縁型スイッチング電源の第１の実施形態の回路構成例を概略的に示した図であり、（ａ）はオン期間の、（ｂ）はオフ期間の電流の流れを併せて示している。 図２（ａ）（ｂ）は、図１に示した回路のトランス二次側におけるオン期間及びオフ期間の電位関係の一例を概略的に示す図である。 図３は、本発明の絶縁型スイッチング電源の第２の実施形態の回路構成例を概略的に示した図であり、（ａ）はオン期間の、（ｂ）はオフ期間の電流の流れを併せて示している。 図４（ａ）（ｂ）は、図３に示した回路のトランス二次側におけるオン期間及びオフ期間の電位関係の一例を概略的に示す図である。 図５は、本発明の絶縁型スイッチング電源の第３の実施形態の回路構成例を概略的に示した図であり、（ａ）はオン期間の、（ｂ）はオフ期間の電流の流れを併せて示している。 図６（ａ）（ｂ）は、図５に示した回路のトランス二次側におけるオン期間及びオフ期間の電位関係の一例を概略的に示す図である。 図７は、図５に示した第３の実施形態の変形形態の回路構成例を概略的に示した図である。

以下、実施例を示した図面を参照しつつ、本発明による絶縁型スイッチング電源の実施形態について説明する。各実施形態の図面において、同一又は類似の構成要素については、同じ符号で示している。

以下では、直流電圧が入力されるＤＣ／ＤＣコンバータの場合を実施例として本発明のスイッチング電源を説明する。しかしながら、本発明のスイッチング電源は、電圧が一定の直流以外に、電圧が変動する矩形波、又は交流等、どのような波形の電圧が入力されても同様に機能し、直流電圧を出力することができる電力変換装置である。

（１）第１の実施形態
（１−１）第１の実施形態の回路構成
図１は、本発明の絶縁型スイッチング電源の第１の実施形態の回路構成例を概略的に示した図であり、（ａ）はオン期間の、（ｂ）はオフ期間の電流の流れを併せて示している。

図１（ａ）を参照して、第１の実施形態の回路構成を説明する。本発明のスイッチング電源は、第１のトランスＴ１及び第２のトランスＴ２を有する。本回路は、第１のトランスＴ１により入力側と出力側を電気的に絶縁する絶縁型スイッチング電源である。トランスＴ１は、一次コイル１Ｎｐと二次コイル１Ｎｓを具備する。トランスＴ２は、一次コイル２Ｎｐと二次コイル２Ｎｓを具備する。トランスＴ１及びトランスＴ２はいずれも、一次コイルと二次コイルの極性が逆向きであり、一般的なフライバック方式のトランスと同じである。トランスＴ１及びトランスＴ２はいずれも、結合度をできるだけ高くする、すなわち一次コイル１Ｎｐと二次コイル１Ｎｓを密結合とすることが好適である。

図中、各コイルの巻き始端を黒丸で示している。本明細書でコイルについて「一端」と「他端」という場合は、それぞれ「巻き始端」と「巻き終端」に対応する場合と、「巻き終端」と「巻き始端」に対応する場合のいずれも含むものとする。以下の説明では、各コイルについて、巻き始端を一端と称し、巻き終端を他端と称する。

入力電圧は、入力端１と入力端２からなる一対の端子間に印加される。トランスＴ１の一次コイル１Ｎｐの一端は、入力端１に接続されている。ここでは、入力端２が入力側基準電位端である。

トランスＴ１の一次コイル１Ｎｐの他端には、スイッチング素子Ｑの一端が接続されている。スイッチング素子Ｑの他端は、入力端２に接続されている。スイッチング素子Ｑは制御端を具備し、制御端は、一次コイル１Ｎｐの他端と入力端２の間の電流路を導通又は遮断するようにオンオフ制御される。

スイッチング素子Ｑの制御端は、制御信号Ｖｇにより制御される。制御信号Ｖｇは、例えば所定の周波数及びデューティ比のパルス波形をもつＰＷＭ信号である。図示の例では、スイッチング素子Ｑがｎチャネル形ＭＯＳＦＥＴ（以下「ＦＥＴＱ」と称する）であり、一端がドレイン、他端がソース、制御端がゲートである。この場合、制御信号Ｖｇは電圧信号である。

なお、ＦＥＴ以外のスイッチング素子として、例えばＩＧＢＴ又はバイポーラトランジスタを用いることもできる。

トランスＴ１の二次側には、直流電圧が出力される一対の出力端である正極出力端ｐと負極出力端ｎが設けられている。ここでは、負極出力端ｎが二次側基準電位端である。正極出力端ｐと負極出力端ｎの間に接続された負荷（図示せず）に出力電圧が印加され、出力電流が供給される。

第１のトランスＴ１の二次コイル１Ｎｓに対して並列に、第２のトランスＴ２の一次コイル２Ｎｐが接続されている。この場合、トランスＴ２の一次コイル２Ｎｐの一端及び他端が、トランスＴ１の二次コイル１Ｎｓの一端及び他端にそれぞれ接続されている。すなわち、双方のコイルの巻き始端同士及び巻き終端同士が接続されている。

トランスＴ２もまた、一次コイル２Ｎｐと二次コイル２Ｎｓの極性が逆向きであり、一般的なフライバック方式のトランスと同じである。トランスＴ２の一次コイル２Ｎｐの他端は、正極出力端ｐとも接続されている。トランスＴ２の二次コイル２Ｎｓの一端は、負極出力端ｎに接続されている。

さらに、トランスＴ２については、一次コイル２Ｎｐの一端と二次コイル２Ｎｓの他端の間に整流要素Ｄ１が接続されている。整流要素Ｄ１は、二次コイル２Ｎｓの他端から一次コイル２Ｎｐの一端へ流れる電流を導通させ、それとは逆方向の電流を遮断することができるように接続されている。従って、整流要素Ｄ１が例えばダイオードである場合、ダイオードＤ１は、アノードが二次コイル２Ｎｓの他端に、カソードが一次コイル２Ｎｐの一端に接続されている。

本回路におけるダイオード等の整流要素は、順方向電圧降下が小さくかつ高速動作を行うものが好適である。なお、ダイオード以外の整流要素の例としては、同等の整流機能を有する他の素子又は回路を用いることができる（以下の実施形態の各整流要素についても同じ）。

さらに、正極出力端ｐと負極出力端ｎの間には、平滑用のコンデンサ（以下「平滑コンデンサ」と称する）Ｃ１が接続されている。

図示しないが、スイッチング素子Ｑのための制御信号Ｖｇを発生する制御部を有することが好ましい。一例として制御部は、入力電圧及び／又は出力電圧を検出し、検出した電圧に基づいて制御信号Ｖｇのデューティ比を決定し、それに基づいて所定の高周波パルスの制御信号Ｖｇを生成する。このような制御部の主要部として、ＰＷＭＩＣを用いることができる（以下の実施形態においても同じ）。

（１−２）第１の実施形態の動作
図１及び図２を参照して第１の実施形態の動作を説明する。図１（ａ）及び（ｂ）は、それぞれオン期間及びオフ期間における電流の流れを実線又は点線にて概略的に示している（矢印は電流の向きを示す）。図２（ａ）及び（ｂ）は、それぞれオン期間及びオフ期間におけるトランスＴ１の二次側の各構成要素の電位関係の一例を模式的に示す図である。

図２（ａ）（ｂ）では、上下方向が電位の高低に対応しており、二次側基準電位（負極出力端ｎの電位）を太線で示している。トランスＴ１の二次コイル１Ｎｓ、トランスＴ２の一次コイル２Ｎｐ及び二次コイル２Ｎｓ、並びに平滑コンデンサＣ１の両端電圧を両矢印で示している。また、各コイルについては、巻き始端側を黒丸で示している（他の実施形態の電位関係図においても同じ）。

なお、本回路の始動時及び停止時の過渡的動作は例外とし、本回路が定常状態にある場合の動作について説明する。定常状態では、平滑コンデンサＣ１は、リップル的な変動を除いてほぼ一定の両端電圧で充電されている。

（１−２−１）オン期間におけるトランスＴ１の一次側及び二次側の動作
［オン期間：一次側］
トランスＴ１の一次側では、オン期間に制御信号Ｖｇがオンになると、ＦＥＴＱがオンとなり電流路が導通する。図１（ａ）に示すように、トランスＴ１の一次コイル１Ｎｐには、入力電圧による入力電流ｉ1が以下の経路で流れる。
・入力電流ｉ1：入力端１→トランスＴ１の一次コイル１Ｎｐ→ＦＥＴＱ→入力端２

［オン期間：二次側］
図１（ａ）に示すように、トランスＴ１の一次コイル１Ｎｐに入力電流ｉ1が流れることにより、二次コイル１Ｎｓに起電力が生じ、以下の経路で電流ｉ2が流れる。
・電流ｉ2：トランスＴ１の二次コイル１Ｎｓ→トランスＴ２の一次コイル２Ｎｐ

図２（ａ）の電位関係図に示すように、トランスＴ２の一次コイル２Ｎｐの両端電圧は、トランスＴ１の二次コイル１Ｎｓに生じた起電力と同じ大きさである。トランスＴ２においては、一次コイル２Ｎｐに電流ｉ2が流れることにより、二次コイル２Ｎｓに起電力が生じる。しかしながら、ダイオードＤ１が逆バイアスとなって遮断されるため、トランスＴ２の二次コイル２Ｎｓには電流が流れない。トランスＴ２は、一次コイル２Ｎｐに流れる電流ｉ2により励磁されて磁気エネルギーが蓄積される。このように、オン期間にトランスＴ２に磁気エネルギーが蓄積される。

ダイオードＤ１が遮断されているので、トランスＴ１及びＴ２から正極出力端ｐへの出力電流は流れない。オン期間には、負荷に対しては、平滑コンデンサＣ１からの放電電流ｉ3が供給される。

なお、通常のフライバック方式のトランスと同様に、トランスＴ１も、一次コイル１Ｎｐに電流ｉ1が流れることにより励磁され、オン期間に所定の磁気エネルギーが蓄積される。しかしながら、本回路では、通常のフライバック方式とは異なりトランスＴ１の二次コイル１Ｎｓに電流ｉ2が流れるので、通常のフライバック方式のトランスに比べてトランスＴ１に蓄積される磁気エネルギーは小さくなる。その低減した分の磁気エネルギーはトランスＴ２に蓄積されることとなる。

このように本回路では、オン期間においてトランスＴ１の二次コイル１Ｎｓに電流が流れる。好適には、トランスＴ１よりも二次側に外付けしたトランスＴ２の方により大きな磁気エネルギーを蓄積させる。これらの点において、本回路はフライバック方式のトランスを用いているにも拘わらず、オン期間に外付けチョークコイルに磁気エネルギーを蓄積させるフォワード方式のスイッチング電源に類似しているとも言える。第１及び第２のトランスの各コイル（特に一次コイル）のインダクタンス、巻数比及び巻線数等を適切に設計することにより、トランスＴ２の方に大きな磁気エネルギーを蓄積することを実現できる。

本回路では、通常のフライバック方式のスイッチング電源回路に比べて、オン期間にトランスＴ１に蓄積される磁気エネルギーが少なくなるので、オフとなった瞬間にトランスＴ１の一次コイル１Ｎｐに生じる逆起電力すなわちサージ電圧も小さくなる。スイッチング素子Ｑ（ＦＥＴの場合、ドレインソース間）には、入力電圧と一次コイル１Ｎｐに生じる逆起電力を加算した電圧が印加される。従って、本回路では、スイッチング素子Ｑに要求される耐圧性が軽減されるとともに、スナバ回路等の処理容量を低減できる。同様に、トランスＴ１の磁気飽和の可能性も小さくなることから、トランスＴ１のサイズを小さくすることができる。

（１−２−２）オフ期間におけるトランスＴ１の一次側及び二次側の動作
図１（ｂ）では、オフ期間の主要な電流の流れを実線にて、副次的な電流の流れを点線にて概略的に示している。

［オフ期間：一次側］
トランスＴ１の一次側では、制御信号Ｖｇがオフになると、ＦＥＴＱもオフとなりスイッチが開く。トランスＴ１の一次コイル１Ｎｐの電流路は遮断され、電流が零となる。これによりトランスＴ１の一次コイル１Ｎｐ及び二次コイル１Ｎｓにそれぞれ逆起電力が生じる。

［オフ期間：二次側］
図２（ｂ）の電位関係図に示すように、オフ期間になると、トランスＴ１の二次コイル１Ｎｓ、トランスＴ２の一次コイル２Ｎｐ及び二次コイル２Ｎｓの各々の両端の電位関係が反転する。トランスＴ２の二次コイル２Ｎｓの他端の電位が一次コイル２Ｎｐの一端の電位を超えると、ダイオードＤ１が順バイアスとなり導通し、図１（ｂ）に示すように電流ｉ4が以下の経路で流れる。
・電流ｉ4：トランスＴ２の二次コイル２Ｎｓ→ダイオードＤ１→トランスＴ２の一次コイル２Ｎｐ→負荷（又は平滑コンデンサＣ１）

電流ｉ4は、負荷又は平滑コンデンサＣ１に供給される。これにより、トランスＴ２にオン期間に蓄積された磁気エネルギーが、オフ期間に電力として出力される。

ダイオードＤ１が導通すると、図１（ｂ）に示すように、点線で示す電流ｉ5も流れる。この電流ｉ5は、電流ｉ4と合流して負荷又は平滑コンデンサＣ１に供給される。これにより、トランスＴ１にオン期間に蓄積された磁気エネルギーが、オフ期間に電力として出力される。上述した通り、好適な設計においては、トランスＴ１に蓄積された磁気エネルギーは、トランスＴ２に蓄積された磁気エネルギーよりも小さいため、電流ｉ5は電流ｉ4に比べて小さい。

本回路において、オフになった瞬間にトランスＴ１の一次コイル１Ｎｐに生じる逆起電力が、通常のフライバック方式のトランスのそれに比べて小さくなることは、以下のようにも説明できる。図２（ｂ）を参照すると、トランスＴ１の二次コイル１Ｎｓに生じる逆起電力は、仮にトランスＴ２が無い場合には、出力端子間電圧すなわち平滑コンデンサＣ１の両端電圧に相当する大きさとなる。これに対し本回路では、トランスＴ２があることにより、トランスＴ１の二次コイル１Ｎｓに生じる逆起電力は、トランスＴ２の二次コイル２Ｎｓの両端電圧の分だけ小さくなる。従って、トランスＴ１の一次コイル１Ｎｐに生じる逆起電力も小さくなる。例えば、トランスＴ１の一次コイル１Ｎｐに生じる逆起電力を、通常のフライバック方式のトランスのそれに比べて１／２以下とすることができる。

その結果、スイッチング素子Ｑに要求される耐圧性が軽減されるとともに、スナバ回路等の処理容量を低減できる。同様に、トランスＴ１の磁気飽和の可能性も小さくなることから、トランスＴ１のサイズも小さくすることができる。

（２）第２の実施形態
（２−１）第２の実施形態の回路構成
第２の実施形態は、第１の実施形態の変形形態である。図３は、本発明の絶縁型スイッチング電源の第２の実施形態の回路構成例を概略的に示した図であり、（ａ）はオン期間の、（ｂ）はオフ期間の電流の流れを併せて示している。

第２の実施形態の回路においても、スイッチング素子Ｑ、トランスＴ１、トランスＴ２及び第１の整流要素（ダイオード）Ｄ１の接続の態様は、図１に示した第１の実施形態の回路と共通するので説明を省略する。正極出力端ｐと負極出力端ｎの間に接続された平滑用の第１のコンデンサ（以下「平滑コンデンサ」と称する）Ｃ１についても同じである。

第２の実施形態の回路に関しては、主として第１の実施形態とは異なる点を説明する。
先ず、第２の実施形態では、トランスＴ２の一次コイル２Ｎｐの一端と負極出力端ｎとの間に第２のコンデンサＣ２が接続されている。なお、トランスＴ２の一次コイル２Ｎｐの一端は、第１の実施形態と同じくトランスＴ１の二次コイル１Ｎｓの一端にも接続されている。

さらに、トランスＴ２の一次コイル２Ｎｐの他端と正極出力端との間に第２の整流要素Ｄ２が接続されている。なお、トランスＴ２の一次コイル２Ｎｐの他端は、第１の実施形態と同じくトランスＴ１の二次コイル１Ｎｓの他端にも接続されている。この第２の整流要素Ｄ２は、トランスＴ２の一次コイル２Ｎｐの他端から正極出力端ｐへ流れる電流を導通させ、それとは逆方向の電流を遮断することができるように接続されている。従って、第２の整流要素Ｄ２がダイオードである場合、ダイオードＤ２は、アノードがトランスＴ２の一次コイル２Ｎｐの他端に、カソードが正極出力端ｐに接続されている。

（２−２）第２の実施形態の動作説明
図３及び図４を参照して第２の実施形態の動作を説明する。図３（ａ）及び（ｂ）は、それぞれオン期間及びオフ期間における電流の流れを実線又は点線にて概略的に示している（矢印は電流の向きを示す）。図４（ａ）及び（ｂ）は、それぞれオン期間及びオフ期間におけるトランスＴ１の二次側の各構成要素の電位関係の一例を模式的に示す図である。

なお、本回路の始動時及び停止時の過渡的動作は例外とし、本回路が定常状態にある場合の動作について説明する。定常状態では、平滑コンデンサＣ１及び第２のコンデンサＣ２は、リップル的な変動を除いてほぼ一定の両端電圧で充電されている。

（２−２−１）オン期間におけるトランスＴ１の一次側及び二次側の動作
［オン期間：一次側］
トランスＴ１の一次側では、オン期間に制御信号Ｖｇがオンになると、ＦＥＴＱがオンとなり電流路が導通する。トランスＴ１の一次コイル１Ｎｐには、図３（ａ）に示すように入力電圧による入力電流ｉ1が以下の経路で流れる。
・入力電流ｉ1：入力端１→トランスＴ１の一次コイル１Ｎｐ→ＦＥＴＱ→入力端２

［オン期間：二次側］
図３（ａ）に示すように、トランスＴ１の一次コイル１Ｎｐに入力電流ｉ1が流れることにより、二次コイル１Ｎｓに起電力が生じ、以下の経路で電流ｉ2が流れる。
・電流ｉ2：トランスＴ１の二次コイル１Ｎｓ→トランスＴ２の一次コイル２Ｎｐ

ここで、図４（ａ）の電位関係図に示すように、トランスＴ２の一次コイル２ＮｐとトランスＴ１の二次コイル１Ｎｓは並列であるので両端電圧は同じ大きさである。トランスＴ１の二次コイル１Ｎｓ及びトランスＴ２の一次コイル２Ｎｐの他端の電位は、平滑コンデンサＣ１の正側の電位よりも低いが、第２のダイオードＤ２が逆バイアスとなり遮断されるので、平滑コンデンサＣ１からトランスＴ１及びトランスＴ２へ電流が流れることはない。

当然に、トランスＴ１及びトランスＴ２から正側出力端ｐへの出力電流も流れない。オン期間には、負荷に対しては、平滑コンデンサＣ１からの放電電流ｉ3が供給される。

トランスＴ２においては、一次コイル２Ｎｐに電流ｉ2が流れることにより、二次コイル２Ｎｓに起電力が生じる。しかしながら、ダイオードＤ１が逆バイアスとなって遮断されるため、トランスＴ２の二次コイル２Ｎｓには電流が流れない。トランスＴ２は、一次コイル２Ｎｐに流れる電流ｉ2により励磁されて磁気エネルギーが蓄積される。このように、オン期間にトランスＴ２に磁気エネルギーが蓄積される。

また、図４（ａ）に示すように、トランスＴ１の二次コイル１Ｎｓ及びトランスＴ２の一次コイル２Ｎｐの一端の電位は、第２のコンデンサＣ２を設けたことにより、図２（ａ）に示した第１の実施形態の場合に比べて安定する。これは、コンデンサの特性として、両端電圧が変動し難いことによる。

第２の実施形態におけるオン期間の電流の流れは、第１の実施形態と同じである。第２の実施形態においても、トランスＴ１よりもトランスＴ２の方により大きな磁気エネルギーを蓄積させることが好適である。

ここで、図１の第１の実施形態の回路と図３の第２の実施形態の回路の相違点について補足する。いずれの回路においても、トランスＴ１とトランスＴ２の各コイルにそれぞれ印加されるべき電圧の配分を考慮して適切に設計することが必要となる。第２のコンデンサＣ２を設けない第１の実施形態の回路の場合、トランスＴ１とトランスＴ２の各々の設計に精確さが要求される。これに対し第２の実施形態の回路では第２のコンデンサＣ２を設けたことにより、コンデンサの特性として第２のコンデンサＣ２の両端電圧が安定していることから、第１の実施形態の回路に比べて各トランスの設計に精確さが要求されず、設計が容易となる。

（２−２−２）オフ期間におけるトランスＴ１の一次側及び二次側の動作の詳細
図３（ｂ）では、オフ期間の主要な電流の流れを実線にて、副次的な電流の流れを点線にて概略的に示している（矢印は、電流の向きを示す）。

［オフ期間：一次側］
トランスＴ１の一次側では、制御信号Ｖｇがオフになると、ＦＥＴＱもオフとなりスイッチが開く。トランスＴ１の一次コイル１Ｎｐの電流路は遮断され、電流が零となる。これによりトランスＴ１の一次コイル１Ｎｐ及び二次コイル１Ｎｓにそれぞれ逆起電力が生じる。

［オフ期間：二次側］
図４（ｂ）に示すように、オフ期間になると、トランスＴ１の二次コイル１Ｎｓ、トランスＴ２の一次コイル２Ｎｐ及び二次コイル２Ｎｓの各々の両端の電位関係が反転する。トランスＴ２の二次コイル２Ｎｓの他端の電位がコンデンサＣ２の電位を超えると、第１のダイオードＤ１は順バイアスとなり導通し、以下の経路で電流ｉ6が流れてコンデンサＣ２を充電する。
・電流ｉ6：トランスＴ２の二次コイル２Ｎｓ→ダイオードＤ１→コンデンサＣ２（充電電流）

また、トランスＴ２の一次コイル２Ｎｐの他端の電位が平滑コンデンサＣ１の正側の電位を超えると、第２のダイオードＤ２が順バイアスとなり導通する。その結果、図３（ｂ）に示すように電流ｉ4、ｉ5及びｉ7、ｉ8が以下の経路で流れる。
・電流ｉ4：トランスＴ２の二次コイル２Ｎｓ→ダイオードＤ１→トランスＴ２の一次コイル２Ｎｐ→ダイオードＤ２→負荷（又は平滑コンデンサＣ１）
・電流ｉ5：トランスＴ２の二次コイル２Ｎｓ→ダイオードＤ１→トランスＴ１の二次次コイル１Ｎｓ→ダイオードＤ２→負荷（又は平滑コンデンサＣ１）
・電流ｉ7：コンデンサＣ２（放電電流）→トランスＴ２の一次コイル２Ｎｐ→ダイオードＤ２→負荷（又は平滑コンデンサＣ１）
・電流ｉ8：コンデンサＣ２（放電電流）→トランスＴ１の二次次コイル１Ｎｓ→ダイオードＤ２→負荷（又は平滑コンデンサＣ１）

電流ｉ4、ｉ5及びｉ7、ｉ8は、負荷又は平滑コンデンサＣ１に供給される。オン期間にトランスＴ２、Ｔ１にそれぞれ蓄積された磁気エネルギーは、オフ期間に電流ｉ4、ｉ5により電力として出力される。上述した通り、好適な設計においては、トランスＴ１に蓄積された磁気エネルギーは、トランスＴ２に蓄積された磁気エネルギーよりも小さいため、電流ｉ5は電流ｉ4に比べて小さい。

また、オン期間にコンデンサＣ２に蓄積された電荷は、オフ期間に電流ｉ7及びｉ8として放電される。基本的に、第２のコンデンサＣ２の両端電圧は大きく変動しない。

第２の実施形態においても、トランスＴ２が存在することによる効果は、上述した第１の実施形態と同じである。

さらに第２の実施形態では、第２のコンデンサＣ２を設けたことにより、図４（ｂ）に示すオフ期間においても、トランスＴ１の二次コイル１Ｎｓの一端並びにトランスＴ２の一次コイル２Ｎｐの一端及び二次コイル２Ｎｓの他端の電位が安定する。これは、第２のコンデンサＣ２の両端電圧が安定であることによる。この場合、トランスＴ１の二次コイル１Ｎｓに生じる逆起電力は、第２のコンデンサＣ２の両端電圧（トランスＴ２の二次コイル２Ｎｓの両端電圧と同じ）の分だけ小さくなると言うこともできる。

（３）第３の実施形態
（３−１）第３の実施形態の回路構成
図５は、本発明の絶縁型スイッチング電源の第３の実施形態の回路構成例を概略的に示した図であり、（ａ）はオン期間の、（ｂ）はオフ期間の電流の流れを併せて示している。

図５（ａ）を参照して、第３の実施形態の回路構成を説明する。本発明のスイッチング電源は、第１のトランスＴ１及び第２のトランスＴ２Ａを有する。本回路は、第１のトランスＴ１により入力側と出力側を電気的に絶縁する絶縁型スイッチング電源である。トランスＴ１は一次コイル１Ｎｐと二次コイル１Ｎｓを具備する。トランスＴ２Ａは一次コイル２Ｎｐと二次コイル２Ｎｓを具備する。

トランスＴ１は、一次コイル１Ｎｐと二次コイル１Ｎｓの極性が逆向きであり、一般的なフライバック方式のトランスと同じである。トランスＴ１は、１Ｎｐと二次コイル１Ｎｓの結合度をできるだけ高くする、すなわち密結合とすることが好適である。

一方、トランスＴ２Ａは、一次コイル２Ｎｐと二次コイル２Ｎｓの極性が同じ向きであり、一般的なフォワード方式のトランスと同じである。トランスＴ２Ａは、一次コイル２Ｎｐと二次コイル２Ｎｓ結合度を低くする、すなわち疎結合とすることが必要であるが、これについては後述する。

入力電圧は、入力端１と入力端２からなる一対の端子間に印加される。トランスＴ１の一次コイル１Ｎｐの一端は、入力端１に接続されている。ここでは、入力端２が入力側基準電位端である。

トランスＴ１の一次コイル１Ｎｐの他端には、スイッチング素子Ｑの一端が接続されている。スイッチング素子Ｑの他端は、入力端２に接続されている。スイッチング素子Ｑは制御端を具備し、制御端は、一次コイル１Ｎｐの他端と入力端２の間の電流路を導通又は遮断するようにオンオフ制御される。

スイッチング素子Ｑの制御端は、制御信号Ｖｇにより制御される。制御信号Ｖｇは、例えば所定の周波数及びデューティ比のパルス波形をもつＰＷＭ信号である。図示の例では、スイッチング素子Ｑがｎチャネル形ＭＯＳＦＥＴ（以下「ＦＥＴＱ」と称する）であり、一端がドレイン、他端がソース、制御端がゲートである。この場合、制御信号Ｖｇは電圧信号である。

なお、ＦＥＴ以外のスイッチング素子として、例えばＩＧＢＴ又はバイポーラトランジスタを用いることもできる。

トランスＴ１の二次側には、直流電圧が出力される一対の出力端である正極出力端ｐと負極出力端ｎが設けられている。ここでは、負極出力端ｎが二次側基準電位端である。正極出力端ｐと負極出力端ｎの間に接続された負荷（図示せず）に出力電圧が印加され、出力電流が流れる。

トランスＴ１の二次コイル１Ｎｓに対して並列に、第２のトランスＴ２Ａの一次コイル２Ｎｐが接続されている。この場合、トランスＴ２Ａの一次コイル２Ｎｐの一端及び他端がトランスＴ１の二次コイル１Ｎｓの一端及び他端にそれぞれ接続されている。すなわち、双方のコイルの巻き始端同士及び巻き終端同士が接続されている。

上述した通り、トランスＴ２Ａにおいては、一次コイル２Ｎｐと二次コイル２Ｎｓの結合度を低く設定し、疎結合とする。これは、後述する第２のコンデンサＣ２に突入電流が流れ込むことを回避するためである。一次コイル２Ｎｐと二次コイル２Ｎｓを疎結合とするには、トランスＴ２Ａが漏れインダクタンス（漏れ磁束）を有するように構成する。具体的には、例えばコアの形状、コアに対する各コイルの配置及び／又はコイル同士の相対的配置等を適宜設計する。

さらに、トランスＴ２Ａについては、その一次コイル２Ｎｐの一端と二次コイル２Ｎｓの一端の間に第１の整流要素Ｄ１が接続されている。第１の整流要素Ｄ１は、二次コイル２Ｎｓの一端から一次コイル２Ｎｐの一端へ流れる電流を導通させ、それとは逆方向の電流を遮断することができるように接続されている。従って、第１の整流要素Ｄ１が例えばダイオードである場合、ダイオードＤ１は、アノードが二次コイル２Ｎｓの一端に、カソードが一次コイル２Ｎｐの一端に接続されている。トランスＴ２Ａの二次コイル２Ｎｓの他端は、負極出力端ｎに接続されている。

さらに、トランスＴ２Ａの一次コイル２Ｎｐの他端と正極出力端との間に第２の整流要素Ｄ２が接続されている。この第２の整流要素Ｄ２は、トランスＴ２Ａの一次コイル２Ｎｐの他端から正極出力端ｐへ流れる電流を導通させ、それとは逆方向の電流を遮断することができるように接続されている。従って、第２の整流要素Ｄ２がダイオードである場合、ダイオードＤ２は、アノードがトランスＴ２Ａの一次コイル２Ｎｐの他端に、カソードが正極出力端ｐに接続されている。

さらに、正極出力端ｐと負極出力端ｎの間には、平滑用の第１のコンデンサ（以下「平滑コンデンサ」と称する）Ｃ１が接続されている。

さらに、トランスＴ２Ａの一次コイル２Ｎｐの一端と負極出力端ｎとの間に第２のコンデンサＣ２が接続されている。

（３−２）第３の実施形態の動作説明
図５及び図６を参照して第３の実施形態の動作を説明する。図５（ａ）及び（ｂ）は、それぞれオン期間及びオフ期間における電流の流れを実線又は点線にて概略的に示している（矢印は電流の向きを示す）。図６（ａ）及び（ｂ）は、それぞれオン期間及びオフ期間におけるトランスＴ１の二次側の各構成要素の電位関係の一例を模式的に示す図である。

なお、本回路の始動時及び停止時の過渡的動作は例外とし、本回路が定常状態にある場合の動作について説明する。定常状態では、平滑コンデンサＣ１は、リップル的な変動を除いてほぼ一定の両端電圧で充電されている。

（３−２−１）オン期間におけるトランスＴ１の一次側及び二次側の動作
［オン期間：一次側］
トランスＴ１の一次側では、オン期間に制御信号Ｖｇがオンになると、ＦＥＴＱがオンとなり電流路が導通する。トランスＴ１の一次コイル１Ｎｐには、図５（ａ）に示すように入力電圧による入力電流ｉ1が以下の経路で流れる。
・入力電流ｉ1：入力端１→トランスＴ１の一次コイル１Ｎｐ→ＦＥＴＱ→入力端２

［オン期間：二次側］
図５（ａ）に示すように、トランスＴ１の一次コイル１Ｎｐに入力電流ｉ1が流れることにより、二次コイル１Ｎｓに起電力が生じ、以下の経路で電流ｉ2が流れる。
・電流ｉ2：トランスＴ１の二次コイル１Ｎｓ→トランスＴ２Ａの一次コイル２Ｎｐ

ここで、図６（ａ）の電位関係図に示すように、トランスＴ１の二次コイル１ＮｓとトランスＴ２Ａの一次コイル２Ｎｐは並列であるので両端電圧は同じ大きさである。トランスＴ１の二次コイル１Ｎｓ及びトランスＴ２Ａの一次コイル２Ｎｐの他端の電位は、平滑コンデンサＣ１の正側の電位よりも低いが、第２のダイオードＤ２が逆バイアスとなり遮断されるので、平滑コンデンサＣ１からトランスＴ１及びＴ２Ａへ電流が流れることはない。

当然に、トランスＴ１及びトランスＴ２Ａから正側出力端ｐへの出力電流も流れない。オン期間には、負荷に対しては、平滑コンデンサＣ１からの放電電流ｉ3が供給される。

トランスＴ２Ａにおいては、一次コイル２Ｎｐに電流ｉ2が流れることにより、二次コイル２Ｎｓに起電力が生じる。二次コイル２Ｎｓの一端の電位が第２のコンデンサＣ２の正側の電位を超えると、第１のダイオードＤ１が順バイアスとなり導通し、図６（ａ）に示すように以下の経路で電流ｉ6が流れる。
・電流ｉ6：トランスＴ２Ａの二次コイル２Ｎｓ→第１のダイオードＤ１→第２のコンデンサＣ２

電流ｉ6が流れることにより第２のコンデンサＣ２が充電される。トランスＴ２Ａは、漏れインダクタンスを設けて結合度を低く設定しているため、第２のコンデンサＣ２を損傷するような大きな突入電流が流れることが回避できる。トランスＴ２Ａの結合度が小さいため、一次コイル２Ｎｐに電流ｉ2が流れたときの二次コイル２Ｎｓに流れる電流ｉ6の変化が緩やかになるためである。

一方、トランスＴ２Ａにおいても、一次コイル２Ｎｐに流れる電流ｉ2により励磁され、所定の磁気エネルギーが蓄積される。このように、オン期間には、第２のコンデンサＣ２に電気エネルギーが蓄積されると共に、トランスＴ２Ａに磁気エネルギーが蓄積される。但し、本回路では、二次コイル２Ｎｐに電流ｉ6が流れるので、トランスＴ２Ａに蓄積される磁気エネルギーは、第１及び第２の実施形態のトランスＴ２に蓄積される磁気エネルギーよりも小さい。

なお、通常のフライバック方式のトランスと同様に、トランスＴ１も、一次コイル１Ｎｐに流れる電流ｉ1により励磁され、オン期間に所定の磁気エネルギーが蓄積される。しかしながら、本回路では、二次コイル１Ｎｓに電流ｉ2が流れるので、通常のフライバック方式のトランスに比べてトランスＴ１に蓄積される磁気エネルギーは小さくなる。その低減した分の磁気エネルギーは、第２のコンデンサＣ２の電気エネルギー及びトランスＴ２Ａの磁気エネルギーとして蓄積されることとなる。

オン期間において本回路では、トランスＴ１よりも、二次側に外付けした第２のコンデンサＣ２及びトランスＴ２Ａの方により大きなエネルギーをそれぞれ蓄積させることが好適である。特に、第２のコンデンサＣ２に大きな電気エネルギーを蓄積させることが好適である。

本回路では、通常のフライバック方式のトランスに比べて、オン期間にトランスＴ１に磁気エネルギーが蓄積される度合いが少ないので、オフとなった瞬間にトランスＴ１の一次コイル１Ｎｐに生じる逆起電力すなわちサージ電圧も小さくなる。その結果、スイッチング素子Ｑに要求される耐圧性が軽減されるとともに、スナバ回路等の処理容量を低減できる。同様に、トランスＴ１の磁気飽和の可能性も小さくなることから、トランスＴ１のサイズも小さくすることができる。

（３−２−２）オフ期間におけるトランスＴ１の一次側及び二次側の動作
図５（ｂ）では、オフ期間の主要な電流の流れを実線にて、副次的な電流の流れを点線にて概略的に示している。

［オフ期間：一次側］
トランスＴ１の一次側では、制御信号Ｖｇがオフになると、ＦＥＴＱもオフとなりスイッチが開く。トランスＴ１の一次コイル１Ｎｐの電流路は遮断され、電流が零となる。これによりトランスＴ１の一次コイル１Ｎｐ及び二次コイル１Ｎｓにそれぞれ逆起電力が生じる。

［オフ期間：二次側］
図６（ｂ）の電位関係図に示すように、オフ期間になると、トランスＴ１の二次コイル１Ｎｓ、トランスＴ２Ａの一次コイル２Ｎｐ及び二次コイル２Ｎｓの各々の両端の電位関係が反転する。これにより第１のダイオードＤ１は逆バイアスとなり遮断される。

トランスＴ２Ａの一次コイル２Ｎｐの他端の電位が平滑コンデンサＣ１の正側の電位を超えると、第２のダイオードＤ２が順バイアスとなり導通し、図５（ｂ）に示すように電流ｉ7が以下の経路で流れる。
電流ｉ7：第２のコンデンサＣ２→トランスＴ２Ａの一次コイル２Ｎｐ→第２のダイオードＤ２→負荷（又は平滑コンデンサＣ１）

電流ｉ7は、負荷又は平滑コンデンサＣ１に供給される。これにより、オン期間に第２のコンデンサＣ２に蓄積された電気エネルギー及びトランスＴ２Ａに蓄積された磁気エネルギーが、オフ期間に電力として出力される。本回路では、第２のコンデンサＣ２に大きな電気エネルギーを蓄積することができるので、電力の伝達効率を向上させることができる。

第２のダイオードＤ２が導通すると、図５（ｂ）に示すように、点線で示す電流ｉ8も流れる。この電流ｉ8は、電流ｉ7と合流して負荷又は平滑コンデンサＣ１に供給される。これにより、オン期間にトランスＴ１に蓄積された磁気エネルギーが、オフ期間に電力として出力される。電流ｉ8は電流ｉ7に比べて小さい。電流ｉ7及び電流ｉ8が流れることにより第２のコンデンサＣ２は放電される。

本回路において、オフになった瞬間にトランスＴ１の一次コイル１Ｎｐに生じる逆起電力が、通常のフライバック方式のトランスのそれに比べて小さくなることは、以下のようにも説明できる。図６（ｂ）を参照すると、トランスＴ１の二次コイル１Ｎｓに生じる逆起電力は、仮に第２のコンデンサＣ２が無い場合には、出力端子間電圧すなわち平滑コンデンサＣ１の両端電圧に相当する大きさとなる。これに対し本回路では、第２のコンデンサＣ２があることにより、トランスＴ１の二次コイル１Ｎｓに生じる逆起電力は、第２のコンデンサＣ２の両端電圧の分だけ小さくなる。従って、トランスＴ１の一次コイル１Ｎｐに生じる逆起電力も小さくなる。例えば、トランスＴ１の一次コイル１Ｎｐに生じる逆起電力を、通常のフライバック方式のトランスのそれに比べて１／２以下とすることができる。

その結果、スイッチング素子Ｑに要求される耐圧性が軽減されるとともに、スナバ回路等の処理容量を低減できる。同様に、トランスＴ１の磁気飽和の可能性も小さくなることから、トランスＴ１のサイズも小さくすることができる。

（４）第４の実施形態
図７は、本発明の第４の実施形態の回路構成例を示す図である。第４の実施形態は、第３の実施形態の変形形態である。

第４の実施形態では、第３の実施形態における結合度の低いトランスＴ２Ａに替えて、結合度の高いトランスＴ２Ｂと、その一次コイル２Ｎｐに直列に接続されたチョークコイルＬとを有する。図示の例では、チョークコイルＬが、一次コイル２Ｎｐの他端とトランスＴ１の二次コイル１Ｎｓの他端（ダイオードＤ２のアノード）との間に接続されている。別の例では、チョークコイルＬは、一次コイル２Ｎｐの一端と第２のコンデンサＣ２の正側（ダイオードＤ１のカソード）との間に接続されてもよい。また別の例として、チョークコイルＬは、二次コイル２Ｎｓの一端側又は他端側に直列に接続されてもよい。

結合度の高い密結合トランスのコイルにチョークコイルを直列接続した構成は、結合度の低い疎結合トランスと等価である。従って、トランスＴ２Ｂの一次コイル２Ｎｐに電流が流れたときに、二次コイル２Ｎｓに流れる電流の変化が緩やかになるという作用は、第３の実施形態のトランスＴ２Ａと同じである。

（５）本発明の動作及び効果のまとめ
本発明のスイッチング電源の一態様は、フライバック方式の第１のトランスに加え、第１のトランスの二次側に接続したフライバック方式の第２のトランスを有する構成（第１及び第２の実施形態）により、オン期間には、第２のトランスに磁気エネルギーを蓄積させることにより、第１のトランスに蓄積される磁気エネルギーを一般的なフライバック方式の電源に比べて小さくすることができる。この結果、第１のトランスにオフ時に発生する逆起電力を小さくすることができ、その結果、スイッチング素子に要求される耐圧性を軽減することができ、スナバ回路等の処理容量を低減できる。トランスＴ１の磁気飽和の可能性も小さくなることから、トランスＴ１のサイズも小さくすることができる。

本発明のスイッチング電源の別の態様は、フライバック方式の第１のトランスに加え、第１のトランスの二次側に接続したフォワード方式の第２のトランス及び第２のコンデンサ（第１のコンデンサは平滑コンデンサ）を有する構成（第３及び第４の実施形態）により、オン期間には、第２のトランスに磁気エネルギーを蓄積させると共に第２のコンデンサに電気エネルギーを蓄積させることにより、第１のトランスに蓄積される磁気エネルギーを一般的なフライバック方式の電源に比べて小さくすることができる。この結果、第１のトランスにオフ時に発生する逆起電力を小さくすることができ、その結果、スイッチング素子に要求される耐圧性を軽減することができ、スナバ回路等の処理容量を低減できる。トランスＴ１の磁気飽和の可能性も小さくなることから、トランスＴ１のサイズも小さくすることができる。さらに、第２のコンデンサに電気エネルギーを蓄積することにより、電力の伝達効率を向上させることができる。

１ 入力端
２ 入力端（入力側基準端）
ｐ 正極出力端
ｎ 負極出力端（出力側基準電位）
Ｔ１、Ｔ２、Ｔ２Ａ、Ｔ２Ｂ トランス
１Ｎｐ、２Ｎｐ 一次コイル
１Ｎｓ ２Ｎｓ 二次コイル
Ｑ スイッチング素子（ＦＥＴ）
Ｄ１、Ｄ２ 整流要素（ダイオード）
Ｃ１ 第１のコンデンサ（平滑コンデンサ）
Ｃ２ 第２のコンデンサ

Claims (4)

1. （ａ）互いに極性が逆向きの一次コイル（1Np）と二次コイル（1Ns）を具備しかつ該一次コイル（1Np）に入力電圧が印加される第１のトランス（T1）と、
   （ｂ）前記第１のトランス（T1）の一次コイル（1Np）を含む電流路を導通又は遮断するように制御信号によりオンオフ制御されるスイッチング素子（Q）と、
   （ｃ）互いに極性が逆向きの一次コイル（2Np）と二次コイル（2Ns）を具備し、該一次コイル（2Np）の一端及び他端が前記第１のトランス（T1）の二次コイル（1Ns）の一端及び他端とそれぞれ接続されると共に、該一次コイル（2Np）の他端が正極出力端（p）と接続されかつ該二次コイル（2Ns）の一端が負極出力端（n）と接続された第２のトランス（T2）と、
   （ｄ）前記第２のトランス（T2）の二次コイル（2Ns）の他端から一次コイル（2Np）の一端へ流れる電流を導通させかつその逆向きの電流を遮断するように接続された第１の整流要素（D1）と、
   （ｅ）前記正極出力端（p）と前記負極出力端（n）の間に接続された第１のコンデンサ（C1）と、を有することを特徴とする
   絶縁型スイッチング電源。
2. 前記第２のトランス（T2）の一次コイル（2Np）の一端と前記負極出力端（n）の間に接続された第２のコンデンサ（C2）と、
   前記第２のトランス（T2）の一次コイル（2Np）の他端と前記正極出力端（p）の間に挿入された第２の整流要素（D2）であって、該一次コイル（2Np）の他端から該正極出力端（p）へ流れる電流を導通させかつその逆向きの電流を遮断するように接続された該第２の整流要素（D2）と、をさらに有することを特徴とする
   請求項１に記載の絶縁型スイッチング電源。
3. （ａ）互いに極性が逆向きの一次コイル（1Np）と二次コイル（1Ns）を具備し、該一次コイル（1Np）に入力電圧が印加される第１のトランス（T1）と、
   （ｂ）前記第１のトランス（T1）の一次コイル（1Np）を含む電流路を導通又は遮断するように制御信号によりオンオフ制御されるスイッチング素子（Q）と、
   （ｃ）互いに極性が同じ向きでかつ疎結合の一次コイル（2Np）と二次コイル（2Ns）を具備し、該一次コイル（2Np）の一端及び他端が前記第１のトランス（T1）の二次コイル（1Ns）の一端及び他端とそれぞれ接続されると共に、該二次コイル（2Ns）の他端が負極出力端（n）と接続された第２のトランス（T2A）と、
   （ｄ）前記第２のトランス（T2A）の二次コイル（2Ns）の一端から一次コイル（2Np）の一端へ流れる電流を導通させかつその逆向きの電流を遮断するように接続された第１の整流要素（D1）と、
   （ｅ）前記第２のトランス（T2A）の一次コイル（2NP）の他端から前記正極出力端（p）へ流れる電流を導通させかつその逆向きの電流を遮断するように接続された第２の整流要素（D2）と、
   （ｆ）前記正極出力端（p）と前記負極出力端（n）の間に接続された第１のコンデンサ（C1）と、
   （ｇ）前記第２のトランス（T2A）の一次コイル（2NP）の一端と前記負極出力端（n）の間に接続された第２のコンデンサ（C2）と、を有することを特徴とする
   絶縁型スイッチング電源。
4. 第２のトランス（T2A）に替えて、
   互いに極性が同じ向きでかつ密結合の一次コイル（2Np）と二次コイル（2Ns）を具備し、該一次コイル（2Np）の一端及び他端が前記第１のトランス（T1）の二次コイル（1Ns）の一端及び他端とそれぞれ接続されると共に、該二次コイル（2Ns）の他端が負極出力端（n）と接続されたトランス（T2B）と、該トランス（T2B）の一次コイル（2Np）と直列に接続されたチョークコイル（L）と、を有することを特徴とする
   請求項３に記載の絶縁型スイッチング電源。

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