JPH0723562A - スイッチング電源 - Google Patents
スイッチング電源Info
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- JPH0723562A JPH0723562A JP16208993A JP16208993A JPH0723562A JP H0723562 A JPH0723562 A JP H0723562A JP 16208993 A JP16208993 A JP 16208993A JP 16208993 A JP16208993 A JP 16208993A JP H0723562 A JPH0723562 A JP H0723562A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 コモンモードノイズ電流が抑制されるため、
伝導ノイズ、放射ノイズの小さいスイッチング電源とな
る。また、整流ダイオ−ド、フライホイールダイオード
の近くにコモンモードチョークコイルが設けられるた
め、これらのダイオ−ドの急峻なリカバリ−電流に起因
するノイズを効果的に減衰することである。 【構成】 直流入力電源と、トランスと、前記直流入力
電源と前記トランスの１次巻線との間に接続される半導
体スイッチと、前記半導体スイッチのスイッチをオンオ
フ制御する制御・駆動回路と、前記トランスの２次巻線
に接続される整流回路と、出力平滑回路とを有し、前記
整流回路と直列にコモンモードチョークコイルを設けた
ことを特徴とするスイッチング電源である。
伝導ノイズ、放射ノイズの小さいスイッチング電源とな
る。また、整流ダイオ−ド、フライホイールダイオード
の近くにコモンモードチョークコイルが設けられるた
め、これらのダイオ−ドの急峻なリカバリ−電流に起因
するノイズを効果的に減衰することである。 【構成】 直流入力電源と、トランスと、前記直流入力
電源と前記トランスの１次巻線との間に接続される半導
体スイッチと、前記半導体スイッチのスイッチをオンオ
フ制御する制御・駆動回路と、前記トランスの２次巻線
に接続される整流回路と、出力平滑回路とを有し、前記
整流回路と直列にコモンモードチョークコイルを設けた
ことを特徴とするスイッチング電源である。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、産業用、民生用の電子
機器の電源として使用されるスイッチング電源に関す
る。
機器の電源として使用されるスイッチング電源に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】各種の電子機器に安定した直流電源を供
給するスイッチング電源として、フォワードコンバータ
方式、フライバックコンバータ方式、さらにプッシュプ
ルコンバータ、ハーフブリッジコンバータ、フルブリッ
ジコンバータなどの方式がある。この様なスイッチング
電源は小型、高効率の特徴から電子機器用電源として広
く利用されている。
給するスイッチング電源として、フォワードコンバータ
方式、フライバックコンバータ方式、さらにプッシュプ
ルコンバータ、ハーフブリッジコンバータ、フルブリッ
ジコンバータなどの方式がある。この様なスイッチング
電源は小型、高効率の特徴から電子機器用電源として広
く利用されている。
【０００３】フォワードコンバータ方式の回路を図１１
に示し、以下この回路の動作を説明する。直流電源１
は、商用交流電圧を整流したもの、あるいは直流電源や
電池などで構成されるものである。負荷回路８に安定し
た直流電圧を供給するために制御・駆動回路７は、コン
デンサ６１の両端の電圧Ｖｏを検出して、Ｖｏが一定と
なるオン・オフ比率の信号を半導体スイッチ２に与え
る。この信号の周波数はトランス３の小型化のために２
０ｋＨｚ以上の高周波が用いられており、この信号によ
り半導体スイッチ２は高周波でオン・オフし、トランス
３の１次巻線３１には高周波の矩形波電圧が印加され
る。よって、トランス３の２次巻線３２には高周波の矩
形波電圧が誘起し、整流ダイオード４１よりなる整流回
路にて整流され、さらにチョークコイル５とコンデンサ
６１よりなる平滑回路により平滑されて、安定した直流
電圧が負荷回路８に供給される。ここで、フライホイ−
ルダイオ−ド４５は、半導体スイッチ２のオフ期間にチ
ョークコイル５の電流を流すために設けられているもの
である。
に示し、以下この回路の動作を説明する。直流電源１
は、商用交流電圧を整流したもの、あるいは直流電源や
電池などで構成されるものである。負荷回路８に安定し
た直流電圧を供給するために制御・駆動回路７は、コン
デンサ６１の両端の電圧Ｖｏを検出して、Ｖｏが一定と
なるオン・オフ比率の信号を半導体スイッチ２に与え
る。この信号の周波数はトランス３の小型化のために２
０ｋＨｚ以上の高周波が用いられており、この信号によ
り半導体スイッチ２は高周波でオン・オフし、トランス
３の１次巻線３１には高周波の矩形波電圧が印加され
る。よって、トランス３の２次巻線３２には高周波の矩
形波電圧が誘起し、整流ダイオード４１よりなる整流回
路にて整流され、さらにチョークコイル５とコンデンサ
６１よりなる平滑回路により平滑されて、安定した直流
電圧が負荷回路８に供給される。ここで、フライホイ−
ルダイオ−ド４５は、半導体スイッチ２のオフ期間にチ
ョークコイル５の電流を流すために設けられているもの
である。
【０００４】次にフライバックコンバータ方式について
説明する。フライバックコンバータの回路構成を図１７
に示す。この方式の回路動作は前述のフォワードコンバ
ータとはやや異なり、トランスがチョークコイルの機能
も兼ねて動作をする。そのため、２次巻線３２の極性が
図１１とは逆になっている。チョークコイル５１は出力
の交流リップル分を減衰させるために設けられたもので
ある。フライバックコンバータ方式でも、負荷回路８に
安定した直流電圧を供給するために制御・駆動回路７
は、コンデンサ６１の両端の電圧Ｖｏを検出して、Ｖｏ
が一定となるオン・オフ比率の信号を半導体スイッチ２
に与える。この信号の周波数は、トランス３の小型化の
ために２０ｋＨｚ以上の高周波が用いられており、この
信号により半導体スイッチ２は高周波でオン・オフし、
トランス３の１次巻線３１には高周波の矩形波電圧が印
加される。半導体スイッチ２のオン期間には、整流ダイ
オ−ド４１が導通しない極性に２次巻線３２が接続され
ているため、この期間に励磁エネルギがトランス３に蓄
えられる。半導体スイッチ２がオフになると整流ダイオ
−ド４１が導通し、前記の励磁エネルギが２次側に送ら
れ、コンデンサ６０で平滑され、さらにチョ−クコイル
５１、コンデンサ６１により交流リップル分を減衰し
て、直流電圧を負荷回路８に供給する。
説明する。フライバックコンバータの回路構成を図１７
に示す。この方式の回路動作は前述のフォワードコンバ
ータとはやや異なり、トランスがチョークコイルの機能
も兼ねて動作をする。そのため、２次巻線３２の極性が
図１１とは逆になっている。チョークコイル５１は出力
の交流リップル分を減衰させるために設けられたもので
ある。フライバックコンバータ方式でも、負荷回路８に
安定した直流電圧を供給するために制御・駆動回路７
は、コンデンサ６１の両端の電圧Ｖｏを検出して、Ｖｏ
が一定となるオン・オフ比率の信号を半導体スイッチ２
に与える。この信号の周波数は、トランス３の小型化の
ために２０ｋＨｚ以上の高周波が用いられており、この
信号により半導体スイッチ２は高周波でオン・オフし、
トランス３の１次巻線３１には高周波の矩形波電圧が印
加される。半導体スイッチ２のオン期間には、整流ダイ
オ−ド４１が導通しない極性に２次巻線３２が接続され
ているため、この期間に励磁エネルギがトランス３に蓄
えられる。半導体スイッチ２がオフになると整流ダイオ
−ド４１が導通し、前記の励磁エネルギが２次側に送ら
れ、コンデンサ６０で平滑され、さらにチョ−クコイル
５１、コンデンサ６１により交流リップル分を減衰し
て、直流電圧を負荷回路８に供給する。
【０００５】スイッチング電源は、前述のように半導体
スイッチを高周波でオン・オフさせているため、電圧、
電流の急峻な変化に起因するノイズを発生する。ノイズ
はその伝搬経路からノーマルモードノイズとコモンモー
ドノイズに分けられる。ノーマルモードノイズの伝搬経
路は、通常の電力あるいは信号と同じように、＋側ライ
ンから−側ラインを伝わる。コモンモ−ドノイズについ
ては、図１２を使って説明する。図１２は、フォワ−ド
コンバ−タ方式におけるコモンモ−ドノイズの発生源と
伝搬経路を示している。半導体スイッチ、整流ダイオ−
ド、フライホイ−ルダイオ−ドがノイズの発生源とな
り、図中ではそれぞれＶNS、ＶND、ＶNFで示されてい
る。ＶNSで発生したノイズ電流は、トランス３の線間容
量３５を通って２次側に伝わり、ＶND、ＶNFで発生した
ノイズ電流も加わって２次側の＋側、−側の両ラインを
流れて負荷回路８に達する。このノイズ電流は、１次側
・グランド間の浮遊容量ＣSPと負荷回路・グランド間の
浮遊容量ＣSSを介してグランドライン（コモンライン）
を流れるためコモンモ−ドノイズ電流と云われる。コモ
ンモ−ドノイズ電流は、トランス３が理想的な電磁誘導
のみで結合していれば遮断できるが、実際には１次巻線
３１と２次巻線３２の間に線間容量３５が存在するた
め、この線間容量３５を通って流れてしまう。コモンモ
−ドノイズは電子装置システムのグランドラインを流れ
るため、グランドラインを共用する他の電子装置に影響
を与え、誤動作などの障害を発生させることが多い。
スイッチを高周波でオン・オフさせているため、電圧、
電流の急峻な変化に起因するノイズを発生する。ノイズ
はその伝搬経路からノーマルモードノイズとコモンモー
ドノイズに分けられる。ノーマルモードノイズの伝搬経
路は、通常の電力あるいは信号と同じように、＋側ライ
ンから−側ラインを伝わる。コモンモ−ドノイズについ
ては、図１２を使って説明する。図１２は、フォワ−ド
コンバ−タ方式におけるコモンモ−ドノイズの発生源と
伝搬経路を示している。半導体スイッチ、整流ダイオ−
ド、フライホイ−ルダイオ−ドがノイズの発生源とな
り、図中ではそれぞれＶNS、ＶND、ＶNFで示されてい
る。ＶNSで発生したノイズ電流は、トランス３の線間容
量３５を通って２次側に伝わり、ＶND、ＶNFで発生した
ノイズ電流も加わって２次側の＋側、−側の両ラインを
流れて負荷回路８に達する。このノイズ電流は、１次側
・グランド間の浮遊容量ＣSPと負荷回路・グランド間の
浮遊容量ＣSSを介してグランドライン（コモンライン）
を流れるためコモンモ−ドノイズ電流と云われる。コモ
ンモ−ドノイズ電流は、トランス３が理想的な電磁誘導
のみで結合していれば遮断できるが、実際には１次巻線
３１と２次巻線３２の間に線間容量３５が存在するた
め、この線間容量３５を通って流れてしまう。コモンモ
−ドノイズは電子装置システムのグランドラインを流れ
るため、グランドラインを共用する他の電子装置に影響
を与え、誤動作などの障害を発生させることが多い。
【０００６】ノイズの発生量の測定としては、入力側あ
るいは出力側の端子間のノイズ電圧を測る伝導ノイズ測
定と、空間に放射される電磁波の強度を測定する放射ノ
イズ測定がある。これら伝導ノイズと放射ノイズには、
公的な規制値が定められており、この規制値を満たすよ
うなノイズ対策をスイッチング電源に施す必要がある。
るいは出力側の端子間のノイズ電圧を測る伝導ノイズ測
定と、空間に放射される電磁波の強度を測定する放射ノ
イズ測定がある。これら伝導ノイズと放射ノイズには、
公的な規制値が定められており、この規制値を満たすよ
うなノイズ対策をスイッチング電源に施す必要がある。
【０００７】スイッチング電源の伝導ノイズを抑える方
法としては、ＣＱ出版社発行「トランジスタ技術」１９
８９年１２月号のｐ５００〜ｐ５０６、同じく１９９１
年１０月号のｐ４６５〜ｐ４６７に記載されている様
に、電源の入力側あるいは出力側にコモンモードチョー
クコイルを使ったフィルタを外部接続させてノイズを減
衰させている。また、実開昭６２−５１９８３のように
整流回路の直後に巻数比の異なる２巻線型のチョ−クコ
イルを接続した提案がある。
法としては、ＣＱ出版社発行「トランジスタ技術」１９
８９年１２月号のｐ５００〜ｐ５０６、同じく１９９１
年１０月号のｐ４６５〜ｐ４６７に記載されている様
に、電源の入力側あるいは出力側にコモンモードチョー
クコイルを使ったフィルタを外部接続させてノイズを減
衰させている。また、実開昭６２−５１９８３のように
整流回路の直後に巻数比の異なる２巻線型のチョ−クコ
イルを接続した提案がある。
【０００８】放射ノイズとは、電磁波の形態で空間を伝
わるものである。図１３に放射ノイズ源のモデルを示
す。放射される電磁波の強度Ｅは、電子情報通信学会環
境電磁工学研究会資料ＥＭＣＪ９０−８９に示されてい
るように電流Ｉと周波数ｆの自乗とル−プ面積Ａの積
Ｉｆ2Ａに比例する。この関係から、スイッチング電源
で発生する放射ノイズを抑える方法として、高周波電流
の流れるループ面積を小さくすることと、急俊な電流変
化を抑える（高い周波数の電流成分を小さくする）こと
が行なわれている。
わるものである。図１３に放射ノイズ源のモデルを示
す。放射される電磁波の強度Ｅは、電子情報通信学会環
境電磁工学研究会資料ＥＭＣＪ９０−８９に示されてい
るように電流Ｉと周波数ｆの自乗とル−プ面積Ａの積
Ｉｆ2Ａに比例する。この関係から、スイッチング電源
で発生する放射ノイズを抑える方法として、高周波電流
の流れるループ面積を小さくすることと、急俊な電流変
化を抑える（高い周波数の電流成分を小さくする）こと
が行なわれている。
【０００９】コモンモ−ドノイズ電流の流れるル−プ面
積を小さくするために１次・２次間にコンデンサ１０を
追加した例を図１４に示し、コモンモ−ドノイズ電流の
説明図を図１５に示す。１次・２次間に追加したコンデ
ンサ１０によってできるル−トにより、コモンモードノ
イズ電流の流れるル−プの面積は、図１２の斜線で示す
面積から、図１５の斜線で示す面積のように小さくな
る。さらに、急俊な電流変化を抑える対策を加えた例を
図１６に示す。フライホイールダイオード４５と直列に
設けられた可飽和リアクトル５５は、ダイオードの急峻
な逆方向回復電流（リカバリー電流）を抑制するもので
あり、電気学会マグネティックス研究会資料ＭＡＧ−８
９−１５１に詳しく記述されている。
積を小さくするために１次・２次間にコンデンサ１０を
追加した例を図１４に示し、コモンモ−ドノイズ電流の
説明図を図１５に示す。１次・２次間に追加したコンデ
ンサ１０によってできるル−トにより、コモンモードノ
イズ電流の流れるル−プの面積は、図１２の斜線で示す
面積から、図１５の斜線で示す面積のように小さくな
る。さらに、急俊な電流変化を抑える対策を加えた例を
図１６に示す。フライホイールダイオード４５と直列に
設けられた可飽和リアクトル５５は、ダイオードの急峻
な逆方向回復電流（リカバリー電流）を抑制するもので
あり、電気学会マグネティックス研究会資料ＭＡＧ−８
９−１５１に詳しく記述されている。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】近年、スッチング電源
をさらに小型・薄型化するために動作周波数を５００ｋ
Ｈｚ程度まで高めようとされているが、この様なスイッ
チング電源に使われる小型・薄型のトランスでは線間容
量が増大するため、コモンモ−ドノイズ電流が大きくな
り、伝導ノイズ、放射ノイズが増加する問題点がある。
また、図１６に示すようにフライホイ−ルダイオ−ド４
５と直列に可飽和リアクトル５５を設ける方法では、動
作周波数が高いため可飽和リアクトル磁心の磁心損失が
激増し、さらに、インダクタンス素子であるためそのイ
ンダクタンスにより、半導体スイッチのターンオフ時の
サージ電圧が大きくなるという問題点があった。本発明
は以上のような問題点を解決するためになされたもの
で、損失やサージ電圧の増大を招くことなく、スイッチ
ング電源の伝導ノイズ、放射ノイズを小さくできる。
をさらに小型・薄型化するために動作周波数を５００ｋ
Ｈｚ程度まで高めようとされているが、この様なスイッ
チング電源に使われる小型・薄型のトランスでは線間容
量が増大するため、コモンモ−ドノイズ電流が大きくな
り、伝導ノイズ、放射ノイズが増加する問題点がある。
また、図１６に示すようにフライホイ−ルダイオ−ド４
５と直列に可飽和リアクトル５５を設ける方法では、動
作周波数が高いため可飽和リアクトル磁心の磁心損失が
激増し、さらに、インダクタンス素子であるためそのイ
ンダクタンスにより、半導体スイッチのターンオフ時の
サージ電圧が大きくなるという問題点があった。本発明
は以上のような問題点を解決するためになされたもの
で、損失やサージ電圧の増大を招くことなく、スイッチ
ング電源の伝導ノイズ、放射ノイズを小さくできる。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明は、直流入力電源
と、トランスと、前記直流入力電源と前記トランスの１
次巻線との間に接続される半導体スイッチと、前記半導
体スイッチのスイッチをオンオフ制御する制御・駆動回
路と前記トランス２次巻線に接続される整流回路と、出
力平滑回路とを有し、前記整流回路と直列にコモンモー
ドチョークコイルを設けたことを特徴とするスイッチン
グ電源である。ここでのコモンモ−ドチョ−クコイルの
巻数比は実質的に１：１である。
と、トランスと、前記直流入力電源と前記トランスの１
次巻線との間に接続される半導体スイッチと、前記半導
体スイッチのスイッチをオンオフ制御する制御・駆動回
路と前記トランス２次巻線に接続される整流回路と、出
力平滑回路とを有し、前記整流回路と直列にコモンモー
ドチョークコイルを設けたことを特徴とするスイッチン
グ電源である。ここでのコモンモ−ドチョ−クコイルの
巻数比は実質的に１：１である。
【００１２】
【作用】本発明は以上の様に構成したので、整流回路に
直列に設けたコモンモードチョークコイルのインピ−ダ
ンスにより、トランス線間容量を経由して流れるコモン
モードノイズ電流が抑えられ、伝導ノイズ、放射ノイズ
が小さくなる。さらに、スイッチング電源内部にコモン
モードノイズ電流の戻りのルートを設けた場合は、コモ
ンモードノイズ電流の流れるループ面積が小さくなる効
果が加わることから、放射ノイズの発生を大幅に抑える
ことができる。コモンモードチョークコイルは、ノーマ
ルモードの電流に対しては発生する磁束を打ち消しあう
様に巻かれているため、ノーマルモードのインダタンス
分は僅かである。従って、半導体スイッチのターンオフ
時のサージ電圧を増大させることはない。また、スイッ
チング電源本来のノーマルモードでの電力伝達への影響
はなく、変換効率の低下も生じない。
直列に設けたコモンモードチョークコイルのインピ−ダ
ンスにより、トランス線間容量を経由して流れるコモン
モードノイズ電流が抑えられ、伝導ノイズ、放射ノイズ
が小さくなる。さらに、スイッチング電源内部にコモン
モードノイズ電流の戻りのルートを設けた場合は、コモ
ンモードノイズ電流の流れるループ面積が小さくなる効
果が加わることから、放射ノイズの発生を大幅に抑える
ことができる。コモンモードチョークコイルは、ノーマ
ルモードの電流に対しては発生する磁束を打ち消しあう
様に巻かれているため、ノーマルモードのインダタンス
分は僅かである。従って、半導体スイッチのターンオフ
時のサージ電圧を増大させることはない。また、スイッ
チング電源本来のノーマルモードでの電力伝達への影響
はなく、変換効率の低下も生じない。
【００１３】
【実施例】本発明の実施例について添付図面に基づいて
詳述するが、本発明はこれらの実施例に限られるもので
はない。図１は本発明に係るスイッチング電源の実施例
１を示す回路図である。回路の基本的な動作は前述した
図１２のフォワードコンバータ方式と同様である。近年
のスイッチング電源の高周波化により小型・薄型となっ
たトランスでは線間容量が増大しているため、コモンモ
−ドノイズ電流が大きくなっている。このコモンモ−ド
ノイズ電流によって生ずるノイズを抑えるため、２次巻
線３２と整流ダイオ−ド４１との間に設けられたのがコ
モンモードチョークコイル９である。コモンモードチョ
ークコイル９はコモンモードノイズ電流の流れる経路に
直列に挿入されているため、そのインピ−ダンスにより
コモンモードノイズ電流を抑え、伝導ノイズ、放射ノイ
ズを小さくする。
詳述するが、本発明はこれらの実施例に限られるもので
はない。図１は本発明に係るスイッチング電源の実施例
１を示す回路図である。回路の基本的な動作は前述した
図１２のフォワードコンバータ方式と同様である。近年
のスイッチング電源の高周波化により小型・薄型となっ
たトランスでは線間容量が増大しているため、コモンモ
−ドノイズ電流が大きくなっている。このコモンモ−ド
ノイズ電流によって生ずるノイズを抑えるため、２次巻
線３２と整流ダイオ−ド４１との間に設けられたのがコ
モンモードチョークコイル９である。コモンモードチョ
ークコイル９はコモンモードノイズ電流の流れる経路に
直列に挿入されているため、そのインピ−ダンスにより
コモンモードノイズ電流を抑え、伝導ノイズ、放射ノイ
ズを小さくする。
【００１４】図２に本発明に係るスイッチング電源の実
施例２の回路図を示す。実施例２では整流ダイオ−ド４
１とフライホイ−ルダイオ−ド４５との間にコモンモー
ドチョークコイル９が設けられている。図３に本発明に
係るスイッチング電源の実施例３の回路図を示す。実施
例３ではフライホイ−ルダイオ−ド４５とチョ−クコイ
ル５との間にコモンモードチョークコイル９が設けられ
ている。コモンモードチョークコイル９の設けられてい
る位置は実施例１と異なっているが、コモンモードノイ
ズ電流の流れる経路に直列に挿入されているため、実施
例１と同様の効果がある。これらの実施例と、従来技術
である図１４の回路を比較例１、可飽和リアクトル５５
を追加した図１６の回路を比較例２とし、放射ノイズ振
幅、損失、最大スイッチ電圧を測定した結果を表１に示
す。測定に使用したスイッチング電源は入力電圧ＤＣ４
８Ｖ、出力ＤＣ５Ｖ２Ａ、動作周波数４００ｋＨｚであ
る。本実施例で用いたコモンモードチョークコイル９は
巻線抵抗による効率低下を防ぐため、さらにノーマルモ
ードのインダクタンス分によるサージ電圧の発生を最小
に抑えるために巻数は１回ずつとした。使用した磁心は
鉄基微結晶合金（日立金属製 商品名ファインメット）
のビーズコア（外径４ｍｍ、内径１．６ｍｍ、高さ４．
５ｍｍ）であり、巻数は１回ずつであるためビーズコア
に導線を２本通しているだけである。放射ノイズの測定
方法を図６に示し、説明を加える。直径約６ｃｍの１タ
ーンのループを磁界プローブ６０１とし、スイッチング
電源の部品面上に設置してこのプローブに誘起した電圧
波形をデジタルオシロスコープ６０２で観測した。ま
た、最大スイッチ電圧は、半導体スイッチ２のドレイン
・ソ−ス間電圧ＶDSを電圧プロ−ブによりデジタルオシ
ロスコープで観測し、その最大値を測定した。表１から
わかる様に本発明の実施例はいずれも比較例１に比べ、
放射ノイズが大きく低減している。また、可飽和リアク
トルを追加した比較例２の場合に比べ放射ノイズでは同
等であるが、損失や最大スイッチ電圧の増大は生じてい
ない。ここで比較例１と比較例２の損失の差０．３７Ｗ
は可飽和リアクトル５５の磁心で生じている損失であ
る。可飽和リアクトル５５の磁心にはアモルファス合金
のビーズコア（外径４ｍｍ、内径１．６ｍｍ、高さ４．
５ｍｍ）が使われているが、このビ−ズコアの温度上昇
〓Ｔは７５Ｋにも達しているため、スイッチング周波数
が高くなると実用には適さない。また、コモンモードチ
ョークコイル９の磁心にフェライトヒーズコア（日立フ
ェライト製 Ｔ−３１４材、外径５ｍｍ、内径２．５ｍ
ｍ、高さ６ｍｍ）を使用した場合も同等のノイズ低減効
果が得られた。
施例２の回路図を示す。実施例２では整流ダイオ−ド４
１とフライホイ−ルダイオ−ド４５との間にコモンモー
ドチョークコイル９が設けられている。図３に本発明に
係るスイッチング電源の実施例３の回路図を示す。実施
例３ではフライホイ−ルダイオ−ド４５とチョ−クコイ
ル５との間にコモンモードチョークコイル９が設けられ
ている。コモンモードチョークコイル９の設けられてい
る位置は実施例１と異なっているが、コモンモードノイ
ズ電流の流れる経路に直列に挿入されているため、実施
例１と同様の効果がある。これらの実施例と、従来技術
である図１４の回路を比較例１、可飽和リアクトル５５
を追加した図１６の回路を比較例２とし、放射ノイズ振
幅、損失、最大スイッチ電圧を測定した結果を表１に示
す。測定に使用したスイッチング電源は入力電圧ＤＣ４
８Ｖ、出力ＤＣ５Ｖ２Ａ、動作周波数４００ｋＨｚであ
る。本実施例で用いたコモンモードチョークコイル９は
巻線抵抗による効率低下を防ぐため、さらにノーマルモ
ードのインダクタンス分によるサージ電圧の発生を最小
に抑えるために巻数は１回ずつとした。使用した磁心は
鉄基微結晶合金（日立金属製 商品名ファインメット）
のビーズコア（外径４ｍｍ、内径１．６ｍｍ、高さ４．
５ｍｍ）であり、巻数は１回ずつであるためビーズコア
に導線を２本通しているだけである。放射ノイズの測定
方法を図６に示し、説明を加える。直径約６ｃｍの１タ
ーンのループを磁界プローブ６０１とし、スイッチング
電源の部品面上に設置してこのプローブに誘起した電圧
波形をデジタルオシロスコープ６０２で観測した。ま
た、最大スイッチ電圧は、半導体スイッチ２のドレイン
・ソ−ス間電圧ＶDSを電圧プロ−ブによりデジタルオシ
ロスコープで観測し、その最大値を測定した。表１から
わかる様に本発明の実施例はいずれも比較例１に比べ、
放射ノイズが大きく低減している。また、可飽和リアク
トルを追加した比較例２の場合に比べ放射ノイズでは同
等であるが、損失や最大スイッチ電圧の増大は生じてい
ない。ここで比較例１と比較例２の損失の差０．３７Ｗ
は可飽和リアクトル５５の磁心で生じている損失であ
る。可飽和リアクトル５５の磁心にはアモルファス合金
のビーズコア（外径４ｍｍ、内径１．６ｍｍ、高さ４．
５ｍｍ）が使われているが、このビ−ズコアの温度上昇
〓Ｔは７５Ｋにも達しているため、スイッチング周波数
が高くなると実用には適さない。また、コモンモードチ
ョークコイル９の磁心にフェライトヒーズコア（日立フ
ェライト製 Ｔ−３１４材、外径５ｍｍ、内径２．５ｍ
ｍ、高さ６ｍｍ）を使用した場合も同等のノイズ低減効
果が得られた。
【表１】
【００１５】図４に本発明に係るスイッチング電源の実
施例４の回路図を示す。実施例４はフライバックコンバ
−タ方式におけるもので、コモンモードチョークコイル
９を２次巻線３２と整流ダイオード４１の間に設けてい
る。図５に本発明に係るスイッチング電源の実施例５の
回路図を示す。実施例５もフライバックコンバ−タ方式
におけるもので、コモンモードチョークコイル９を整流
ダイオード４１とコンデンサ６０の間に設けている。い
ずれの実施例もコモンモードチョークコイル９を整流ダ
イオード４１に直列に設けた前述のフォワードコンバー
タ方式における実施例と同じく、トランス線間容量を通
って流れるコモンモードノイズ電流がコモンモードチョ
ークコイル９により抑えられるため、このノイズ電流に
より発生する放射ノイズが抑えられる。表２にフライバ
ックコンバータ方式スイッチング電源における放射ノイ
ズ振幅、変換効率の測定結果を示す。
施例４の回路図を示す。実施例４はフライバックコンバ
−タ方式におけるもので、コモンモードチョークコイル
９を２次巻線３２と整流ダイオード４１の間に設けてい
る。図５に本発明に係るスイッチング電源の実施例５の
回路図を示す。実施例５もフライバックコンバ−タ方式
におけるもので、コモンモードチョークコイル９を整流
ダイオード４１とコンデンサ６０の間に設けている。い
ずれの実施例もコモンモードチョークコイル９を整流ダ
イオード４１に直列に設けた前述のフォワードコンバー
タ方式における実施例と同じく、トランス線間容量を通
って流れるコモンモードノイズ電流がコモンモードチョ
ークコイル９により抑えられるため、このノイズ電流に
より発生する放射ノイズが抑えられる。表２にフライバ
ックコンバータ方式スイッチング電源における放射ノイ
ズ振幅、変換効率の測定結果を示す。
【表２】 表３に放射ノイズの周波数スペクトルの測定結果を示
す。ここで比較例３は、図１７に示す従来のフライバッ
クコンバ−タ方式の回路に１次・２次間のコンデンサ１
０を追加したものである。測定に使用したスイッチング
電源は入力電圧ＤＣ４８Ｖ、出力ＤＣ５Ｖ１Ａ、動作周
波数５００ｋＨｚである。この様に変換効率に大きな差
異はないが、放射ノイズ振幅は約３０％減少している。
表３の放射ノイズの周波数スペクトルを見ると、本発明
の実施例では特に４０ＭＨｚ以上の周波数の成分が４０
〜６０％も減少していることがわかる。
す。ここで比較例３は、図１７に示す従来のフライバッ
クコンバ−タ方式の回路に１次・２次間のコンデンサ１
０を追加したものである。測定に使用したスイッチング
電源は入力電圧ＤＣ４８Ｖ、出力ＤＣ５Ｖ１Ａ、動作周
波数５００ｋＨｚである。この様に変換効率に大きな差
異はないが、放射ノイズ振幅は約３０％減少している。
表３の放射ノイズの周波数スペクトルを見ると、本発明
の実施例では特に４０ＭＨｚ以上の周波数の成分が４０
〜６０％も減少していることがわかる。
【表３】
【００１６】実施例１〜５は半波型整流回路のものであ
るが、次に整流回路が全波型、ブリッジ型となる実施例
について述べる。全波型、ブリッジ型の整流回路は、プ
ッシュプルコンバータ、ハーフブリッジコンバータ、フ
ルブリッジコンバータなどのトランスを両極性に励磁す
る多石式コンバ−タに用いられる。ここでは代表的なハ
ーフブリッジコンバータについての実施例を挙げる。図
７は全波整流回路における本発明の実施例である。ここ
で半導体スイッチ２１、２２は、制御・駆動回路７にか
ら交互にオンするような高周波のオン信号を受けて駆動
される。半導体スイッチ２１がオンの時には、トランス
３の巻線の・印側が＋極性となる電圧を誘起するため２
次側では整流ダイオ−ド４１が導通し、２次巻線３２に
電流が流れる。半導体スイッチ２２がオンの時には、前
記とは反対の極性で巻線に電圧が誘起するため２次側で
は整流ダイオ−ド４２が導通し、２次巻線３３に電流が
流れる。この様に、２次巻線３２、３３と、整流ダイオ
−ド４１、４２からなる整流回路とにより全波型の整流
を行っている。このためコモンモードチョークコイル９
は、２つの２次巻線３２、３３を流れるコモンモードノ
イズ電流に作用させるため、３巻線型となる。全波整流
方式の別の実施例を図８に示す。ここでは整流回路の後
にコモンモードチョークコイル９を設けているため、２
巻線型となる。ブリッジ整流方式における実施例を図９
に示す。ブリッジ型の整流回路は、４つの整流ダイオ−
ド４１〜４４よりなる。２次巻線は１つとなるため、コ
モンモ−ドチョ−クコイル９は図１の実施例１と同様
に、２次巻線３２と整流回路との間に設けられる。図１
０はブリッジ整流方式における他の実施例であり、ブリ
ッジ整流回路とチョ−クコイル５の間にコモンモ−ドチ
ョ−クコイル９を設けている。図７〜１０の多石式コン
バータの実施例においても、コモンモ−ドチョ−クコイ
ル９は、前述のフォワ−ドコンバ−タ、フライバックコ
ンバ−タの実施例と同様に、トランスの線間容量を通っ
て流れるコモンモードノイズ電流を抑制するため、放射
ノイズを小さくできる。
るが、次に整流回路が全波型、ブリッジ型となる実施例
について述べる。全波型、ブリッジ型の整流回路は、プ
ッシュプルコンバータ、ハーフブリッジコンバータ、フ
ルブリッジコンバータなどのトランスを両極性に励磁す
る多石式コンバ−タに用いられる。ここでは代表的なハ
ーフブリッジコンバータについての実施例を挙げる。図
７は全波整流回路における本発明の実施例である。ここ
で半導体スイッチ２１、２２は、制御・駆動回路７にか
ら交互にオンするような高周波のオン信号を受けて駆動
される。半導体スイッチ２１がオンの時には、トランス
３の巻線の・印側が＋極性となる電圧を誘起するため２
次側では整流ダイオ−ド４１が導通し、２次巻線３２に
電流が流れる。半導体スイッチ２２がオンの時には、前
記とは反対の極性で巻線に電圧が誘起するため２次側で
は整流ダイオ−ド４２が導通し、２次巻線３３に電流が
流れる。この様に、２次巻線３２、３３と、整流ダイオ
−ド４１、４２からなる整流回路とにより全波型の整流
を行っている。このためコモンモードチョークコイル９
は、２つの２次巻線３２、３３を流れるコモンモードノ
イズ電流に作用させるため、３巻線型となる。全波整流
方式の別の実施例を図８に示す。ここでは整流回路の後
にコモンモードチョークコイル９を設けているため、２
巻線型となる。ブリッジ整流方式における実施例を図９
に示す。ブリッジ型の整流回路は、４つの整流ダイオ−
ド４１〜４４よりなる。２次巻線は１つとなるため、コ
モンモ−ドチョ−クコイル９は図１の実施例１と同様
に、２次巻線３２と整流回路との間に設けられる。図１
０はブリッジ整流方式における他の実施例であり、ブリ
ッジ整流回路とチョ−クコイル５の間にコモンモ−ドチ
ョ−クコイル９を設けている。図７〜１０の多石式コン
バータの実施例においても、コモンモ−ドチョ−クコイ
ル９は、前述のフォワ−ドコンバ−タ、フライバックコ
ンバ−タの実施例と同様に、トランスの線間容量を通っ
て流れるコモンモードノイズ電流を抑制するため、放射
ノイズを小さくできる。
【００１７】
【発明の効果】本発明によれば、コモンモードノイズ電
流が抑制されるため、伝導ノイズ、放射ノイズの小さい
スイッチング電源となる。また、整流ダイオ−ド、フラ
イホイールダイオードの近くにコモンモードチョークコ
イルが設けられるため、これらのダイオ−ドの急峻なリ
カバリ−電流に起因するノイズを効果的に減衰すること
ができる。
流が抑制されるため、伝導ノイズ、放射ノイズの小さい
スイッチング電源となる。また、整流ダイオ−ド、フラ
イホイールダイオードの近くにコモンモードチョークコ
イルが設けられるため、これらのダイオ−ドの急峻なリ
カバリ−電流に起因するノイズを効果的に減衰すること
ができる。
【図１】本発明の実施例１を示す回路図である。
【図２】本発明の実施例２を示す回路図である。
【図３】本発明の実施例３を示す回路図である。
【図４】本発明の実施例４を示す回路図である。
【図５】本発明の実施例５を示す回路図である。
【図６】放射ノイズの測定方法の説明図である。
【図７】全波整流方式における本発明の実施例を示す回
路図である。
路図である。
【図８】全波整流方式における本発明の別の実施例を示
す回路図である。
す回路図である。
【図９】ブリッジ整流方式における本発明の実施例を示
す回路図である。
す回路図である。
【図１０】ブリッジ整流方式における本発明の別の実施
例を示す回路図である。
例を示す回路図である。
【図１１】従来のフォワードコンバータ方式を示す回路
図である。
図である。
【図１２】図１１の回路のコモンモ−ドノイズ電流の説
明図である。
明図である。
【図１３】放射ノイズ源のモデル図である。
【図１４】従来のフォワードコンバータ方式におけるノ
イズ対策を示す回路図である。
イズ対策を示す回路図である。
【図１５】図１４の回路のコモンモ−ドノイズ電流の説
明図である。
明図である。
【図１６】従来のフォワードコンバータ方式における他
のノイズ対策を示す回路図である。
のノイズ対策を示す回路図である。
【図１７】従来のフライバックコンバータ方式を示す回
路図である。
路図である。
１ 直流電源 ２ 半導体スイッチ ３ トランス
５ チョークコイル ７ 制御・駆動回路 ８ 負荷回路 ９ コモンモ
ードチョークコイル １０ コンデンサ ３１ １次巻線 ３２ ２次巻
線 ４１ 整流ダイオード ４２ 整流ダイオード ４
２ 整流ダイオード ４３ 整流ダイオード ４４ 整流ダイオード ４５ フライホイールダイオード ６０ コンデンサ ６１ コンデンサ
５ チョークコイル ７ 制御・駆動回路 ８ 負荷回路 ９ コモンモ
ードチョークコイル １０ コンデンサ ３１ １次巻線 ３２ ２次巻
線 ４１ 整流ダイオード ４２ 整流ダイオード ４
２ 整流ダイオード ４３ 整流ダイオード ４４ 整流ダイオード ４５ フライホイールダイオード ６０ コンデンサ ６１ コンデンサ
Claims (4)
- 【請求項１】 直流入力電源と、トランスと、前記直流
入力電源と前記トランスの１次巻線との間に接続される
半導体スイッチと、前記半導体スイッチのスイッチをオ
ンオフ制御する制御・駆動回路と、前記トランスの２次
巻線に接続される整流回路と、出力平滑回路とを有し、
前記整流回路と直列にコモンモードチョークコイルを設
けたことを特徴とするスイッチング電源。 - 【請求項２】 前記コモンモードチョークコイルを、前
記トランスの２次巻線と前記整流回路との間に設けたこ
とを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。 - 【請求項３】 前記コモンモードチョークコイルを、前
記整流回路と前記出力平滑回路との間に設けたことを特
徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。 - 【請求項４】 前記入力電源の一端と前記出力平滑回路
の一端との間にコンデンサを接続したことを特徴とする
請求項１に記載のスイッチング電源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16208993A JPH0723562A (ja) | 1993-06-30 | 1993-06-30 | スイッチング電源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16208993A JPH0723562A (ja) | 1993-06-30 | 1993-06-30 | スイッチング電源 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0723562A true JPH0723562A (ja) | 1995-01-24 |
Family
ID=15747879
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16208993A Pending JPH0723562A (ja) | 1993-06-30 | 1993-06-30 | スイッチング電源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0723562A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6788184B2 (en) * | 2000-07-21 | 2004-09-07 | Michel Roche | High frequency transformer with integrated rectifiers |
| JP2005261112A (ja) * | 2004-03-12 | 2005-09-22 | Sanken Electric Co Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JP2017131004A (ja) * | 2016-01-19 | 2017-07-27 | 東芝テック株式会社 | 非接触受電装置 |
| JP6191797B1 (ja) * | 2017-02-24 | 2017-09-06 | 富士電機株式会社 | 評価方法、推定方法、評価装置、および複合評価装置 |
| JP2019174009A (ja) * | 2018-03-27 | 2019-10-10 | 株式会社ノーリツ | 給湯装置 |
-
1993
- 1993-06-30 JP JP16208993A patent/JPH0723562A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6788184B2 (en) * | 2000-07-21 | 2004-09-07 | Michel Roche | High frequency transformer with integrated rectifiers |
| JP2005261112A (ja) * | 2004-03-12 | 2005-09-22 | Sanken Electric Co Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JP2017131004A (ja) * | 2016-01-19 | 2017-07-27 | 東芝テック株式会社 | 非接触受電装置 |
| JP6191797B1 (ja) * | 2017-02-24 | 2017-09-06 | 富士電機株式会社 | 評価方法、推定方法、評価装置、および複合評価装置 |
| JP2018141633A (ja) * | 2017-02-24 | 2018-09-13 | 富士電機株式会社 | 評価方法、推定方法、評価装置、および複合評価装置 |
| JP2019174009A (ja) * | 2018-03-27 | 2019-10-10 | 株式会社ノーリツ | 給湯装置 |
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