JP2010200401A

JP2010200401A - スイッチング回路

Info

Publication number: JP2010200401A
Application number: JP2009039358A
Authority: JP
Inventors: Tatsuhiro Suzuki; 達広鈴木; Masakatsu Hoshi; 星　　正勝; Tetsuya Hayashi; 林　　哲也; Hideaki Tanaka; 秀明田中; Shigeharu Yamagami; 滋春山上
Original assignee: Nissan Motor Co Ltd
Current assignee: Nissan Motor Co Ltd
Priority date: 2009-02-23
Filing date: 2009-02-23
Publication date: 2010-09-09
Anticipated expiration: 2029-02-23
Also published as: JP5267201B2

Abstract

【課題】部品点数を増加させずに半導体スイッチング素子への負荷を防止するスイッチング回路を提供する
【解決手段】寄生ダイオード１０４を有する半導体スイッチング素子１０３と、寄生ダイオード１０４と同じ方向で、半導体スイッチング素子１０３と並列接続されたダイオード１０１と、ダイオード１０１と直列、半導体スイッチング素子１０３と並列に接続された可飽和リアクトル１０２を有し、寄生ダイオード１０４の立ち上がり電圧をダイオード１０１の立ち上がり電圧より大きくする
【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチング回路に関する。

ダイオードに直列接続された可飽和リアクトルと、当該可飽和リアクトルに並列接続されたダイオードとを有する磁気スナバ回路を用いたＤＣ−ＤＣコンバータが知られている（特許文献１）。

特開２００２−２２３５６８号公報

しかしながら、従来の磁気スナバ回路を用いたＤＣ−ＤＣコンバータでは、スイッチング素子へ負荷をかけないように、可飽和リアクトルにダイオードを追加して並列接続するため、部品点数が増加してしまうという問題があった。

そこで、本発明は、部品点数を増加させずに半導体スイッチング素子への負荷を軽減するスイッチング回路を提供する。

本発明は、半導体スイッチング素子の寄生ダイオードを利用するスイッチング回路によって上記課題を解決する。

本発明によれば、ダイオードと可飽和リアクトルの直列回路に寄生ダイオードを有する半導体スイッチング素子を並列接続させ、当該寄生ダイオードに電流を流すことで、
部品点数を不要に増加させず、半導体スイッチング素子への負荷を軽減することができる。

発明の実施形態に係るスイッチング回路を示す回路図である。図１のスイッチング回路を用いた三相インバータ回路の回路図である。図１の可飽和リアクトル１０２の磁気ヒステリシス曲線を示す図である。図１に示す還流ダイオード１０１を流れる電流の変化を示す図である。発明の他の実施形態に係る還流ダイオードと可飽和リアクトルを示す平面図である。発明の他の実施形態に係る還流ダイオードと可飽和リアクトルを示す平面図である。発明の他の実施形態に係る還流ダイオードと可飽和リアクトルを示す平面図である。発明の他の実施形態に係る還流ダイオードと可飽和リアクトルを示す平面図である。発明の他の実施形態に係る還流ダイオードと可飽和リアクトルを示す平面図である。

以下、発明の実施形態を図面に基づいて説明する。

《第１実施形態》
図１は、発明の実施形態に係るスイッチング回路１０の回路図である。図２は、図１の回路を用いた三相インバータ回路の回路図である。図３は、図１に示すスイッチング回路１０の可飽和リアクトル１０２の磁気ヒステリシス曲線を示す図である。図４は、図１に示すスイッチング回路１０の還流ダイオード１０１を流れる電流の変化を示す図である。なお、寄生ダイオード１０４は、半導体スイッチング素子１０３の構造上有するダイオードであって、図１及び２においては、分かりやすく表すために半導体スイッチング素子１０３の一部としてダイオード１０４を記載している。

図１に示すスイッチング回路１０は、還流ダイオード１０１と、還流ダイオード１０１と直列に接続される可飽和リアクトル１０２と、還流ダイオード１０１と可飽和リアクトル１０２との直列回路に並列される半導体スイッチング素子１０３を有している。半導体スイッチング素子１０３は寄生ダイオード１０４を有しており、還流ダイオード１０１と寄生ダイオード１０４は同じ方向である。そのため、半導体スイッチング素子１０３に実際に流れる電流の向きと還流ダイオード１０１及び寄生ダイオード１０４の順方向の電流の向きは逆となる。

また寄生ダイオード１０４の立ち上がり電圧が還流ダイオード１０１の立ち上がり電圧より大きくなるように、半導体スイッチング素子１０３及び還流ダイオード１０１が形成されている。

本例のスイッチング回路１０において、還流ダイオード１０１は、炭化珪素からなる半導体材料を用いたユニポーラ動作のショットキーバリアダイオードで形成され、半導体スイッチング素子１０３は、炭化珪素を半導体基板としたＭＯＳ―ＦＥＴで形成されている。また可飽和リアクトル１０２はフェライトで形成されている。

図２は、本例のスイッチング回路１０を用いた具体的構成として示す三相インバータ回路であり、図３及び４を参照し、本例の三相インバータ回路の動作を説明する。

図２に示す三相インバータ回路は、本例のスイッチング回路１０及びスイッチング回路２０を直列接続したプッシュプル回路２１と、スイッチング回路３０及びスイッチング回路４０を直列接続したプッシュプル回路２２と、スイッチング回路５０及びスイッチング回路６０を直列接続したプッシュプル回路２３と、直流電源２４と、三相同期モータ２５と、平滑コンデンサ２６と、リレースイッチ２７とを有している。３個のプッシュプル回路２１、２２、２３は並列に接続され、当該三並列させたプッシュプル回路２１、２２、２３及び平滑コンデンサ２６は直流電源２２の正極端子と負極端子の間に接続され、三相同期モータ２５の三相の端子が三並列されたプッシュプル回路２３、２４、２５のスイッチング回路１０、３０、５０とスイッチング回路２０、４０、６０との接続点にそれぞれ接続される。これにより、本例のスイッチング回路１０、２０は、ＰＷＭ（ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）回路を形成し、三相同期モータ２５にＰＷＭ信号を出力する。なお、三相同期モータ２５とプッシュプル回路２１との接続線をＵ相とし、三相同期モータ２５とプッシュプル回路２２との接続線をＶ相とし、三相同期モータ２５とプッシュプル回路２１との接続線をＷ相とする。なお、本例の三相インバータ回路が、本発明の電力変換装置に相当する。

次に、本例の三相インバータ回路の動作のうち、Ｕ相の動作を、図２〜４を参照し、説明する。図３は、可飽和リアクトル１０２の磁気ヒステリシス曲線を示す図であり、横軸に磁界を縦軸に磁化の大きさをとる。図４は、還流ダイオード１０１を流れる電流の変化を示す図であり、横軸は以下に示す半導体スイッチング素子２０３のＯＮとＯＦＦの切り替えの経時を表し、縦軸は電流の大きさである。

まずスイッチング回路３０又はスイッチング回路５０の半導体スイッチング素子がＯＮ状態の時に、半導体スイッチング素子１０３がＯｆｆ状態で、半導体スイッチング素子２０３がＯＮ状態となると、電流がＵ相に流れる。この状態から、ＯＮ状態であったスイッチング回路３０またスイッチング回路５０の半導体スイッチング素子をＯｆｆ状態とし、半導体スイッチング素子２０３をＯｆｆ状態にすると、三相同期モータ２５が有するインダクタンス成分によって、還流電流が発生し、Ｕ相に流れ出す。この時、半導体スイッチング素子２０３はＯＦＦ状態のため、当該還流電流はスイッチング回路２０には流れず、スイッチング回路１０に向けて流れる。スイッチング回路１０において、可飽和リアクトル１０２の磁化状態は図３に示すｆの状態にある。還流電流が流れ出し始める初期において、可飽和リアクトルの磁化状態は、破線で示す初期磁化曲線に沿ってｇの方向に進み、その間は可飽和リアクトル中の磁束密度が変化するので、大きなインピーダンスを発生する。やがてａ点で示す磁化状態になると可飽和リアクトルが飽和して、インピーダンスが減少する。そのため、初期の還流電流は可飽和リアクトルの大きなインピーダンスのために、還流ダイオード１０１には流れず、寄生ダイオード１０４の方へ流れ、やがて可飽和リアクトル１０２が飽和すると、可飽和リアクトル１０２と還流ダイオード１０１との直列回路の方が寄生ダイオード１０４よりもオン電圧が低くなるために、図４のＡに示すように、還流ダイオード１０１側に還流電流が流れる。

なお、以下、スイッチング回路３０及びスイッチング回路５０の半導体スイッチング素子のＯＮ、ＯＦＦ状態の説明は省略する。

次に半導体スイッチング素子２０３をＯＦＦからＯＮ状態にすると、直流電源２４に基づく電流が三相同期モータ２５に流れ出し、還流ダイオード１０１に流れていた還流電流はゼロに向かう。この過程で、可飽和リアクトル１０２の磁化の状態は、飽和状態で図３においてｂの方向に推移し、また還流ダイオード１０１に流れる電流は、図４のＢの矢印に示すようにゼロに向かって減少する。

本実施の形態においては、還流ダイオード１０１にはユニポーラ型のダイオードを用いている。ユニポーラ型のダイオードは動作中に少数キャリアが発生せず、ＰＮ型ダイオードと比較して高速に電流を遮断することが出来る。その高速な電流遮断特性はスイッチング損失の低減をもたらす。（ＰＮ型ダイオードにおいては、ターンオフ時において、その中で伝導度変調をもたらしている少数キャリアが完全に消滅するまでにキャリアの寿命で決まる時間を必要とし、高速にターンオフできない。）ただし、インバータ回路等が必然的にもつ寄生インダクタンスＬにより、サージ電圧（Ｖ＝Ｌ＊ｄＩ／ｄｔ）を発生し、その電圧は電流変化率（ｄＩ／ｄｔ）が増すにしたがって大きくなる。そのため、ＰＮ型ダイオードと比較して、ユニポーラ型ダイオードの高速な電流遮断速度（ｄＩ／ｄｔ）は、大きなサージ電圧を生むことになる。そのサージ電圧は回路素子を破壊したり、寄生の容量Ｃと寄生のインダクタンスＬによりリンギングを発生し、損失やノイズの放射を発生したりする。さらに、ＰＮ型ダイオードと比較してユニポーラ型のダイオードは電流遮断の直前においても素子が持つ抵抗が低いため、リンギングの収束に時間がかかってしまい、ノイズの放射が増加してしまう。

ユニポーラ型の還流ダイオード１０１の空乏層容量に伴う逆方向電流が流れ始める時、図４では矢印Ｃの状態の時、可飽和リアクトル１０２の磁化の状態は、飽和状態から急激に弱くなり、図３においてｃの方向で推移する。このため可飽和リアクトル１０２のインピーダンスが高くなるため、還流ダイオード１０１の電流変化率ｄＩ／ｄｔは減少する。

そして、逆方向の電流がゼロになる時（図４において、Ｄの時）、可飽和リアクトル１０２の磁化はさらに弱くなり、図３においてｄの状態となる。

再び、半導体スイッチング素子１０３がオフ状態で、半導体スイッチング素子２０３がオフ状態となると、三相同期モータ２５のインダクタンス成分による還流電流がＵ相に流れ出す。この還流電流は、半導体スイッチング素子２０３がオン状態の時に流れていた電流によって、三相同期モータ２５のインダクタンス成分に蓄積されたエネルギーによるものである。半導体スイッチング素子２０３はオフ状態であるから、当該還流電流は、スイッチング回路２０には流れず、スイッチング回路１０へと流れる。

ここで、上記の最初に半導体スイッチング素子２０３がオフ状態となることで還流電流が流れ出した時とは、可飽和リアクトル１０２の磁化の状態が異なる。すなわち、可飽和リアクトル１０２の磁化は、図３においてｄの状態から、矢印ｅの状態へと推移し、磁化が急激に強くなる。そのため、可飽和リアクトル１０２のインピーダンスが高いため、還流ダイオード１０１と可飽和リアクトル１０２との直列回路には電流は流れない。図４において、Ｅの状態である。

しかし、本例のスイッチング回路１０は、還流ダイオード１０１と同じ方向で半導体スイッチング素子１０３の寄生ダイオード１０４を有するため、還流電流は、当該寄生ダイオードに流れ出す。これにより、還流電流を三相インバータ内で回生させることができる。

そして、可飽和リアクトル１０２の磁化がさらに高まり飽和状態に近づくと、可飽和リアクトル１０２のインピーダンスが低くなり、寄生ダイオード１０４に流れている還流電流は、可飽和リアクトル１０２及び還流電流１０１との直接回路にも流れ始める。図４では、矢印Ｆの状態である。

さらに、可飽和リアクトル１０２の磁化が飽和し、図３においてａの状態になり、可飽和リアクトル１０２のインピーダンスは還流電流に対して実質ゼロになるため、半導体スイッチング素子１０３とスイッチング回路１０１にかかる電圧が
同程度になる。本例のスイッチング回路１０は、寄生ダイオード１０４の立ち上がり電圧を還流ダイオード１０１の立ち上がり電圧より大きくなるよう構成されているため、還流電流は、寄生ダイオード１０４ではなく還流ダイオード１０１側に流れ出す。図４では、Ａの状態に戻る。

次に、再びスイッチング回路２０３がＯＮ状態になると、還流ダイオ−ド１０１に流れていた還流電流はゼロに向かう。上記と同様に、還流ダイオード１０１が遮断される際の電流変化速度ｄＩ／ｄｔは、可飽和リアクトル１０２の磁化が飽和状態から弱くなるため、可飽和リアクトル１０２のインピーダンスが高く、本例の三相インバータにはサージ電圧やリンギングを発生しない。

一方、本例のスイッチング素子１０３は、ＭＯＳ−ＦＥＴの寄生ダイオードはＰＮ型で構成すると、導通状態には少数キャリアが発生しており、電流遮断時にはその少数キャリアが消滅するまでの間、ダイオードに逆バイアスがかかっていると、電流がダイオードの逆方向に流れるという逆回復電流が発生する。その逆回復電流はインバータ回路に流れて損失となるが、半導体スイッチング素子２０３がＯＮ状態となり還流ダイオード１０１が遮断される前に、還流電流は寄生ダイオード１０４に流れていないため、半導体スイッチング素子２０３がＯＮ状態になったとしても、寄生ダイオード１０４に逆回復電流は発生しない。そのため、半導体スイッチング素子２０３がＯＮからＯＦＦ状態となることにより、スイッチング回路１０より逆回復電流が三相インバータ回路に流れることはない。

以上により、本例のスイッチング回路１０は、寄生ダイオード１０４を有する半導体スイッチング素子１０３に還流ダイオード１０１と可飽和リアクトル１０２との直列回路を並列接続させ、当該還流ダイオード１０１と当該寄生ダイオード１０４を同一向きになるよう構成されているため、スイッチング回路１０が接続されるシステム回路のインダクタンス成分により発生する還流電流を、当該寄生ダイオード１０４に流すことができる。これにより、本例のスイッチング回路１０はシステム回路内に還流電流をスムーズに回生させるため、電流の立ち上がりの遅れを防ぐことができる。特に可飽和リアクトル１０２の磁化が変化してインピーダンスが高い場合に、本例のスイッチング回路は、還流電流を寄生ダイオード１０４に流し、システム回路内に還流電流を回生させることができる。

なお、本例のスイッチング回路１０は三相インバータ回路に接続され、本例のスイッチング回路１０の動作は三相同期モータ２５のインダクタンス成分により発生する還流電流を用いて説明したが、本例のスイッチング回路１０は、インバータ回路に接続される場合に限らず、他のシステム回路に接続され、当該システム回路に基づき還流電流を生ずる場合にも適用可能である。

また本例のスイッチング回路は、寄生ダイオード１０４の立ち上がり電圧を還流ダイオード１０１の立ち上がり電圧より大きくなるように構成されているため、寄生ダイオード１０４に流れていた還流電流は、可飽和リアクトル１０２の磁化の飽和により、還流ダイオード１０１へ流れる。これにより、還流ダイオード１０１が順バイアスから逆バイアスとなる時、寄生ダイオード１０４側で逆回復電流が発生しない。また還流ダイオード１０１に可飽和リアクトル１０２が接続されるため、還流ダイオード１０１をユニポーラ型ダイオードとすることにより発生する高速な電流遮断特性は可飽和リアクトル１０２の高いインピーダンスによって制限され、その結果、本例のスイッチング回路はサージ電圧やリンギングを抑制できる。

また従来のスイッチング回路、例えばバイパス用のダイオード素子を可飽和リアクトル１０２に並列接続させる回路に比べて、本例のスイッチング回路１０は、還流ダイオード１０１と同様のダイオードが追加され、チップ面積が増大することを抑制できる。

ちなみに、本例の比較例として、スイッチング回路１０の寄生ダイオード１０４の立ち上がり電圧が還流ダイオード１０１より低い場合を説明する。半導体スイッチング素子１０３がＯＦＦ、半導体スイッチング素子２０３がＯＮの状態で、可飽和インダクタンスの磁化が弱くなっている状態、図３で示すｄの状態から説明する。

半導体スイッチング素子２０３がＯＮ状態からＯＦＦ状態に変わると、三相同期モータ２５のインダクタンス成分により還流電流が発生し、還流電流がスイッチング回路１０に流れ出す。この時、可飽和リアクトル１０２の磁化は弱まっている状態からは飽和に向けて変化するため、図３においてｄの状態から、矢印ｅの状態へと推移し、磁化が急激に強くなる。そのため、可飽和リアクトル１０２のインピーダンスが高いため、還流電流は、寄生ダイオード１０４に流れ出す。

可飽和リアクトル１０２が飽和状態に近づくと、可飽和リアクトル１０２のインピーダンスは低くなる。しかし、可飽和リアクトル１０２の磁化が飽和し（図３のａの状態）、半導体スイッチング素子１０３にかかる電圧と還流ダイオード１０１にかかる電圧が同程度なったとしても、寄生ダイオード１０４の立ち上がり電圧が還流ダイオード１０１の立ち上がり電圧より低いため、当該還流電流は、還流ダイオード１０１側に流れず、寄生ダイオード１０４に流れたままである。

この状態で、半導体スイッチング素子２０３がＯＮ状態になると、還流電流が寄生ダイオード１０４に流れているため、寄生ダイオード１０４の順方向バイアスが逆バイアスとなり、寄生ダイオード１０４において逆回復電流が発生してしまう。そして、半導体スイッチング素子１０３には、還流ダイオード１０１のように可飽和インダクタンス１０２が接続されていないため、逆回復電流を抑制する素子がなく、逆回復電流が三相同期モータ２５及び他のスイッチング回路２０等に流れてしまう。これにより、スイッチング素子１０〜６０に対して損失が発生してしまう。

そのため、本例のスイッチング回路は、寄生ダイオード１０４の立ち上がり電圧を寄生ダイオード１０１の立ち上がり電圧より大きくすることで、寄生ダイオード１０４における逆回復電流の発生を抑制できる。

また本例のスイッチング回路１０は、還流ダイオード１０１にユニポーラ素子として、炭化珪素のショットキーバリアダイオードを用い、半導体スイッチング素子１０３に炭化珪素の半導体基体を用いたＭＯＳ−ＦＥＴを用いる。これにより、本例のスイッチング回路１０は、還流ダイオードにおいて順方向バイアスから逆方向バイアスに推移する時に過剰なキャリアが発生を抑制し、逆回復電流を低減できる。

また炭化珪素のＭＯＳ−ＦＥＴである半導体スイッチング素子１０３の寄生ダイオード１０４の立ち上がり電圧は３Ｖ程度であり、金属にＮｉを用いた炭化珪素のショットキーバリアダイオードである還流ダイオード１０１の立ち上がり電圧は約１Ｖである。これにより、本例のスイッチング回路１０は、寄生ダイオード１０４の立ち上がり電圧を還流ダイオード１０１の立ち上がり電圧より大きくなるよう構成できる。

なお、本例のスイッチング回路１０の還流ダイオード１０１及び半導体スイッチング素子１０３は、炭化珪素の半導体以外に、例えば窒化ガリウムやダイアモンド等のワイドギャップ半導体により形成されてもよい。

また、本例のスイッチング回路において、還流ダイオード１０１に例えばシリコンのＰＮ接合ダイオードを用いた場合、還流ダイオード１０１において、導通から遮断へと移行する時に過剰キャリアが発生し易いため、逆回復電流が大きくなる。その一方で、ＰＮ接合ダイオードは、素子に小数キャリアを注入することでドリフト領域の伝導度を変調でき、ドリフト領域の厚みを小さくし不純物濃度を低く形成することにより、順方向バイアス時の導通損失を低減しつつ耐圧を確保できる。これにより、ＰＮ接合ダイオードにおいて、導通時と遮断直前時でドリフト領域の抵抗の大きさを変えることができるため、逆回復電流が流れる場合、ＰＮ接合ダイオードは、素子自体で逆回復電流に対し抵抗として機能し、逆回復電流を抑制できる。

また、シリコンのＰＮ接合ダイオードにおいて、金や白金を用いた重金属拡散、電子線を用いた電子線照射、プロトン等を用いたイオン照射などを素子に照射し、逆回復電流が流れる際の時間成分を最適化することができるため、逆回復電流とシステム回路内のインダクタンス成分により生じる電流・電圧の振動を抑制することができる。

また、本例のスイッチング回路１０の可飽和リアクトル１０２は、フェライト以外に、コバルト基アモルファス合金等のアモルファス合金磁性体を用いてもよい。これにより、電流反転時のインダクタンス成分が大きくなるため、より逆回復電流のリンギングを抑制できる。

なお、還流ダイオード１０１のデバイスと可飽和リアクトル１０２のデバイスを直列に実装する形態として以下の第２〜第６実施形態を挙げることができる。図１〜４に示す回路構成は第１実施形態と同じであるため、その記載をそれぞれ援用する。

《第２実施形態》
図５は、発明の他の実施形態に係る還流ダイオード１０１と可飽和リアクトル１０２の平面図である。

図５において、還流ダイオード１０１はＴＯ２２０等のモールドパッケージ５００に封止され、可飽和リアクトル１０２はフェライト材からなり、中央に孔を有する部材として筒状に形成されている。可飽和リアクトル１０２は、モールドパッケージ５００の端子５０１のうち一方の端子５０１に差し込まれている。これにより、可飽和リアクトル１０２をモールドパッケージ５００の端子５０１に差し込むだけで、可飽和リアクトル１０２を本例のスイッチング回路１０の一部として形成でき、製造工程の短縮を図ることができる。

《第３実施形態》
図６は、発明の他の実施形態に係る還流ダイオード１０１と可飽和リアクトル１０２の平面図である。本例では上述した第２実施形態に対して、還流ダイオード１０１と可飽和リアクトル１０２とを接続する構成に変わりはないが、還流ダイオード１０１とバスバー６０１とを接続するボンディングワイヤ６０２に可飽和リアクトル１０２を接続する点が異なる。

図６において、チップ状態の還流ダイオード１０１がインバータモジュール中にゲル等で封止され、ボンディングワイヤ６０２が還流ダイオード１０１と他の回路等との電流経路となるバスバー６０１とに接続され、可飽和リアクトル１０２がボンディングワイヤ６０２に挿入されている。還流ダイオード１０１は基板に載置され、可飽和リアクトル１０２はエポキシ接着剤もしくはシリコーン接着剤等を用いて当該基板に固定されている。可飽和リアクトル１０２をボンディングワイヤ６０２に取り付ける際は、ボンディングワイヤ６０２を還流ダイオード１０１のアノード側に接続した後、ボンディングワイヤ６０２に中央に孔を有する筒状の部材として形成された可飽和リアクトル１０２を通し、ボンディングワイヤ６０２をバスバー６０１に接続する。もしくは、ボンディングワイヤ６０２をバスバー６０１に接続した後、ボンディングワイヤ６０２に筒状の可飽和リアクトル１０２を通し、ボンディングワイヤ６０２を還流ダイオード１０１のアノード側に接続する。

これにより、１本１本のボンディングワイヤ６０２を可飽和リアクトル１０２に通す工程を省くことができ、製造時間を短縮できる。

《第４実施形態》
図７は、発明の他の実施形態に係る還流ダイオード１０１と可飽和リアクトル１０２の平面図である。本例では上述した第２、３実施形態に対して、還流ダイオード１０１と可飽和リアクトル１０２とを接続する構成に変わりはないが、還流ダイオード１０１とバスバー６０１とを接続するボンディングワイヤ６０２に薄型の形状の可飽和リアクトル１０２を巻き付ける点が異なる。

図７において、チップ状態の還流ダイオード１０１がインバータモジュール中にゲル等で封止され、ボンディングワイヤ６０２が還流ダイオード１０１と他の回路等との電流経路となるバスバー６０１に接続され、薄型形状の部材に形成された可飽和リアクトル１０２がボンディングワイヤ６０２に巻き付けられている。還流ダイオード１０１は基板に載置され、可飽和リアクトル３００はエポキシ接着剤もしくはシリコーン接着剤等を用いて当該基板に固定されている。可飽和リアクトル１０２をボンディングワイヤ６０２に取り付ける際は、ボンディングワイヤ６０２を還流ダイオード１０１のアノードとバスバー６０１に接続した後、薄型形状の部材に形成された可飽和リアクトル１０２をボンディングワイヤ６０２に巻き付ける。これにより、ボンディングワイヤ６０２を還流ダイオード１０１及びバスバー６０１に取り付けた後で可飽和リアクトル１０２を取り付けることができるため、１本１本のボンディングワイヤ６０２を可飽和リアクトル１０２に通す工程を省くことができ、製造時間を短縮できる。

《第５実施形態》
図８は、発明の他の実施形態に係る還流ダイオード１０１と可飽和リアクトル１０２の平面図である。本例では上述した第２〜４実施形態に対して、還流ダイオード１０１と可飽和リアクトル１０２とを接続する構成に変わりはないが、バスバー６０１において、ボンディングワイヤ６０２と接続する部分に突起部６０３を設け、当該突起部６０３に可飽和リアクトル１０２を差し込む点が異なる。

図８において、バスバー６０１は突起部６０３を有しており、ボンディングワイヤ６０２は突起部に接続される。突起部６０３の大きさは、可飽和リアクトル１０２の孔が挿入できる大きさであって、孔を有する筒状部材で形成された可飽和リアクトル１０２を突起部６０３に挿入する場合は、可飽和リアクトル１０２の孔の直径が、帯状の突起部７０３の幅より大きくするよう構成すればよい。これにより、可飽和リアクトル１０２をバスバー１０１の突起部６０３に巻き付けた状態でボンディングワイヤ６０２をバスバー６０１に接続することができるため、１本１本のボンディングワイヤ６０２を可飽和リアクトル１０２に通す工程を省くことができ、製造時間を短縮できる。

《第６実施形態》
図９は、発明の他の実施形態に係る還流ダイオード１０１と可飽和リアクトル１０２の平面図である。本例では上述した第２〜５実施形態に対して、還流ダイオード１０１と可飽和リアクトル１０２とを接続する構成に変わりはないが、二分割された形状を有する可飽和リアクトル１０２を接続して、可飽和リアクトル１０２をボンディングワイヤ６０２に取り付ける点が異なる。これ以外の構成は上述した第１実施形態と同じであるため、その記載を援用する。

可飽和リアクトル１０２は、ボンディングワイヤ６０２に取り付けられる前、円筒の形状の部材を二分割に割られた形状である。そして、図９に示すように、還流ダイオード１０１とバスバー６０１とを接続するボンディングワイヤ６０２を筒状の可飽和リアクトル１０２の孔の部分に入るように、二分割された可飽和リアクトル１０２を接合することで、可飽和リアクトル１０２はボンディングワイヤ７０２に取り付けられる。これにより、ボンディングワイヤ６０２を還流ダイオード１０１及びバスバー６０１に取り付けた後で可飽和リアクトル１０２を取り付けることができるため、１本１本のボンディングワイヤ６０２を可飽和リアクトル１０２に通す工程を省くことができ、製造時間を短縮できる。

１０、２０、３０、４０、５０、６０…スイッチング回路
１０１、２０１…還流ダイオード
１０２、２０２…可飽和リアクトル
１０３、２０３…半導体スイッチング素子
１０４、２０４…寄生ダイオード
２１、２２、２３…プッシュプル回路
２４…直流電源
２５…三相同期モータ
２６…平滑コンデンサ
５００…モールドパッケージ
５０１…端子
６０１…バスバー
６０２…ボンディングワイヤ
６０３…突起部

Claims

寄生ダイオードを有する半導体スイッチング素子と、
前記寄生ダイオードと同じ方向で、前記半導体スイッチング素子と並列接続されたダイオードと、
前記ダイオードと直列、前記半導体スイッチング素子と並列に接続された可飽和リアクトルを有し、
前記寄生ダイオードの立ち上がり電圧が、前記ダイオードの立ち上がり電圧より大きいことを特徴とする
スイッチング回路。
前記ダイオードは、ユニポーラ素子であることを特徴とする
請求項１記載のスイッチング回路。
前記ダイオードは、ワイドバンドギャップ半導体で形成されることを特徴とする
請求項１又は２に記載のスイッチング回路。
前記半導体スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体で形成されることを特徴とする
請求項１〜３のいずれか一項に記載のスイッチング回路。
前記可飽和リアクトルがフェライトで形成されていることを特徴とする
請求項１〜４のいずれか一項に記載のスイッチング回路。
前記可飽和リアクトルが磁性アモルファス合金で形成されていることを特徴とする
請求項１〜４のいずれか一項に記載のスイッチング回路。
請求項１〜６のいずれか一項に記載のスイッチング回路を複数有する電力変換装置において、
前記複数のスイッチング回路のうち一のスイッチング回路の半導体スイッチング素子がオンからオフになることで還流電流が発生し、
前記還流電流は、前記複数のスイッチング回路のうち他方のスイッチング回路の寄生ダイオード及びダイオードに流れることを特徴とする
電力変換装置。
請求項１〜６のいずれか一項に記載のスイッチング回路が接続された変換回路により構成される電力変換装置において、
前記変換回路は２個の前記スイッチング回路を直列接続する回路であって、
３個の前記変換回路が、直流電流が供給される一対の端子間に並列接続され、
前記３個の変換回路のスイッチング回路間の接続点が、モータの三相交流端子に接続されることを特徴とする
電力変換装置。
前記ダイオードはモールドパッケージで封止され、
前記可飽和リアクトルは孔を有し、前記モールドパッケージの端子が前記孔に挿入された構成であることを特徴とする
請求項１〜６のいずれか一項に記載のスイッチング回路。
前記ダイオードと電流経路を形成するバスバーと、
前記ダイオードと前記バスバーを接続するボンディングワイヤを有し、
前記可飽和リアクトルは孔を有し、前記ボンディングワイヤが前記孔に挿入された構成であることを特徴とする
請求項１〜６のいずれか一項に記載のスイッチング回路。
前記ダイオードと電流経路を形成するバスバーと、
前記ダイオードと前記バスバーを接続するボンディングワイヤを有し、
前記可飽和リアクトルは孔を有し、前記バスバーの突起部が前記孔に挿入された構成であることを特徴とする
請求項１〜６のいずれか一項に記載のスイッチング回路。
前記ダイオードと電流経路を形成するバスバーと、
前記ダイオードと前記バスバーを接続するボンディングワイヤを有し、
前記可飽和リアクトルは、薄型形状の部材を前記ボンディングワイヤに巻き付ける構成であることを特徴とする
請求項１〜６のいずれか一項に記載のスイッチング回路。
前記可飽和リアクトルは二分割された形状を接合することで構成された
請求項９〜１１のいずれか一項に記載のスイッチング回路。