JPS61280769A

JPS61280769A - ノイズ吸収回路

Info

Publication number: JPS61280769A
Application number: JP12171685A
Authority: JP
Inventors: Takao Kusaka; 隆夫日下
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1985-06-05
Filing date: 1985-06-05
Publication date: 1986-12-11
Anticipated expiration: 2009-11-14
Also published as: JPH0691746B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の技術分野〕本発明はダイオードその他の素子から発生されるノイズ
を吸収する回路に係り、特にＣＲスナバ回路とインダク
タを併用したノイズ吸収回路に関する。

〔発明の技術的背景とその問題点〕

電気的素子から発生されるノイズ、例えばダイオードの
リカバリー電流に基くノイズを吸収する手段として、第
５図（ｂ）に糸すようなＣＲスナバ回路が広く使用され
ている。また、ＣＲスナバ回路のほか、インダクタもノ
イズ吸収手段として有効である。これらＣＲスナバ回路
とインダクタを併用すれば、ノイズをざらに効果的に抑
圧できると考えられる。

しかしながら、第５図（Ｃ）に示すようにダイオードＤ
に対してＣＲスナバ回路を並列に接続し、これらの並列
回路に直列にインダクタＬを接続した場合には、ダイオ
ードがオン状態になった時、インダクタしにはダイオー
ドＤの順方向電流のほかＣＲスナバ回路におけるコンデ
ンサＣの充電電流も流れるため、インダクタしに蓄積さ
れるエネルギーが増大する。ダイオードが例えばスイッ
チングレギュレータにおいて転流ダイオードあるいは整
流ダイオードとして使用されている場合、インダクタＬ
の蓄積エネルギーは損失分となるから、スイッチングレ
ギュレータとしての効率を低下させる。従って、ノイズ
吸収効果を向上させるため□にＣＲスナバ回路とインダ
クタを併用する場合には、インダクタの蓄積エネルギー
をいかに小さく抑えるかが大きな課題となる。

（発明の目的〕本発明はこのような従来の問題点に鑑みてなされたもの
で、ノイズ吸収効果が大きく、しかもエネルギーの不要
な蓄積が少なくスイッチングレギュレータ等に使用した
場合の効率低下を極力抑えることができるノイズ吸収回
路を提供することを目的とする。

〔発明の概要〕

本発明に係るノイズ吸収回路は、ノイズ発生素子に対し
て、インダクタを直列に接続し、更にこれらノイズ発生
素子とインダクタとの直列回路に対して並列にＣＲスナ
バ回路を接続したものである。

このような本発明に係るノイズ吸収回路においては、イ
ンダクタとＣＲスナバ回路の併用により、インダクタと
ＣＲスナバ回路を単独で使用した場合に比べてノイズ吸
収効果が向上するばかりでなく、インダクタにはノイズ
発生素子を流れる電流のみが流れ、ＣＲスナバ回路にお
けるコンデンサの充電電流は流れないため、インダクタ
に不要なエネルギーが蓄積されることがない。従って、
インダクタの蓄積エネルギーによる副作用、例えばスイ
ッチングレギュレータでの効率低下が、インダクタを単
独で使用した場合と同等に抑えられるという利点がある
。

〔発明の実施例〕

第１図は本発明の一実施例に係るノイズ吸収回路の回路
図であり、ノイズ発生素子としてのダイオードＤに対し
て直列にインダクタＬが接続され、これらダイオードＤ
とインダクタしとの直列回路に対して並列にＣＲスナバ
回路、すなわちコンデンサＣと抵抗Ｒとの直列回路が接
続されている。

この実施例のノイズ吸収回路は、ダイオードＤのリカバ
リー電流（ダイオードＤがオン状態からオフ状態に移行
する時に過渡的に流れる逆方向電流）に基くノイズを吸
収するためのものである。

すなわち、ダイオードＤのリカバリー電流の一部はイン
ダクタしにより吸収され、さらにインダクタＬを通過し
たリカバリー電流成分はＣＲスナバ回路に流れ込み、吸
収される。

一方、ダイオードＤがオン状態にあるときは、インダク
タＬを通してダイオードＤに電流が流れる。ダイオード
Ｄがオン状態になった直後は、ＣＲスナバ回路にも電流
が流れるのであるが、この電流、つまりコンデンサＣの
充電電流はインダクタＬには流れない。すなわち、イン
ダクタしに蓄積されるエネルギーはダイオードＤを流れ
る電流によるもののみであり、第５図（Ｃ）の場合に比
べて小さい。従って、ダイオードＤが後述するようにス
イッチングレギュレータの構成素子である場合、インダ
クタしによる損失の増大が抑制されるという効果を有す
る。

第２図は本発明を降圧チョッパ式スイッチングレギュレ
ータに適用した例である。図に示すように、入力直流電
源１にスイッチング素子としてのトランジスタ２のコレ
クタが接続され、トランジスタ２のエミッタはインダク
タ３の一端に接続される。インダクタ３の他端は平滑用
コンデンサ４および負荷５に接続されている。また、イ
ンダクタ３と平滑用コンデンサ４の直列回路に対して並
列に転流用ダイオード６が接続されている。

この方式のスイッチングレギュレータの基本動作は良く
知られている通りである。すなわち、トランジスタ２の
ベースに高周波のスイッチングパルスを印加し、トラン
ジスタ２をオン、オフさせる。トランジスタ２がオン状
態の期間では、電源１からトランジスタ２．インダクタ
３を介して負荷５に電力が供給される。トランジスタ２
がオフ状態になると、インダクタ３に蓄積されていたエ
ネルギーが負荷５．転流用ダイオード６を介して放出さ
れる。この動作が繰返されることによって、負荷５に対
し電源１より低電圧で、且つ安定化された直流電力が供
給されるわけであるここで、本実施例においてはトランジスタ２がオフ状態
からオン状態に転するときに転流用ダイオード６にリカ
バリー電流が流れるのであるが、これが出力側（負荷５
側）にノイズとして現われるのを防止するため、ノイズ
吸収回路を構成するインダクタし、抵抗Ｒ，コンデンサ
Ｃを設けている。

第３図は第２図の回路の各部の波形図であり、ＶＣＥは
トランジスタ２のコレクタ・エミッタ間電圧、Ｉｃはト
ランジスタ２のコレクタ電流、Ｉｎは転流用ダイオード
６の電流、ＶＬはノイズ吸収用インダクタＬの両端電圧
の波形をそれぞれ示している。また、Ｔｏｎ、　Ｔｏｆ
ｆ’はそれぞれトランジスタ２のオン期間、オフ期間を
示す。

トランジスタ２がオン状態になると、波形Ｉｏ。

Ｉｃに破線で示すようにリカバリー電流が流れようとす
るが、インダクタＬと、抵抗ＲおよびコンデンサＣによ
るＣＲスナバ回路とにより吸収される。この場合、イン
ダクタＬの両端には正極性のパルスＰ１が発生する。

一方、トランジスタ２がオフになると転流用ダイオード
６に電流が流れ始めるため、インダクタＬの両端には負
極性のパルスＰ２が現われる。このインダクタし両端の
負パルスＰ２はダイオード６を通してトランジスタ２の
エミッタ側に印加されるため、トランジスタ２のコレク
タ・エミッタ間電圧ＶＣＨの立上がり波形に、この負パ
ルスＰ２に対応した正極性のパルスＰ３が現われる。

このパルスＰ３はＶＣＨの立上がり、すなわちトランジ
スタ２がオン状態からオフ状態に転する過渡期間に発生
し、この期間ではトランジスタ２のコレクタ電流１ｃは
完全には零となっていないため、この時のＶｃＥ　Ｉｃ
の積がトランジスタ２のコレクタ損失となる。

ここで、第５図のような構成のノイズ吸収回路を転流用
ダイオード６に付加した場合には、前述したようにイン
ダクタしにコンデンサＣを充電する際のエネルギーも蓄
積されるので、インダクタＬの両端電圧■Ｌに現われる
正パルスＰｓ、負パルスＰ２は斜線で示すように増大し
、ＶＣＨの立上がり波形に現われる正パルスＰ３も増大
する。

従って、トランジスタ２の上記ｗＪ間におけるコレクタ
損失も大きくなる。これに対し、第２図のように本発明
に基くノイズ吸収回路を転流用ダイオード６に付加した
場合は、インダクタＬの両端電圧Ｖｔ１Ｃ現われる正パ
ルスＰ１．負パルスＰ２は比較的小さく、ＶＣＨの立上
がり波形に現われる正パルスＰ３も小さいため、トラン
ジスタ２のコレクタ損失を、インダクタしのみをノイズ
吸収素子に用いた場合と同程度に小さく抑えることがで
きる。

Ｍ４図は本発明をフォワード式スイッチングレギュレー
タ（オン−オン式ともいう）に適用した実施例である。

入力直流電源１１の出力電圧はトランジスタ１２とトラ
ンス１３からなる高周波インバータにより高周波に変換
された後、整流用ダイオード１４とインダクタ１５およ
び平滑用コンデンサ１６を介して負荷１７に供給される
。また、第２図と同様にインダクタ１５と平滑用コンテ
ンツ１６との直列回路に対してて並列に転流用ダイオー
ド１８が接続されている。

この実施例の場合は、整流用ダイオード１４と転流用ダ
イオード１８に対して、第１図と同様の構成のインダク
タＬとＣＲスナバ回路からなるノイズ吸収回路が付加さ
れている。

第４図におけるダイオード１４．１８に対して、第５図
（ａ）に示すようにノイズ吸収回路が付加されていない
場合（Ａ）、第５図（ｂ）のようにＣＲスナバ回路のみ
が付加されている場合（Ｂ）、第５図（Ｃ）のようにＣ
Ｒスナバ回路とインダクタＬが付加されている場合（Ｃ
）、および第４図（第１図）のようにＣＲスナバ回路お
よびインダクタＬが付加されている場合のそれぞれにつ
いて、出力電流（負荷１７に流入する電流）に対する出
力ノイズの変化を実測した結果を第６図に示す。

この結果から、本発明によるノイズ吸収回路のノイズ吸
収効果が高いことがわかる。

また、電源効率についても測定したところ、Ａの場合で
は７１．６％、Ｂの場合では６９．８％、Ｃの場合では
６７．１％、そして本発明に基くＤの場合では６９．４
％という結果が得られた。

〔発明の効果］以上説明したように、本発明によればノイズ吸収効果が
高く、しかもインダクタでの不要なエネルギーの蓄積が
ないためスイッチングレギュレータのような電源回路に
おけるダイオード等の２ノイズ発生素子に付加した場合
に損失が小さく、高い電源効率が得られるノイズ吸収回
路を提供することができる。

なお、上記した実施例ではノイズ発生素子がダイオード
の場合を例示したが、サイリスタ、トランジスタ等の素
子の場合にも本発明のノイズ吸収回路を適用することが
可能である。その他、本発明はその要旨を逸脱しない範
囲で種々変形して実施することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例に係るノイズ吸収回路の回路
図、第２図は本発明を降圧チョッパ式スイッチングレギ
ュレータに適用した実施例を示す回路図、第３図は第２
図の回路の動作を説明するための波形図、第４図は本発
明をフォワード式スイッチングレギュレータに適用した
実施例を示す回路図、第５図（ａ）〜（Ｃ）は本発明に
よるノイズ吸収回路との比較に供した回路を示す図、第
６図は本発明によるノイズ吸収回路と第５図の各回路に
ついて出力電流に対する出力ノイズの変化を実測した結
果を示す図である。し・・・インダクタ、Ｒ，Ｃ・・・ＣＲスナバ回路にお
ける抵抗およびコンデンサ、Ｄ・・・ダイオード（ノイ
ズ発生素子）、１．１１・・・入力直流電源、２゜１２
・・・トランジスタ、３，１５・・・インダクタ、４゜
１６・・・平滑用コンデンサ、５，１７・・・負荷、６
゜１８・・・転流用ダイオード、１４・・・整流用ダイ
オード。出願人代理人　弁理士　鈴江武彦ｓ１図第２図１　　　　　　　ｊ　　　　　　　ｌｓ３図

Claims

【特許請求の範囲】

（１）ノイズ発生素子に直列に接続されたインダクタと
、これらノイズ発生素子とインダクタとの直列回路に対
して並列に接続されたＣＲスナバ回路とを備えたことを
特徴とするノイズ吸収回路。
（２）前記ノイズ発生素子はダイオードであり、該ノイ
ズ吸収回路は該ダイオードのリカバリー電流に基くノイ
ズを吸収するものであることを特徴とする特許請求の範
囲第１項記載のノイズ吸収回路。
（３）前記ダイオードはスイッチングレギュレータで使
用されるものであることを特徴とする特許請求の範囲第
２項記載のノイズ吸収回路。