JP3104875B2 - 昇圧型ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
昇圧型ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、昇圧型ＤＣ−ＤＣコン
バータ、特にスイッチング損失を低減できる昇圧型ＤＣ
−ＤＣコンバータに関するものである。
バータ、特にスイッチング損失を低減できる昇圧型ＤＣ
−ＤＣコンバータに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】スイッチング素子をオン・オフ制御する
ことにより、直流電源の電圧よりも高い定電圧の直流出
力を負荷に供給する昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは従来
から電子機器等の電源回路等に広く使用されている。図
８に示す従来の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電
源１と、直流電源１の一端に接続された昇圧用リアクト
ル４と、コレクタ端子（一方の主端子）が昇圧用リアク
トル４に接続されかつエミッタ端子（他方の主端子）が
直流電源１の他端に接続された主スイッチング素子とし
ての主トランジスタ２と、主トランジスタ２と並列に接
続された主還流用整流素子としての主還流用ダイオード
３及び平滑コンデンサ５の直列回路と、平滑コンデンサ
５と並列に接続された負荷６と、主トランジスタ２のベ
ース端子に制御パルス信号を付与する制御回路７とを備
えている。この昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、負荷
６の端子電圧の変動に比例して主トランジスタ２のベー
ス端子に付与する制御パルス信号の時間幅を変化させる
ことにより、主トランジスタ２のオン期間を制御し、負
荷６に供給される直流電力の安定化を図っている。
ことにより、直流電源の電圧よりも高い定電圧の直流出
力を負荷に供給する昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは従来
から電子機器等の電源回路等に広く使用されている。図
８に示す従来の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電
源１と、直流電源１の一端に接続された昇圧用リアクト
ル４と、コレクタ端子（一方の主端子）が昇圧用リアク
トル４に接続されかつエミッタ端子（他方の主端子）が
直流電源１の他端に接続された主スイッチング素子とし
ての主トランジスタ２と、主トランジスタ２と並列に接
続された主還流用整流素子としての主還流用ダイオード
３及び平滑コンデンサ５の直列回路と、平滑コンデンサ
５と並列に接続された負荷６と、主トランジスタ２のベ
ース端子に制御パルス信号を付与する制御回路７とを備
えている。この昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、負荷
６の端子電圧の変動に比例して主トランジスタ２のベー
ス端子に付与する制御パルス信号の時間幅を変化させる
ことにより、主トランジスタ２のオン期間を制御し、負
荷６に供給される直流電力の安定化を図っている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ところで、図８の昇圧
型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、主トランジスタ２のター
ンオン又はターンオフ時において、図９に示すように主
トランジスタ２のコレクタ−エミッタ間電圧波形ＶCEと
主トランジスタ２のコレクタ電流波形ＩCとの重複部分
Ｗが生じ、この重複部分Ｗに基づく大きなスイッチング
損失が発生する欠点があった。また、主トランジスタ２
のコレクタ−エミッタ間電圧波形ＶCE及びコレクタ電流
波形ＩCの立上り時にスパイク状のサージ電圧Ｖsr、サ
ージ電流Ｉs r及びノイズが発生する欠点があった。
型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、主トランジスタ２のター
ンオン又はターンオフ時において、図９に示すように主
トランジスタ２のコレクタ−エミッタ間電圧波形ＶCEと
主トランジスタ２のコレクタ電流波形ＩCとの重複部分
Ｗが生じ、この重複部分Ｗに基づく大きなスイッチング
損失が発生する欠点があった。また、主トランジスタ２
のコレクタ−エミッタ間電圧波形ＶCE及びコレクタ電流
波形ＩCの立上り時にスパイク状のサージ電圧Ｖsr、サ
ージ電流Ｉs r及びノイズが発生する欠点があった。
【０００４】そこで、本発明はスイッチング損失やサー
ジ電圧及び電流等を低減できる昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータを提供することを目的とする。
ジ電圧及び電流等を低減できる昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータを提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明による昇圧型ＤＣ
−ＤＣコンバータは、直流電源(1)と、一方の主端子が
直流電源(1)の一端に接続されかつ他方の主端子が直流
電源(1)の他端に接続された主スイッチング素子(2)と、
主スイッチング素子(2)と並列に接続された主還流用整
流素子(3)及び平滑コンデンサ(5)の直列回路と、平滑コ
ンデンサ(5)と並列に接続された負荷(6)とを備え、主ス
イッチング素子(2)をオン・オフ制御することにより直
流電源(1)の電圧よりも高い電圧の直流出力を負荷(6)に
供給する。この昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、直流
電源(1)の一端と主スイッチング素子(2)の一方の主端子
との間に挿入された共振用リアクトル(10)と、共振用リ
アクトル(10)及び主スイッチング素子(2)の接続点と主
還流用整流素子(3)及び平滑コンデンサ(5)の直列回路の
接続点との間に接続された第１及び第２の補助還流用整
流素子(11, 12)の直列回路と、第１及び第２の補助還流
用整流素子(11, 12)の直列回路の接続点と主還流用整流
素子(3)及び共振用リアクトル(10)の接続点との間に接
続された共振用コンデンサ(8)と、共振用リアクトル(1
0)及び共振用リアクトル(8)の接続点と主スイッチング
素子(2)の他方の主端子との間に接続された循環電流用
整流素子(13)と、主スイッチング素子(2)の制御端子に
主制御パルス信号を付与する制御回路(7)とを備え、直
流電源(1)と共振用リアクトル(10)との間に直列にかつ
負荷(6)に直列に昇圧用リアクトル(4)を接続する。循環
電流用整流素子(13)と並列に他の共振用コンデンサ(14)
を接続してもよい。
−ＤＣコンバータは、直流電源(1)と、一方の主端子が
直流電源(1)の一端に接続されかつ他方の主端子が直流
電源(1)の他端に接続された主スイッチング素子(2)と、
主スイッチング素子(2)と並列に接続された主還流用整
流素子(3)及び平滑コンデンサ(5)の直列回路と、平滑コ
ンデンサ(5)と並列に接続された負荷(6)とを備え、主ス
イッチング素子(2)をオン・オフ制御することにより直
流電源(1)の電圧よりも高い電圧の直流出力を負荷(6)に
供給する。この昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、直流
電源(1)の一端と主スイッチング素子(2)の一方の主端子
との間に挿入された共振用リアクトル(10)と、共振用リ
アクトル(10)及び主スイッチング素子(2)の接続点と主
還流用整流素子(3)及び平滑コンデンサ(5)の直列回路の
接続点との間に接続された第１及び第２の補助還流用整
流素子(11, 12)の直列回路と、第１及び第２の補助還流
用整流素子(11, 12)の直列回路の接続点と主還流用整流
素子(3)及び共振用リアクトル(10)の接続点との間に接
続された共振用コンデンサ(8)と、共振用リアクトル(1
0)及び共振用リアクトル(8)の接続点と主スイッチング
素子(2)の他方の主端子との間に接続された循環電流用
整流素子(13)と、主スイッチング素子(2)の制御端子に
主制御パルス信号を付与する制御回路(7)とを備え、直
流電源(1)と共振用リアクトル(10)との間に直列にかつ
負荷(6)に直列に昇圧用リアクトル(4)を接続する。循環
電流用整流素子(13)と並列に他の共振用コンデンサ(14)
を接続してもよい。
【０００６】
【作用】主スイッチング素子(2)がオンになると、昇圧
用リアクトル(4)及び主スイッチング素子(2)に電流が流
れかつ共振用コンデンサ(8)が負荷(6)の端子電圧、即ち
出力電圧まで充電される。この時に主スイッチング素子
(2)をオフ状態に切り替えると、主スイッチング素子(2)
に流れていた電流が直ちに共振用コンデンサ(8)に流れ
る電流に切り替わり、共振用コンデンサ(8)が徐々に放
電される。このとき、主スイッチング素子(2)の両端の
電圧が０Ｖから緩やかに上昇し、主スイッチング素子
(2)のターンオフ時にゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）
が達成されるので、主スイッチング素子(2)のターンオ
フ時のスイッチング損失を低減することができる。共振
用リアクトル(10)の電流の増加に伴って主還流用整流素
子(3)の電流は直線的に減少して行き、共振用リアクト
ル(10)の電流が昇圧用リアクトル(4)の電流に等しくな
ると、主還流用整流素子(3)はカットオフする。このと
き、主スイッチング素子(2)をオン状態にすると、主ス
イッチング素子(2)の電圧が直ちに０Ｖまで降下する。
これにより、主スイッチング素子(2)のターンオン時に
おいてゼロ電圧スイッチングが達成されるので、主スイ
ッチング素子(2)のターンオン時のスイッチング損失を
低減することができる。以上により、主スイッチング素
子(2)のオン・オフ動作時のスイッチング損失を低減す
ることができる。また、主スイッチング素子(2)のター
ンオン及びターンオフ時に発生するスパイク状のサージ
電圧及び電流は共振用コンデンサ(8)及び共振用リアク
トル(10)により吸収されるから、主スイッチング素子
(2)のオン・オフ動作時のサージ電圧及び電流を低減す
ることができる。なお、主スイッチング素子(2)と並列
に他の共振用コンデンサ(14)を接続した場合には、主ス
イッチング素子(2)のターンオン時のゼロ電圧スイッチ
ングがより確実になり、更にスイッチング損失を低減す
ることが可能である。
用リアクトル(4)及び主スイッチング素子(2)に電流が流
れかつ共振用コンデンサ(8)が負荷(6)の端子電圧、即ち
出力電圧まで充電される。この時に主スイッチング素子
(2)をオフ状態に切り替えると、主スイッチング素子(2)
に流れていた電流が直ちに共振用コンデンサ(8)に流れ
る電流に切り替わり、共振用コンデンサ(8)が徐々に放
電される。このとき、主スイッチング素子(2)の両端の
電圧が０Ｖから緩やかに上昇し、主スイッチング素子
(2)のターンオフ時にゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）
が達成されるので、主スイッチング素子(2)のターンオ
フ時のスイッチング損失を低減することができる。共振
用リアクトル(10)の電流の増加に伴って主還流用整流素
子(3)の電流は直線的に減少して行き、共振用リアクト
ル(10)の電流が昇圧用リアクトル(4)の電流に等しくな
ると、主還流用整流素子(3)はカットオフする。このと
き、主スイッチング素子(2)をオン状態にすると、主ス
イッチング素子(2)の電圧が直ちに０Ｖまで降下する。
これにより、主スイッチング素子(2)のターンオン時に
おいてゼロ電圧スイッチングが達成されるので、主スイ
ッチング素子(2)のターンオン時のスイッチング損失を
低減することができる。以上により、主スイッチング素
子(2)のオン・オフ動作時のスイッチング損失を低減す
ることができる。また、主スイッチング素子(2)のター
ンオン及びターンオフ時に発生するスパイク状のサージ
電圧及び電流は共振用コンデンサ(8)及び共振用リアク
トル(10)により吸収されるから、主スイッチング素子
(2)のオン・オフ動作時のサージ電圧及び電流を低減す
ることができる。なお、主スイッチング素子(2)と並列
に他の共振用コンデンサ(14)を接続した場合には、主ス
イッチング素子(2)のターンオン時のゼロ電圧スイッチ
ングがより確実になり、更にスイッチング損失を低減す
ることが可能である。
【０００７】
【実施例】以下、本発明の関連技術として、補助スイッ
チング素子を備えた昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの例を
図１〜図５について説明し、その後、本発明による昇圧
型ＤＣ−ＤＣコンバータの実施例を図６及び図７につい
て説明する。但し、図１、図３、図５及び図６では図８
に示す箇所と同一の部分には同一の符号を付し、その説
明を省略する。本発明の関連技術としての昇圧型ＤＣ−
ＤＣコンバータは、図１に示すように、主トランジスタ
２と並列に接続された共振用リアクトル１０及び補助ス
イッチング素子としての補助トランジスタ９の直列回路
と、この直列回路の接続点と主還流用ダイオード３及び
平滑コンデンサ４の直列回路の接続点との間に接続され
た第１及び第２の補助還流用ダイオード（補助還流用整
流素子）１１、１２の直列回路と、第１及び第２の補助
還流用ダイオード１１、１２の直列回路の接続点と主ト
ランジスタ２のコレクタ端子との間に接続された共振用
コンデンサ８と、主トランジスタ２と並列に接続された
循環電流用ダイオード（循環電流用整流素子）１３とを
図８の回路に追加したものである。また、制御回路７は
主トランジスタ２のベース端子（制御端子）に主制御パ
ルス信号を付与する前に補助トランジスタ９のベース端
子に補助制御パルス信号を付与する。図１の昇圧型ＤＣ
−ＤＣコンバータでは、主トランジスタ２及び補助トラ
ンジスタ９として接合型パワートランジスタを使用して
いる。
チング素子を備えた昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの例を
図１〜図５について説明し、その後、本発明による昇圧
型ＤＣ−ＤＣコンバータの実施例を図６及び図７につい
て説明する。但し、図１、図３、図５及び図６では図８
に示す箇所と同一の部分には同一の符号を付し、その説
明を省略する。本発明の関連技術としての昇圧型ＤＣ−
ＤＣコンバータは、図１に示すように、主トランジスタ
２と並列に接続された共振用リアクトル１０及び補助ス
イッチング素子としての補助トランジスタ９の直列回路
と、この直列回路の接続点と主還流用ダイオード３及び
平滑コンデンサ４の直列回路の接続点との間に接続され
た第１及び第２の補助還流用ダイオード（補助還流用整
流素子）１１、１２の直列回路と、第１及び第２の補助
還流用ダイオード１１、１２の直列回路の接続点と主ト
ランジスタ２のコレクタ端子との間に接続された共振用
コンデンサ８と、主トランジスタ２と並列に接続された
循環電流用ダイオード（循環電流用整流素子）１３とを
図８の回路に追加したものである。また、制御回路７は
主トランジスタ２のベース端子（制御端子）に主制御パ
ルス信号を付与する前に補助トランジスタ９のベース端
子に補助制御パルス信号を付与する。図１の昇圧型ＤＣ
−ＤＣコンバータでは、主トランジスタ２及び補助トラ
ンジスタ９として接合型パワートランジスタを使用して
いる。
【０００８】特に図示はしないが、制御回路７内には、
一定周期の三角波電圧を発生する発振回路部と、基準電
圧に対する負荷６の端子電圧の誤差電圧を演算増幅する
誤差増幅回路部と、誤差増幅回路部の誤差出力電圧及び
発振回路部の三角波電圧を比較する比較回路部と、比較
回路部の出力電圧に比例した時間幅の主制御パルス信号
を発生して主トランジスタ２のベース端子に付与する主
制御パルス発生回路部と、主制御パルス発生回路部の主
制御パルス信号が立ち上がる前に補助トランジスタ９の
ベース端子に付与する一定時間幅の補助制御パルス信号
を発生する補助制御パルス発生回路部とが設けられてい
る。補助制御パルス発生回路部から発生する補助制御パ
ルス信号の時間幅は主トランジスタ２のオフ時間より極
めて小さい。
一定周期の三角波電圧を発生する発振回路部と、基準電
圧に対する負荷６の端子電圧の誤差電圧を演算増幅する
誤差増幅回路部と、誤差増幅回路部の誤差出力電圧及び
発振回路部の三角波電圧を比較する比較回路部と、比較
回路部の出力電圧に比例した時間幅の主制御パルス信号
を発生して主トランジスタ２のベース端子に付与する主
制御パルス発生回路部と、主制御パルス発生回路部の主
制御パルス信号が立ち上がる前に補助トランジスタ９の
ベース端子に付与する一定時間幅の補助制御パルス信号
を発生する補助制御パルス発生回路部とが設けられてい
る。補助制御パルス発生回路部から発生する補助制御パ
ルス信号の時間幅は主トランジスタ２のオフ時間より極
めて小さい。
【０００９】上記の構成において、図２(Ａ)に示すよう
にｔ0以前において主トランジスタ２がオン状態のとき
は、図２(Ｃ)に示すように昇圧用リアクトル４及び主ト
ランジスタ２の経路で電流Ｉ0が流れている。このと
き、図２(Ｆ)に示すように共振用コンデンサ８は図１に
示す極性で負荷６の端子電圧、即ち出力電圧Ｅ0まで充
電されている。図２(Ａ)に示すように、ｔ0において制
御回路７から主トランジスタ２のベース端子に付与され
た主制御パルス信号電圧ＶB1が高レベルから低レベルに
なり、主トランジスタ２がオン状態からオフ状態になる
と、図２(Ｃ)及び(Ｄ)に示すように主トランジスタ２に
流れていた電流ＩTR1、即ち昇圧用リアクトル４の電流
Ｉ0が直ちに共振用コンデンサ８及び第２の補助還流用
ダイオード１２の経路で流れる電流ＩC1に切り替わる。
このとき、図２(Ｆ)に示すように共振用コンデンサ８が
徐々に放電して行き、共振用コンデンサ８の両端の電圧
ＶC1が出力電圧Ｅ0から直線的に降下して行く。これに
伴って、図２(Ｅ)に示すように主トランジスタ２の両端
の電圧ＶTR1が０Ｖから直線的に上昇する。このため、
主トランジスタ２のターンオフ時は電圧波形と電流波形
の重なりが少ないゼロ電圧スイッチングとなる。
にｔ0以前において主トランジスタ２がオン状態のとき
は、図２(Ｃ)に示すように昇圧用リアクトル４及び主ト
ランジスタ２の経路で電流Ｉ0が流れている。このと
き、図２(Ｆ)に示すように共振用コンデンサ８は図１に
示す極性で負荷６の端子電圧、即ち出力電圧Ｅ0まで充
電されている。図２(Ａ)に示すように、ｔ0において制
御回路７から主トランジスタ２のベース端子に付与され
た主制御パルス信号電圧ＶB1が高レベルから低レベルに
なり、主トランジスタ２がオン状態からオフ状態になる
と、図２(Ｃ)及び(Ｄ)に示すように主トランジスタ２に
流れていた電流ＩTR1、即ち昇圧用リアクトル４の電流
Ｉ0が直ちに共振用コンデンサ８及び第２の補助還流用
ダイオード１２の経路で流れる電流ＩC1に切り替わる。
このとき、図２(Ｆ)に示すように共振用コンデンサ８が
徐々に放電して行き、共振用コンデンサ８の両端の電圧
ＶC1が出力電圧Ｅ0から直線的に降下して行く。これに
伴って、図２(Ｅ)に示すように主トランジスタ２の両端
の電圧ＶTR1が０Ｖから直線的に上昇する。このため、
主トランジスタ２のターンオフ時は電圧波形と電流波形
の重なりが少ないゼロ電圧スイッチングとなる。
【００１０】図２(Ｆ)に示すように、ｔ1において共振
用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が０Ｖになると、主還
流用ダイオード３が順バイアスになり、図２(Ｄ)及び
(Ｇ)に示すように共振用コンデンサ８に流れていた電流
ＩC1に代わって主還流用ダイオード３に流れる
（ＩD）。また、主トランジスタ２がオフ状態のとき、
昇圧用リアクトル４の電流Ｉ0は主還流用ダイオード３
を介して負荷６へ流れている。
用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が０Ｖになると、主還
流用ダイオード３が順バイアスになり、図２(Ｄ)及び
(Ｇ)に示すように共振用コンデンサ８に流れていた電流
ＩC1に代わって主還流用ダイオード３に流れる
（ＩD）。また、主トランジスタ２がオフ状態のとき、
昇圧用リアクトル４の電流Ｉ0は主還流用ダイオード３
を介して負荷６へ流れている。
【００１１】図２(Ｂ)に示すように、ｔ2において制御
回路７から補助トランジスタ９のベース端子に付与され
た補助制御パルス信号電圧ＶB2が低レベルから高レベル
になり、補助トランジスタ９がオン状態になると、主還
流用ダイオード３が導通している期間は共振用リアクト
ル１０に出力電圧Ｅ0が印加され、図２(Ｈ)に示すよう
に共振用リアクトル１０に電流ＩL1が流れ始める。この
電流ＩL1は０から昇圧用リアクトル４の電流Ｉ0に等し
くなるまで直線的に増加する。一方、主還流用ダイオー
ド３に流れていた電流ＩDは図２(Ｇ)に示すように直線
的に減少して行く。したがって、補助トランジスタ９の
ターンオン時においてゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）
となる。
回路７から補助トランジスタ９のベース端子に付与され
た補助制御パルス信号電圧ＶB2が低レベルから高レベル
になり、補助トランジスタ９がオン状態になると、主還
流用ダイオード３が導通している期間は共振用リアクト
ル１０に出力電圧Ｅ0が印加され、図２(Ｈ)に示すよう
に共振用リアクトル１０に電流ＩL1が流れ始める。この
電流ＩL1は０から昇圧用リアクトル４の電流Ｉ0に等し
くなるまで直線的に増加する。一方、主還流用ダイオー
ド３に流れていた電流ＩDは図２(Ｇ)に示すように直線
的に減少して行く。したがって、補助トランジスタ９の
ターンオン時においてゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）
となる。
【００１２】図２(Ｈ)に示すように、ｔ3において共振
用リアクトル１０の電流ＩL1が昇圧用リアクトル４の電
流Ｉ0に等しくなると主還流用ダイオード３がカットオ
フし、図２(Ｇ)に示すように主還流用ダイオード３には
電流が流れなくなる。そして、主還流用ダイオード３の
電流ＩDが０となるとき、制御回路７は図２(Ａ)に示す
ように主トランジスタ２のベース端子に付与する主制御
パルス信号電圧ＶB1を低レベルから高レベルにして主ト
ランジスタ２をオフ状態からオン状態にする。このと
き、図２(Ｅ)に示すように主トランジスタ２の両端の電
圧ＶTR1は直ちに０Ｖまで降下する。したがって、主ト
ランジスタ２のターンオン時においてゼロ電圧スイッチ
ングとなる。
用リアクトル１０の電流ＩL1が昇圧用リアクトル４の電
流Ｉ0に等しくなると主還流用ダイオード３がカットオ
フし、図２(Ｇ)に示すように主還流用ダイオード３には
電流が流れなくなる。そして、主還流用ダイオード３の
電流ＩDが０となるとき、制御回路７は図２(Ａ)に示す
ように主トランジスタ２のベース端子に付与する主制御
パルス信号電圧ＶB1を低レベルから高レベルにして主ト
ランジスタ２をオフ状態からオン状態にする。このと
き、図２(Ｅ)に示すように主トランジスタ２の両端の電
圧ＶTR1は直ちに０Ｖまで降下する。したがって、主ト
ランジスタ２のターンオン時においてゼロ電圧スイッチ
ングとなる。
【００１３】その後少し遅れて、図２(Ｂ)に示すよう
に、ｔ4において制御回路７は補助トランジスタ９のベ
ース端子に付与する補助制御パルス信号電圧ＶB2を高レ
ベルから低レベルにして補助トランジスタ９をオン状態
からオフ状態にする。このとき、共振用リアクトル１０
に蓄積されたエネルギが放出されて共振用リアクトル１
０及び共振用コンデンサ８が共振するので、共振用リア
クトル１０の電流ＩL1は共振用リアクトル１０、第１の
補助還流用ダイオード１１及び共振用コンデンサ８の経
路で流れる共振電流となる。これにより、共振用コンデ
ンサ８が正弦波形で充電されて行くので、図２(Ｆ)に示
すように共振用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が０Ｖか
ら正弦波状に上昇して行く。これと共に、図２(Ｄ)及び
(Ｈ)に示すように共振用コンデンサ８の電流ＩC1及び共
振用リアクトル１０の電流ＩL1は余弦波状に減少して行
く。また、昇圧用リアクトル４の電流Ｉ0は、図２(Ｃ)
に示すように主トランジスタ２を通して流れる
（ＩTR1）。したがって、補助トランジスタ９のターン
オフ時に共振用コンデンサ８が０Ｖから正弦波状に充電
されて行くため、ゼロ電圧スイッチングとなる。
に、ｔ4において制御回路７は補助トランジスタ９のベ
ース端子に付与する補助制御パルス信号電圧ＶB2を高レ
ベルから低レベルにして補助トランジスタ９をオン状態
からオフ状態にする。このとき、共振用リアクトル１０
に蓄積されたエネルギが放出されて共振用リアクトル１
０及び共振用コンデンサ８が共振するので、共振用リア
クトル１０の電流ＩL1は共振用リアクトル１０、第１の
補助還流用ダイオード１１及び共振用コンデンサ８の経
路で流れる共振電流となる。これにより、共振用コンデ
ンサ８が正弦波形で充電されて行くので、図２(Ｆ)に示
すように共振用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が０Ｖか
ら正弦波状に上昇して行く。これと共に、図２(Ｄ)及び
(Ｈ)に示すように共振用コンデンサ８の電流ＩC1及び共
振用リアクトル１０の電流ＩL1は余弦波状に減少して行
く。また、昇圧用リアクトル４の電流Ｉ0は、図２(Ｃ)
に示すように主トランジスタ２を通して流れる
（ＩTR1）。したがって、補助トランジスタ９のターン
オフ時に共振用コンデンサ８が０Ｖから正弦波状に充電
されて行くため、ゼロ電圧スイッチングとなる。
【００１４】図２(Ｆ)に示すように、ｔ5において共振
用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が略最大値、即ち出力
電圧Ｅ0に達すると、図２(Ｄ)及び(Ｈ)に示すように共
振用コンデンサ８の電流ＩC1及び共振用リアクトル１０
の電流ＩL1は０となり、第１の補助還流用ダイオード１
１がカットオフする。また、補助トランジスタ９のター
ンオフ時において共振用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1
が出力電圧Ｅ0以上になろうとするときは、循環電流用
ダイオード１３、共振用リアクトル１０、第１の補助還
流用ダイオード１１及び第２の補助還流用ダイオード１
２の経路で負荷６へエネルギが供給される。
用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が略最大値、即ち出力
電圧Ｅ0に達すると、図２(Ｄ)及び(Ｈ)に示すように共
振用コンデンサ８の電流ＩC1及び共振用リアクトル１０
の電流ＩL1は０となり、第１の補助還流用ダイオード１
１がカットオフする。また、補助トランジスタ９のター
ンオフ時において共振用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1
が出力電圧Ｅ0以上になろうとするときは、循環電流用
ダイオード１３、共振用リアクトル１０、第１の補助還
流用ダイオード１１及び第２の補助還流用ダイオード１
２の経路で負荷６へエネルギが供給される。
【００１５】上記のように、図１の回路では主トランジ
スタ２及び補助トランジスタ９のターンオン及びターン
オフ時においてゼロ電圧又はゼロ電流スイッチングが達
成されるので、主トランジスタ２及び補助トランジスタ
９のオン・オフ動作時の電力損失、即ちスイッチング損
失を低減することができる。また、主トランジスタ２及
び補助トランジスタ９のターンオン及びターンオフ時に
発生するスパイク状のサージ電圧及びサージ電流は共振
用コンデンサ８及び共振用リアクトル１０により吸収さ
れるので、主トランジスタ２のオン・オフ動作時のサー
ジ電圧、サージ電流及びノイズを低減することができ
る。
スタ２及び補助トランジスタ９のターンオン及びターン
オフ時においてゼロ電圧又はゼロ電流スイッチングが達
成されるので、主トランジスタ２及び補助トランジスタ
９のオン・オフ動作時の電力損失、即ちスイッチング損
失を低減することができる。また、主トランジスタ２及
び補助トランジスタ９のターンオン及びターンオフ時に
発生するスパイク状のサージ電圧及びサージ電流は共振
用コンデンサ８及び共振用リアクトル１０により吸収さ
れるので、主トランジスタ２のオン・オフ動作時のサー
ジ電圧、サージ電流及びノイズを低減することができ
る。
【００１６】次に、図１に示す昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの変更例を図３及び図４に基づいて説明する。但
し、図３において図１と同一の部分には同一の符号を付
し、その説明を省略する。なお、図３の制御回路７内の
詳細は、図１の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路
７と全く同様であるので、説明は省略する。図３に示す
昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、図１に示す回路の主ト
ランジスタ２と並列に他の共振用コンデンサ１４を接続
し、主トランジスタ２のターンオン時（ｔ4）のゼロ電
圧スイッチングをより確実にしたものである。その他の
構成は図１に示す回路と同一である。
ータの変更例を図３及び図４に基づいて説明する。但
し、図３において図１と同一の部分には同一の符号を付
し、その説明を省略する。なお、図３の制御回路７内の
詳細は、図１の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路
７と全く同様であるので、説明は省略する。図３に示す
昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、図１に示す回路の主ト
ランジスタ２と並列に他の共振用コンデンサ１４を接続
し、主トランジスタ２のターンオン時（ｔ4）のゼロ電
圧スイッチングをより確実にしたものである。その他の
構成は図１に示す回路と同一である。
【００１７】上記の構成において、図４(Ａ)〜(Ｉ)に示
すようにｔ3までは図１の回路における動作と同一であ
る。したがって、図３の回路ではｔ3以降の動作につい
て説明する。図４(Ｉ)に示すように、ｔ3において共振
用リアクトル１０の電流ＩL1が昇圧用リアクトル４の電
流Ｉ0に等しくなると主還流用ダイオード３がカットオ
フし、図４(Ｈ)に示すように主還流用ダイオード３には
電流が流れなくなる。このとき、ｔ0〜ｔ1において充電
された共振用コンデンサ１４のエネルギが放出されて共
振用コンデンサ１４及び共振用リアクトル１０が共振
し、共振用コンデンサ１４、共振用リアクトル１０及び
補助トランジスタ９の経路で共振電流が流れる。このた
め、共振用リアクトル１０には、正弦波状の電流が昇圧
用リアクトル４の電流Ｉ0に重畳して流れるので、共振
用リアクトル１０の電流ＩL1は図４(Ｉ)に示すように引
き続き正弦波状に増加して行く（ＩL1）。これと共に、
共振用コンデンサ１４の電流ＩC2が図４(Ｄ)に示すよう
に正弦波状に増加し、共振用コンデンサ１４の両端の電
圧ＶC2が図４(Ｆ)に示すように余弦波状に降下して行
く。
すようにｔ3までは図１の回路における動作と同一であ
る。したがって、図３の回路ではｔ3以降の動作につい
て説明する。図４(Ｉ)に示すように、ｔ3において共振
用リアクトル１０の電流ＩL1が昇圧用リアクトル４の電
流Ｉ0に等しくなると主還流用ダイオード３がカットオ
フし、図４(Ｈ)に示すように主還流用ダイオード３には
電流が流れなくなる。このとき、ｔ0〜ｔ1において充電
された共振用コンデンサ１４のエネルギが放出されて共
振用コンデンサ１４及び共振用リアクトル１０が共振
し、共振用コンデンサ１４、共振用リアクトル１０及び
補助トランジスタ９の経路で共振電流が流れる。このた
め、共振用リアクトル１０には、正弦波状の電流が昇圧
用リアクトル４の電流Ｉ0に重畳して流れるので、共振
用リアクトル１０の電流ＩL1は図４(Ｉ)に示すように引
き続き正弦波状に増加して行く（ＩL1）。これと共に、
共振用コンデンサ１４の電流ＩC2が図４(Ｄ)に示すよう
に正弦波状に増加し、共振用コンデンサ１４の両端の電
圧ＶC2が図４(Ｆ)に示すように余弦波状に降下して行
く。
【００１８】図４(Ｉ)に示すように、ｔ4において共振
用リアクトル１０の電流ＩL1が略最大値、即ち昇圧用リ
アクトル４の電流Ｉ0と共振電流の最大値Ｉpとの和に達
すると、循環電流用ダイオード１３が順バイアスにな
る。このため、共振用リアクトル１０の電流ＩL1は循環
電流用ダイオード１３、共振用リアクトル１０及び補助
トランジスタ９の経路で循環電流となり流れ続ける。こ
れと共に、共振用コンデンサ１４の両端の電圧ＶC2が図
４(Ｆ)に示すように０Ｖとなる。このとき、制御回路７
は図２(Ａ)に示すように主トランジスタ２のベース端子
に付与する主制御パルス信号電圧ＶB1を低レベルから高
レベルにして主トランジスタ２をオフ状態からオン状態
にする。このときの主トランジスタ２の両端の電圧Ｖ
TR1は、図４(Ｆ)に示すように０Ｖであるから、主トラ
ンジスタ２のターンオン時においてゼロ電圧スイッチン
グとなる。
用リアクトル１０の電流ＩL1が略最大値、即ち昇圧用リ
アクトル４の電流Ｉ0と共振電流の最大値Ｉpとの和に達
すると、循環電流用ダイオード１３が順バイアスにな
る。このため、共振用リアクトル１０の電流ＩL1は循環
電流用ダイオード１３、共振用リアクトル１０及び補助
トランジスタ９の経路で循環電流となり流れ続ける。こ
れと共に、共振用コンデンサ１４の両端の電圧ＶC2が図
４(Ｆ)に示すように０Ｖとなる。このとき、制御回路７
は図２(Ａ)に示すように主トランジスタ２のベース端子
に付与する主制御パルス信号電圧ＶB1を低レベルから高
レベルにして主トランジスタ２をオフ状態からオン状態
にする。このときの主トランジスタ２の両端の電圧Ｖ
TR1は、図４(Ｆ)に示すように０Ｖであるから、主トラ
ンジスタ２のターンオン時においてゼロ電圧スイッチン
グとなる。
【００１９】その後少し遅れて、図４(Ｂ)に示すよう
に、ｔ5において制御回路７は補助トランジスタ９のベ
ース端子に付与する補助制御パルス信号電圧ＶB2を高レ
ベルから低レベルにして補助トランジスタ９をオン状態
からオフ状態にする。このとき、共振用リアクトル１０
に蓄積されたエネルギが放出されて共振用リアクトル１
０及び共振用コンデンサ８が共振するので、共振用リア
クトル１０の電流ＩL1は共振用リアクトル１０、第１の
補助還流用ダイオード１１及び共振用コンデンサ８の経
路で流れる共振電流となる。これにより、共振用コンデ
ンサ８が正弦波形で充電されて行くので、図４(Ｇ)に示
すように共振用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が０Ｖか
ら正弦波状に上昇して行く。これと共に、図４(Ｅ)及び
(Ｉ)に示すように共振用コンデンサ８の電流ＩC1及び共
振用リアクトル１０の電流ＩL1は余弦波状に減少して行
く。また、昇圧用リアクトル４の電流Ｉ0は、図４(Ｃ)
に示すように補助トランジスタ９のターンオフと同時に
主トランジスタ２を通して流れる（ＩTR1）。したがっ
て、補助トランジスタ９のターンオフ時は、共振用コン
デンサ８、１４の両端の電圧ＶC1、ＶC2が０Ｖであるた
め、ゼロ電圧スイッチングとなる。
に、ｔ5において制御回路７は補助トランジスタ９のベ
ース端子に付与する補助制御パルス信号電圧ＶB2を高レ
ベルから低レベルにして補助トランジスタ９をオン状態
からオフ状態にする。このとき、共振用リアクトル１０
に蓄積されたエネルギが放出されて共振用リアクトル１
０及び共振用コンデンサ８が共振するので、共振用リア
クトル１０の電流ＩL1は共振用リアクトル１０、第１の
補助還流用ダイオード１１及び共振用コンデンサ８の経
路で流れる共振電流となる。これにより、共振用コンデ
ンサ８が正弦波形で充電されて行くので、図４(Ｇ)に示
すように共振用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が０Ｖか
ら正弦波状に上昇して行く。これと共に、図４(Ｅ)及び
(Ｉ)に示すように共振用コンデンサ８の電流ＩC1及び共
振用リアクトル１０の電流ＩL1は余弦波状に減少して行
く。また、昇圧用リアクトル４の電流Ｉ0は、図４(Ｃ)
に示すように補助トランジスタ９のターンオフと同時に
主トランジスタ２を通して流れる（ＩTR1）。したがっ
て、補助トランジスタ９のターンオフ時は、共振用コン
デンサ８、１４の両端の電圧ＶC1、ＶC2が０Ｖであるた
め、ゼロ電圧スイッチングとなる。
【００２０】図４(Ｆ)に示すように、ｔ6において共振
用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が略最大値、即ち出力
電圧Ｅ0に達すると、図４(Ｉ)に示すように共振用リア
クトル１０の電流ＩL1は昇圧用リアクトル４の電流Ｉ0
に等しくなり、第２の補助還流用ダイオード１２が順バ
イアスとなる。このとき、図４(Ｃ)及び(Ｅ)に示すよう
に主トランジスタ２の電流ＩTR1及び共振用コンデンサ
８の電流ＩC1が０となる。このときの残りの共振用リア
クトル１０のエネルギは、循環電流用ダイオード１３、
共振用リアクトル１０、第１の補助還流用ダイオード１
１及び第２の補助還流用ダイオード１２の経路で負荷６
へ供給されて行く。これにより、共振用リアクトル１０
の電流ＩL1は図４(Ｉ)に示すように直線的に引き続いて
減少して行くと共に、図４(Ｃ)に示すように主トランジ
スタ２の電流が０から直線的に増加して行く。そして、
ｔ7において共振用リアクトル１０の電流ＩL1は図４
(Ｉ)に示すように０となり、主トランジスタ２の電流Ｉ
TR1は図４(Ｃ)に示すように昇圧用リアクトル４の電流
Ｉ0に等しくなる。したがって、ｔ7以降は直流電源１か
ら昇圧用リアクトル４及び主トランジスタ２の経路で電
流Ｉ0が流れる。
用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が略最大値、即ち出力
電圧Ｅ0に達すると、図４(Ｉ)に示すように共振用リア
クトル１０の電流ＩL1は昇圧用リアクトル４の電流Ｉ0
に等しくなり、第２の補助還流用ダイオード１２が順バ
イアスとなる。このとき、図４(Ｃ)及び(Ｅ)に示すよう
に主トランジスタ２の電流ＩTR1及び共振用コンデンサ
８の電流ＩC1が０となる。このときの残りの共振用リア
クトル１０のエネルギは、循環電流用ダイオード１３、
共振用リアクトル１０、第１の補助還流用ダイオード１
１及び第２の補助還流用ダイオード１２の経路で負荷６
へ供給されて行く。これにより、共振用リアクトル１０
の電流ＩL1は図４(Ｉ)に示すように直線的に引き続いて
減少して行くと共に、図４(Ｃ)に示すように主トランジ
スタ２の電流が０から直線的に増加して行く。そして、
ｔ7において共振用リアクトル１０の電流ＩL1は図４
(Ｉ)に示すように０となり、主トランジスタ２の電流Ｉ
TR1は図４(Ｃ)に示すように昇圧用リアクトル４の電流
Ｉ0に等しくなる。したがって、ｔ7以降は直流電源１か
ら昇圧用リアクトル４及び主トランジスタ２の経路で電
流Ｉ0が流れる。
【００２１】上述の通り、図３に示す回路でも、スイッ
チング損失に関して図１に示す実施例と同一の効果が得
られる。なお、図３の実施例の回路では、共振用コンデ
ンサ１４と共振用リアクトル１０との共振作用により、
図４(Ｆ)に示すようにｔ3〜ｔ4において共振用コンデン
サ１４の両端の電圧ＶC2が余弦波状に降下するので、主
トランジスタ２のターンオン時（ｔ4）のゼロ電圧スイ
ッチングがより確実になり、図１の実施例の回路に比較
してスイッチング損失低減効果が大きい。
チング損失に関して図１に示す実施例と同一の効果が得
られる。なお、図３の実施例の回路では、共振用コンデ
ンサ１４と共振用リアクトル１０との共振作用により、
図４(Ｆ)に示すようにｔ3〜ｔ4において共振用コンデン
サ１４の両端の電圧ＶC2が余弦波状に降下するので、主
トランジスタ２のターンオン時（ｔ4）のゼロ電圧スイ
ッチングがより確実になり、図１の実施例の回路に比較
してスイッチング損失低減効果が大きい。
【００２２】また、図１に示す回路は図５に示すように
変更してもよい。図５に示す回路は、図１に示す回路の
第１及び第２の補助還流用ダイオード１１、１２の直列
回路の接続点と主還流用ダイオード３及び平滑コンデン
サ５の直列回路の接続点との間に補充電用抵抗１５を接
続したものである。図５に示す回路では、主トランジス
タ２のオン期間中に出力電圧Ｅ0により共振用コンデン
サ８を補充電できるので、図１に示す回路において共振
用コンデンサ８の充電電圧が出力電圧Ｅ0に満たない場
合でも、主トランジスタ２のターンオフ時のゼロ電圧ス
イッチングが可能となる。なお、補充電用抵抗１５の代
わりに主トランジスタ２のオン期間中にオン状態となる
補充電用スイッチを接続してもよい。補充電用スイッチ
の具体例としては、トランジスタ等の半導体スイッチン
グ素子がある。
変更してもよい。図５に示す回路は、図１に示す回路の
第１及び第２の補助還流用ダイオード１１、１２の直列
回路の接続点と主還流用ダイオード３及び平滑コンデン
サ５の直列回路の接続点との間に補充電用抵抗１５を接
続したものである。図５に示す回路では、主トランジス
タ２のオン期間中に出力電圧Ｅ0により共振用コンデン
サ８を補充電できるので、図１に示す回路において共振
用コンデンサ８の充電電圧が出力電圧Ｅ0に満たない場
合でも、主トランジスタ２のターンオフ時のゼロ電圧ス
イッチングが可能となる。なお、補充電用抵抗１５の代
わりに主トランジスタ２のオン期間中にオン状態となる
補充電用スイッチを接続してもよい。補充電用スイッチ
の具体例としては、トランジスタ等の半導体スイッチン
グ素子がある。
【００２３】以下、本発明による昇圧型ＤＣ−ＤＣコン
バータの実施例を図６及び図７について説明する。図６
に示す本実施例の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、図３
に示す関連技術としての回路の主トランジスタ２を省略
すると共に補助トランジスタ９を主トランジスタ２とし
て動作させることにより、循環電流型の昇圧コンバータ
としたものである。
バータの実施例を図６及び図７について説明する。図６
に示す本実施例の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、図３
に示す関連技術としての回路の主トランジスタ２を省略
すると共に補助トランジスタ９を主トランジスタ２とし
て動作させることにより、循環電流型の昇圧コンバータ
としたものである。
【００２４】次に、図６の回路の動作を図７の波形図に
基づいて説明する。図７(Ａ)に示すようにｔ0以前にお
いて主トランジスタ２がオフ状態のときは、図７(Ｂ)に
示すように昇圧用リアクトル４及び主還流用ダイオード
３を介して負荷６へ電流Ｉ0が流れている（ＩD）。この
とき、共振用コンデンサ１４は図７(Ｄ)に示すように図
示の極性で負荷６の端子電圧、即ち出力電圧Ｅ0まで充
電されている（ＶC2）。図７(Ａ)に示すように、ｔ0に
おいて制御回路７から主トランジスタ２のベース端子に
付与された主制御パルス信号電圧ＶB1が低レベルから高
レベルになり、主トランジスタ２がオフ状態からオン状
態になると、共振用リアクトル１０に出力電圧Ｅ0が印
加され、図７(Ｃ)に示すように共振用リアクトル１０に
電流ＩL 1が流れ始め、０より直線的に増加して行く。こ
れと共に、主還流用ダイオード３に流れていた電流ＩD
は図７(Ｂ)に示すように直線的に減少して行く。このと
き、昇圧用リアクトル４の電流Ｉ0は主トランジスタ２
を通して流れ、主トランジスタ２の両端の電圧ＶTR1は
図７(Ｅ)に示すように直ちに０Ｖまで降下する。したが
って、主トランジスタ２のターンオン時において、共振
用リアクトル１０の電流ＩL1が０から緩やかに立ち上が
るためにゼロ電流スイッチングとなる。
基づいて説明する。図７(Ａ)に示すようにｔ0以前にお
いて主トランジスタ２がオフ状態のときは、図７(Ｂ)に
示すように昇圧用リアクトル４及び主還流用ダイオード
３を介して負荷６へ電流Ｉ0が流れている（ＩD）。この
とき、共振用コンデンサ１４は図７(Ｄ)に示すように図
示の極性で負荷６の端子電圧、即ち出力電圧Ｅ0まで充
電されている（ＶC2）。図７(Ａ)に示すように、ｔ0に
おいて制御回路７から主トランジスタ２のベース端子に
付与された主制御パルス信号電圧ＶB1が低レベルから高
レベルになり、主トランジスタ２がオフ状態からオン状
態になると、共振用リアクトル１０に出力電圧Ｅ0が印
加され、図７(Ｃ)に示すように共振用リアクトル１０に
電流ＩL 1が流れ始め、０より直線的に増加して行く。こ
れと共に、主還流用ダイオード３に流れていた電流ＩD
は図７(Ｂ)に示すように直線的に減少して行く。このと
き、昇圧用リアクトル４の電流Ｉ0は主トランジスタ２
を通して流れ、主トランジスタ２の両端の電圧ＶTR1は
図７(Ｅ)に示すように直ちに０Ｖまで降下する。したが
って、主トランジスタ２のターンオン時において、共振
用リアクトル１０の電流ＩL1が０から緩やかに立ち上が
るためにゼロ電流スイッチングとなる。
【００２５】図７(Ｃ)に示すように、ｔ1において共振
用リアクトル１０の電流ＩL1が昇圧用リアクトル４の電
流Ｉ0に等しくなると主還流用ダイオード３がカットオ
フし、図７(Ｂ)に示すように主還流用ダイオード３の電
流ＩDが０となる。このとき、共振用コンデンサ１４に
充電されたエネルギが放出されて共振用コンデンサ１４
及び共振用リアクトル１０が共振し、共振用コンデンサ
１４、共振用リアクトル１０及び主トランジスタ２の経
路で共振電流が流れる。このため、共振用リアクトル１
０には、正弦波状の電流が昇圧用リアクトル４の電流Ｉ
0に重畳して流れるので、共振用リアクトル１０の電流
ＩL1は図７(Ｃ)に示すように引き続き正弦波状に増加し
て行く（ＩL1）。一方、共振用コンデンサ１４の両端の
電圧ＶC2は図７(Ｄ)に示すように余弦波状に降下して行
く。
用リアクトル１０の電流ＩL1が昇圧用リアクトル４の電
流Ｉ0に等しくなると主還流用ダイオード３がカットオ
フし、図７(Ｂ)に示すように主還流用ダイオード３の電
流ＩDが０となる。このとき、共振用コンデンサ１４に
充電されたエネルギが放出されて共振用コンデンサ１４
及び共振用リアクトル１０が共振し、共振用コンデンサ
１４、共振用リアクトル１０及び主トランジスタ２の経
路で共振電流が流れる。このため、共振用リアクトル１
０には、正弦波状の電流が昇圧用リアクトル４の電流Ｉ
0に重畳して流れるので、共振用リアクトル１０の電流
ＩL1は図７(Ｃ)に示すように引き続き正弦波状に増加し
て行く（ＩL1）。一方、共振用コンデンサ１４の両端の
電圧ＶC2は図７(Ｄ)に示すように余弦波状に降下して行
く。
【００２６】図７(Ｃ)に示すように、ｔ2において共振
用リアクトル１０の電流ＩL1が略最大値、即ち昇圧用リ
アクトル４の電流Ｉ0と共振電流の最大値Ｉpとの和に達
すると、共振用リアクトル１０の両端の電圧が０Ｖとな
る。このとき、循環電流用ダイオード１３が順バイアス
になり、共振用リアクトル１０の電流ＩL1は共振用リア
クトル１０、主トランジスタ２及び循環電流用ダイオー
ド１３の経路で循環電流となって流れ続ける。これと共
に、共振用コンデンサ１４の両端の電圧ＶC2が図７(Ｄ)
に示すように０Ｖとなる。
用リアクトル１０の電流ＩL1が略最大値、即ち昇圧用リ
アクトル４の電流Ｉ0と共振電流の最大値Ｉpとの和に達
すると、共振用リアクトル１０の両端の電圧が０Ｖとな
る。このとき、循環電流用ダイオード１３が順バイアス
になり、共振用リアクトル１０の電流ＩL1は共振用リア
クトル１０、主トランジスタ２及び循環電流用ダイオー
ド１３の経路で循環電流となって流れ続ける。これと共
に、共振用コンデンサ１４の両端の電圧ＶC2が図７(Ｄ)
に示すように０Ｖとなる。
【００２７】図７(Ａ)に示すように、ｔ3において制御
回路７から主トランジスタ２のベース端子に付与された
主制御パルス信号電圧ＶB1が高レベルから低レベルにな
り、主トランジスタ２がオン状態からオフ状態になる
と、昇圧用リアクトル４の電流Ｉ0は共振用コンデンサ
１４を通して流れる。このとき、共振用リアクトル１０
の電流ＩL1は共振用リアクトル１０、第１の補助還流用
ダイオード１１及び共振用コンデンサ８の経路で共振電
流となって流れ、共振用コンデンサ８を充電する。この
ため、図７(Ｆ)及び(Ｄ)に示すように共振用コンデンサ
８の電圧ＶC1及び共振用コンデンサ１４の電圧ＶC2が共
に０Ｖから緩やかに上昇するから、主トランジスタ２の
ターンオフ時においてゼロ電圧スイッチングとなる。
回路７から主トランジスタ２のベース端子に付与された
主制御パルス信号電圧ＶB1が高レベルから低レベルにな
り、主トランジスタ２がオン状態からオフ状態になる
と、昇圧用リアクトル４の電流Ｉ0は共振用コンデンサ
１４を通して流れる。このとき、共振用リアクトル１０
の電流ＩL1は共振用リアクトル１０、第１の補助還流用
ダイオード１１及び共振用コンデンサ８の経路で共振電
流となって流れ、共振用コンデンサ８を充電する。この
ため、図７(Ｆ)及び(Ｄ)に示すように共振用コンデンサ
８の電圧ＶC1及び共振用コンデンサ１４の電圧ＶC2が共
に０Ｖから緩やかに上昇するから、主トランジスタ２の
ターンオフ時においてゼロ電圧スイッチングとなる。
【００２８】図７(Ｆ)及び(Ｄ)に示すように、ｔ4にお
いて共振用コンデンサ８の電圧ＶC1と共振用コンデンサ
１４の電圧ＶC2との和が出力電圧Ｅ0に等しくなると、
共振用リアクトル１０の電流ＩL1は図７(Ｃ)に示すよう
に緩やかに０まで減少して行く。そして、ｔ5において
共振用リアクトル１０の電流ＩL1が０になると、分流し
た負荷６の電流により共振用コンデンサ８、１４が充放
電されて行き、ｔ6において共振用コンデンサ１４の電
圧ＶC2が図７(Ｄ)に示すように出力電圧Ｅ0に等しくな
ると、主還流用ダイオード３の電圧が０Ｖとなる。この
とき、昇圧用リアクトル４の電流Ｉ0が図７(Ｂ)に示す
ように主還流用ダイオード３を通して流れ(ＩD)、ｔ6以
降は昇圧用リアクトル４及び主還流用ダイオード３を介
して負荷６へ電流Ｉ0が流れる。
いて共振用コンデンサ８の電圧ＶC1と共振用コンデンサ
１４の電圧ＶC2との和が出力電圧Ｅ0に等しくなると、
共振用リアクトル１０の電流ＩL1は図７(Ｃ)に示すよう
に緩やかに０まで減少して行く。そして、ｔ5において
共振用リアクトル１０の電流ＩL1が０になると、分流し
た負荷６の電流により共振用コンデンサ８、１４が充放
電されて行き、ｔ6において共振用コンデンサ１４の電
圧ＶC2が図７(Ｄ)に示すように出力電圧Ｅ0に等しくな
ると、主還流用ダイオード３の電圧が０Ｖとなる。この
とき、昇圧用リアクトル４の電流Ｉ0が図７(Ｂ)に示す
ように主還流用ダイオード３を通して流れ(ＩD)、ｔ6以
降は昇圧用リアクトル４及び主還流用ダイオード３を介
して負荷６へ電流Ｉ0が流れる。
【００２９】上述のように、図６に示す本発明の実施例
では主トランジスタ２のターンオン及びターンオフ時に
おいてゼロ電流又はゼロ電圧スイッチングが達成される
ので、主トランジスタ２のスイッチング損失を低減する
ことができる。なお、図６の実施例の回路では、主トラ
ンジスタ２のみで昇圧コンバータ回路を構成できるの
で、図１、図３及び図５に示す実施例に比較してスイッ
チング損失による発生熱量を抑制できかつ部品点数を少
なくできる利点を有する。
では主トランジスタ２のターンオン及びターンオフ時に
おいてゼロ電流又はゼロ電圧スイッチングが達成される
ので、主トランジスタ２のスイッチング損失を低減する
ことができる。なお、図６の実施例の回路では、主トラ
ンジスタ２のみで昇圧コンバータ回路を構成できるの
で、図１、図３及び図５に示す実施例に比較してスイッ
チング損失による発生熱量を抑制できかつ部品点数を少
なくできる利点を有する。
【００３０】更に、本発明の実施態様は前記の実施例に
限定されず、種々の変更が可能である。例えば、上記の
実施例では主スイッチング素子として接合型パワートラ
ンジスタを使用した例を示したが、ＦＥＴ（電界効果ト
ランジスタ）、ＳＣＲ（逆阻止３端子サイリスタ）等の
他のスイッチング素子を使用してもよい。特に、ＦＥＴ
を使用する場合にはＦＥＴと一体に形成された内蔵ダイ
オードを使用できるので、上記の実施例での循環電流用
ダイオード１３を省略することが可能である。また、図
６の回路における共振用コンデンサ１４は省略してもよ
い。
限定されず、種々の変更が可能である。例えば、上記の
実施例では主スイッチング素子として接合型パワートラ
ンジスタを使用した例を示したが、ＦＥＴ（電界効果ト
ランジスタ）、ＳＣＲ（逆阻止３端子サイリスタ）等の
他のスイッチング素子を使用してもよい。特に、ＦＥＴ
を使用する場合にはＦＥＴと一体に形成された内蔵ダイ
オードを使用できるので、上記の実施例での循環電流用
ダイオード１３を省略することが可能である。また、図
６の回路における共振用コンデンサ１４は省略してもよ
い。
【００３１】
【発明の効果】以上のように、本発明によれば、スイッ
チング素子のゼロ電圧又はゼロ電流スイッチングを容易
に達成できるので、スイッチング素子の電圧波形と電流
波形との重複部分を少なくして昇圧コンバータ回路のス
イッチング素子のオン・オフ動作時の電力損失、即ち昇
圧コンバータ回路におけるスイッチング損失を低減する
ことができる。また、昇圧コンバータ回路のスイッチン
グ素子のスイッチング動作時におけるサージ電圧、サー
ジ電流及びノイズを低減することができる。更に、主ス
イッチング素子と並列に他の共振用コンデンサを接続し
た場合には、より確実にスイッチング素子のゼロ電圧ス
イッチングを達成できるので、スイッチング素子の電圧
波形と電流波形との重複部分が更に少なくなり、昇圧コ
ンバータ回路におけるスイッチング損失を更に低減する
ことが可能となる。
チング素子のゼロ電圧又はゼロ電流スイッチングを容易
に達成できるので、スイッチング素子の電圧波形と電流
波形との重複部分を少なくして昇圧コンバータ回路のス
イッチング素子のオン・オフ動作時の電力損失、即ち昇
圧コンバータ回路におけるスイッチング損失を低減する
ことができる。また、昇圧コンバータ回路のスイッチン
グ素子のスイッチング動作時におけるサージ電圧、サー
ジ電流及びノイズを低減することができる。更に、主ス
イッチング素子と並列に他の共振用コンデンサを接続し
た場合には、より確実にスイッチング素子のゼロ電圧ス
イッチングを達成できるので、スイッチング素子の電圧
波形と電流波形との重複部分が更に少なくなり、昇圧コ
ンバータ回路におけるスイッチング損失を更に低減する
ことが可能となる。
【図１】 本発明による昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの
関連技術を示す電気回路図
関連技術を示す電気回路図
【図２】 図１の回路の各部の電圧及び電流を示す波形
図
図
【図３】 図１の回路の変更例を示す電気回路図
【図４】 図３の回路の各部の電圧及び電流を示す波形
図
図
【図５】 図１の回路の別の変更例を示す電気回路図
【図６】 本発明による昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの
実施例を示す電気回路図
実施例を示す電気回路図
【図７】 図６の回路の各部の電圧及び電流を示す波形
図
図
【図８】 従来の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを示す電
気回路図
気回路図
【図９】 図８の回路のスイッチング電圧波形とスイッ
チング電流波形との重複部分を示す波形図
チング電流波形との重複部分を示す波形図
１．．．直流電源、２．．．主トランジスタ（主スイッ
チング素子）、３．．．主還流用ダイオード（主還流用
整流素子）、４．．．昇圧用リアクトル、５．．．平滑
コンデンサ、６．．．負荷、７．．．制御回路、８、１
４．．．共振用コンデンサ、１０．．．共振用リアクト
ル、１１、１２．．．第１及び第２の補助還流用ダイオ
ード（第１及び第２の補助還流用整流素子）、１
３．．．循環電流用ダイオード（循環電流用整流素子）
チング素子）、３．．．主還流用ダイオード（主還流用
整流素子）、４．．．昇圧用リアクトル、５．．．平滑
コンデンサ、６．．．負荷、７．．．制御回路、８、１
４．．．共振用コンデンサ、１０．．．共振用リアクト
ル、１１、１２．．．第１及び第２の補助還流用ダイオ
ード（第１及び第２の補助還流用整流素子）、１
３．．．循環電流用ダイオード（循環電流用整流素子）
Claims (2)
- 【請求項１】 直流電源と、一方の主端子が前記直流電
源の一端に接続されかつ他方の主端子が前記直流電源の
他端に接続された主スイッチング素子と、該主スイッチ
ング素子と並列に接続された主還流用整流素子及び平滑
コンデンサの直列回路と、前記平滑コンデンサと並列に
接続された負荷とを備え、前記主スイッチング素子をオ
ン・オフ制御することにより前記直流電源の電圧よりも
高い電圧の直流出力を前記負荷に供給する昇圧型ＤＣ−
ＤＣコンバータにおいて、 前記直流電源の一端と前記主スイッチング素子の一方の
主端子との間に挿入された共振用リアクトルと、前記共
振用リアクトル及び前記主スイッチング素子の接続点と
前記主還流用整流素子及び前記平滑コンデンサの直列回
路の接続点との間に接続された第１及び第２の補助還流
用整流素子の直列回路と、該第１及び第２の補助還流用
整流素子の直列回路の接続点と前記主還流用整流素子及
び前記共振用リアクトルの接続点との間に接続された共
振用コンデンサと、前記共振用リアクトル及び前記共振
用リアクトルの接続点と前記主スイッチング素子の他方
の主端子との間に接続された循環電流用整流素子と、前
記主スイッチング素子の制御端子に主制御パルス信号を
付与する制御回路とを備え、 前記直流電源と前記共振用リアクトルとの間に直列にか
つ前記負荷に直列に昇圧用リアクトルを接続したことを
特徴とする昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項２】 前記循環電流用整流素子と並列に他の共
振用コンデンサを接続した請求項１に記載の昇圧型ＤＣ
−ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11368932A JP3104875B2 (ja) | 1999-12-27 | 1999-12-27 | 昇圧型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11368932A JP3104875B2 (ja) | 1999-12-27 | 1999-12-27 | 昇圧型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6028565A Division JP3038701B2 (ja) | 1994-02-25 | 1994-02-25 | 昇圧型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000152611A JP2000152611A (ja) | 2000-05-30 |
| JP3104875B2 true JP3104875B2 (ja) | 2000-10-30 |
Family
ID=18493128
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11368932A Expired - Fee Related JP3104875B2 (ja) | 1999-12-27 | 1999-12-27 | 昇圧型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3104875B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102843029A (zh) * | 2012-09-19 | 2012-12-26 | 深圳市英威腾电气股份有限公司 | 一种直流-直流升压电路 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002204570A (ja) | 2001-01-09 | 2002-07-19 | Nec Corp | Ｄｃ／ｄｃコンバータおよび自発光ディスプレイ装置 |
-
1999
- 1999-12-27 JP JP11368932A patent/JP3104875B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102843029A (zh) * | 2012-09-19 | 2012-12-26 | 深圳市英威腾电气股份有限公司 | 一种直流-直流升压电路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2000152611A (ja) | 2000-05-30 |
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