JPH09233808A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
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- JPH09233808A JPH09233808A JP6551996A JP6551996A JPH09233808A JP H09233808 A JPH09233808 A JP H09233808A JP 6551996 A JP6551996 A JP 6551996A JP 6551996 A JP6551996 A JP 6551996A JP H09233808 A JPH09233808 A JP H09233808A
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- turned
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 スイッチング素子のターンオン時、ターンオ
ン時のスイッチング損失の低減を行う。 【解決手段】 入力電圧源１に直列に接続され、高周波
でオンオフ動作する第１のスイッチング素子２と、第１
のスイッチング素子２の出力を平滑する平滑用リアクト
ル４と、平滑用リアクトル４の入力に接続されるフリー
ホイリングダイオード１２と、第１のスイッチング素子
２の出力と平滑用リアクトル４との間にもうけられた可
飽和リアクトル３と、第１のスイッチング素子２の出力
と、入力電圧源１との間に設けられ、第１のスイッチン
グ素子２のオンオフ動作時にオフオン動作する第２のス
イッチング素子１１と、第１のスイッチング素子２と逆
並列に設けられた第１ダイオード１３と、第１コンデン
サ１４と、第２のスイッチング素子１１と逆並列に設け
られた第２ダイオードと、第２コンデンサ並びにリアク
トルとコンデンサの直列回路とを備えた。
ン時のスイッチング損失の低減を行う。 【解決手段】 入力電圧源１に直列に接続され、高周波
でオンオフ動作する第１のスイッチング素子２と、第１
のスイッチング素子２の出力を平滑する平滑用リアクト
ル４と、平滑用リアクトル４の入力に接続されるフリー
ホイリングダイオード１２と、第１のスイッチング素子
２の出力と平滑用リアクトル４との間にもうけられた可
飽和リアクトル３と、第１のスイッチング素子２の出力
と、入力電圧源１との間に設けられ、第１のスイッチン
グ素子２のオンオフ動作時にオフオン動作する第２のス
イッチング素子１１と、第１のスイッチング素子２と逆
並列に設けられた第１ダイオード１３と、第１コンデン
サ１４と、第２のスイッチング素子１１と逆並列に設け
られた第２ダイオードと、第２コンデンサ並びにリアク
トルとコンデンサの直列回路とを備えた。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直流入力から降
圧、昇圧また昇・降圧した直流の電圧源を得るＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータに関する。
圧、昇圧また昇・降圧した直流の電圧源を得るＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、電子回路用電源、バッテリー充電
器、高力率正弦波入力整流器等に用いられるＤＣ−ＤＣ
コンバータは、図５に示すものが使用されていた。１は
入力電圧源、２は高周波でオンオフ動作する第１のスイ
ッチング素子、５１は第１のスイッチング素子２により
スイッチングされた出力を平滑する平滑リアクトル、７
は平滑用コンデンサ、９は出力に接続された負荷であ
る。なお、５２はフリーホイリングダイオードである。
器、高力率正弦波入力整流器等に用いられるＤＣ−ＤＣ
コンバータは、図５に示すものが使用されていた。１は
入力電圧源、２は高周波でオンオフ動作する第１のスイ
ッチング素子、５１は第１のスイッチング素子２により
スイッチングされた出力を平滑する平滑リアクトル、７
は平滑用コンデンサ、９は出力に接続された負荷であ
る。なお、５２はフリーホイリングダイオードである。
【０００３】このＤＣ−ＤＣコンバータの動作を図６を
用いて説明する。時刻ｔｏ以前において第１のスイッチ
ング素子２がオンしており、入力電源１から第１のスイ
ッチング素子２、平滑リアクトル５１を介して負荷電流
Ｉｏが流れている。
用いて説明する。時刻ｔｏ以前において第１のスイッチ
ング素子２がオンしており、入力電源１から第１のスイ
ッチング素子２、平滑リアクトル５１を介して負荷電流
Ｉｏが流れている。
【０００４】図６（ａ）に示すように、駆動信号がオフ
して、時刻ｔｏでスイッチング素子２がオフすると、図
６（ｃ）に示すように第１のスイッチング素子２に流れ
る電流が０となり、平滑リアクトル５１のエネルギーが
図６（ｅ）に示すようにフリーホイリング ダイオード
５２を介して負荷９に環流する。
して、時刻ｔｏでスイッチング素子２がオフすると、図
６（ｃ）に示すように第１のスイッチング素子２に流れ
る電流が０となり、平滑リアクトル５１のエネルギーが
図６（ｅ）に示すようにフリーホイリング ダイオード
５２を介して負荷９に環流する。
【０００５】時刻ｔ１で図６（ａ）に示すように駆動信
号が入力して、第１のスイッチング素子２がオンする
と、図６（ｅ）に示すようフリーホイリングダイオード
５２がオフする。それとともに、図６（ｃ）に示すよう
に第１のスイッチング素子２の電流が増加し、平滑用リ
アクトル５１を介して負荷９に電流が流れる。このと
き、フリーホイリングダイオード５２の逆回復に伴う大
きなサージ電流が第１のスイッチング素子２を介して図
６（ｃ）に示すように流れる。
号が入力して、第１のスイッチング素子２がオンする
と、図６（ｅ）に示すようフリーホイリングダイオード
５２がオフする。それとともに、図６（ｃ）に示すよう
に第１のスイッチング素子２の電流が増加し、平滑用リ
アクトル５１を介して負荷９に電流が流れる。このと
き、フリーホイリングダイオード５２の逆回復に伴う大
きなサージ電流が第１のスイッチング素子２を介して図
６（ｃ）に示すように流れる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】第１のスイッチング素
子２がターンオフするとき、第１のスイッチング素子２
には図６（ｂ）に示すように大きなｄｖ／ｄｔが発生
し、第１のスイッチング素子２のサージ電圧が大きくな
り、ターンオフ損失も大きくなる。また、第１のスイッ
チング素子２がターンオンするときには、フリーホイリ
ングダイオード５２の逆回復に伴う大きなサージ電流が
第１のスイッチング素子２に流れるため、第１のスイッ
チング素子２のターンオン損失が大きくなる。さらにこ
れらのサージ電圧、電流によってコンバータから発生す
る電磁ノイズも大きいという問題がある。この結果、ス
イッチング素子の電圧・電流容量や放熱フィン及びノイ
ズフィルタ等を大きくする必要があり効率も低いものと
なっていた。
子２がターンオフするとき、第１のスイッチング素子２
には図６（ｂ）に示すように大きなｄｖ／ｄｔが発生
し、第１のスイッチング素子２のサージ電圧が大きくな
り、ターンオフ損失も大きくなる。また、第１のスイッ
チング素子２がターンオンするときには、フリーホイリ
ングダイオード５２の逆回復に伴う大きなサージ電流が
第１のスイッチング素子２に流れるため、第１のスイッ
チング素子２のターンオン損失が大きくなる。さらにこ
れらのサージ電圧、電流によってコンバータから発生す
る電磁ノイズも大きいという問題がある。この結果、ス
イッチング素子の電圧・電流容量や放熱フィン及びノイ
ズフィルタ等を大きくする必要があり効率も低いものと
なっていた。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明のＤＣ−ＤＣコン
バータは、入力電圧源に直列に接続され高周波でオンオ
フ動作する第１のスイッチング素子と、中間タップを有
し上記第１のスイッチング素子の出力を平滑する平滑用
リアクトルと、上記平滑用リアクトルの巻足巻線に接続
されるフリーホイリングダイオードと、上記第１のスイ
ッチング素子の出力と上記平滑用リアクトルとの間に設
けられた可飽和リアクトルと、上記第１のスイッチング
素子の出力と上記入力電圧源との間に設けられ、上記第
１のスイッチング素子のオンオフ動作時にオフオン動作
する第２のスイッチング素子と、上記第１のスイッチン
グ素子と逆並列に設けられた第１ダイオードと第１コン
デンサと、上記第２のスイッチング素子と逆並列に設け
られた第２ダイオードと第２コンデンサ並びに第１リア
クトルと第３コンデンサとの直列回路とを備えたもので
ある。これにより、第１のスイッチング素子及び第２の
スイッチング素子がターンオン時、ターンオフ時ともゼ
ロ電圧スイッチングで動作する。このため、スイッチン
グ損失が小さくなり、ｄＶ／ｄｔも小さくなる。
バータは、入力電圧源に直列に接続され高周波でオンオ
フ動作する第１のスイッチング素子と、中間タップを有
し上記第１のスイッチング素子の出力を平滑する平滑用
リアクトルと、上記平滑用リアクトルの巻足巻線に接続
されるフリーホイリングダイオードと、上記第１のスイ
ッチング素子の出力と上記平滑用リアクトルとの間に設
けられた可飽和リアクトルと、上記第１のスイッチング
素子の出力と上記入力電圧源との間に設けられ、上記第
１のスイッチング素子のオンオフ動作時にオフオン動作
する第２のスイッチング素子と、上記第１のスイッチン
グ素子と逆並列に設けられた第１ダイオードと第１コン
デンサと、上記第２のスイッチング素子と逆並列に設け
られた第２ダイオードと第２コンデンサ並びに第１リア
クトルと第３コンデンサとの直列回路とを備えたもので
ある。これにより、第１のスイッチング素子及び第２の
スイッチング素子がターンオン時、ターンオフ時ともゼ
ロ電圧スイッチングで動作する。このため、スイッチン
グ損失が小さくなり、ｄＶ／ｄｔも小さくなる。
【０００８】また、入力電圧源に直列に接続され中間タ
ップを有する平滑用リアクトルと、上記平滑用リアクト
ルの中間タップに接続された可飽和リアクトルと、上記
可飽和リアクトルの出力と上記入力電圧源との間に設け
られ高周波でオンオフ動作する第１のスイッチング素子
と、上記可飽和リアクトルの出力と上記負荷との間に設
けられ上記第１のスイッチング素子のオンオフ動作時に
オフオン動作する第２のスイッチング素子と、上記平滑
用リアクトルの巻足巻線と負荷との間に接続されるフリ
ーホイリングダイオードと、上記第１のスイッチング素
子と逆並列に設けられた第１ダイオードと第１コンデン
サ並びに第１リアクトルと第３コンデンサの直列回路
と、上記第２のスイッチング素子と逆並列に設けられた
第２ダイオードと第２コンデンサとを備えたものであ
る。これにより、第１のスイッチング素子及び第２のス
イッチング素子がターンオン時、ターンオフ時ともゼロ
電圧スイッチングで動作する。このため、スイッチング
損失が小さくなり、ｄＶ／ｄｔも小さくなる。
ップを有する平滑用リアクトルと、上記平滑用リアクト
ルの中間タップに接続された可飽和リアクトルと、上記
可飽和リアクトルの出力と上記入力電圧源との間に設け
られ高周波でオンオフ動作する第１のスイッチング素子
と、上記可飽和リアクトルの出力と上記負荷との間に設
けられ上記第１のスイッチング素子のオンオフ動作時に
オフオン動作する第２のスイッチング素子と、上記平滑
用リアクトルの巻足巻線と負荷との間に接続されるフリ
ーホイリングダイオードと、上記第１のスイッチング素
子と逆並列に設けられた第１ダイオードと第１コンデン
サ並びに第１リアクトルと第３コンデンサの直列回路
と、上記第２のスイッチング素子と逆並列に設けられた
第２ダイオードと第２コンデンサとを備えたものであ
る。これにより、第１のスイッチング素子及び第２のス
イッチング素子がターンオン時、ターンオフ時ともゼロ
電圧スイッチングで動作する。このため、スイッチング
損失が小さくなり、ｄＶ／ｄｔも小さくなる。
【０００９】また、入力電圧源に直列に接続され高周波
でオンオフ動作する第１のスイッチング素子と、上記第
１のスイッチング素子の出力に接続された可飽和リアク
トルと、上記可飽和リアクトルの出力と上記入力電圧源
との間に設けられ中間タップを有する平滑用リアクトル
と、上記第１のスイッチング素子の出力と負荷との間に
設けられ上記第１のスイッチング素子のオンオフ動作時
にオフオン動作する第２のスイッチング素子と、上記平
滑用リアクトルの巻足巻線と上記負荷との間に接続され
るフリーホイリングダイオードと、上記第１のスイッチ
ング素子と逆並列に設けられた第１ダイオードと第１コ
ンデンサと、上記第２のスイッチング素子と逆並列に設
けられた第２ダイオードと第２コンデンサ並びに第１リ
アクトルと第３コンデンサの直列回路とを備えたもので
ある。これにより、第１のスイッチング素子及び第２の
スイッチング素子がターンオン時、ターンオフ時ともゼ
ロ電圧スイッチングで動作する。このため、スイッチン
グ損失が小さくなり、ｄＶ／ｄｔも小さくなる。
でオンオフ動作する第１のスイッチング素子と、上記第
１のスイッチング素子の出力に接続された可飽和リアク
トルと、上記可飽和リアクトルの出力と上記入力電圧源
との間に設けられ中間タップを有する平滑用リアクトル
と、上記第１のスイッチング素子の出力と負荷との間に
設けられ上記第１のスイッチング素子のオンオフ動作時
にオフオン動作する第２のスイッチング素子と、上記平
滑用リアクトルの巻足巻線と上記負荷との間に接続され
るフリーホイリングダイオードと、上記第１のスイッチ
ング素子と逆並列に設けられた第１ダイオードと第１コ
ンデンサと、上記第２のスイッチング素子と逆並列に設
けられた第２ダイオードと第２コンデンサ並びに第１リ
アクトルと第３コンデンサの直列回路とを備えたもので
ある。これにより、第１のスイッチング素子及び第２の
スイッチング素子がターンオン時、ターンオフ時ともゼ
ロ電圧スイッチングで動作する。このため、スイッチン
グ損失が小さくなり、ｄＶ／ｄｔも小さくなる。
【００１０】
【発明の実施の形態】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの
実施の形態について、その一例を図１から図４を参照し
て説明する。図１において、１は入力電圧源、２は高周
波でオンオフ動作する自己消弧形の第１のスイッチング
素子で入力電圧源１の一端Ａに接続されている。３は第
１のスイッチング素子２の出力端Ｃに接続される可飽和
リアクトル、４はタップＰ２を有し、タップＰ２が可飽
和リアクトル３の出力端に接続される平滑リアクトル、
７は平滑リアクトル４の出力巻線５の出力端Ｐ１と入力
電圧源１の他端に接続される平滑コンデンサ、９はＤＣ
−ＤＣコンバータの出力に接続される負荷である。
実施の形態について、その一例を図１から図４を参照し
て説明する。図１において、１は入力電圧源、２は高周
波でオンオフ動作する自己消弧形の第１のスイッチング
素子で入力電圧源１の一端Ａに接続されている。３は第
１のスイッチング素子２の出力端Ｃに接続される可飽和
リアクトル、４はタップＰ２を有し、タップＰ２が可飽
和リアクトル３の出力端に接続される平滑リアクトル、
７は平滑リアクトル４の出力巻線５の出力端Ｐ１と入力
電圧源１の他端に接続される平滑コンデンサ、９はＤＣ
−ＤＣコンバータの出力に接続される負荷である。
【００１１】また、１１は第１のスイッチング素子２の
出力端Ｃと、入力電圧源１の他端Ｂとの間に接続され、
高周波でオンオフ動作する自己消弧形の第２のスイッチ
ング素子、１２は平滑リアクトル４の巻足巻線６の出力
端と入力電圧源１の他端Ｂとの間に接続されるフリーホ
イリングダイオード、１３，１４は第１のスイッチング
素子２と逆並列に接続される第１ダイオードと第１コン
デンサであり、１６，１７は第２のスイッチング素子１
１と逆並列に接続される第２ダイオードと第２コンデン
サである。２１，２２は直列接続され第２のスイッチン
グ素子１１と逆列に接続される第１リアクトルと第３コ
ンデンサである。
出力端Ｃと、入力電圧源１の他端Ｂとの間に接続され、
高周波でオンオフ動作する自己消弧形の第２のスイッチ
ング素子、１２は平滑リアクトル４の巻足巻線６の出力
端と入力電圧源１の他端Ｂとの間に接続されるフリーホ
イリングダイオード、１３，１４は第１のスイッチング
素子２と逆並列に接続される第１ダイオードと第１コン
デンサであり、１６，１７は第２のスイッチング素子１
１と逆並列に接続される第２ダイオードと第２コンデン
サである。２１，２２は直列接続され第２のスイッチン
グ素子１１と逆列に接続される第１リアクトルと第３コ
ンデンサである。
【００１２】そして、スイッチング素子２，１１はそれ
ぞれ図２（ａ），（ｂ）に示すように駆動信号が印加さ
れ、駆動信号の切り替わり時点でスイッチング素子２，
１１が共にオフとなる短い駆動信号休止期間ｔｄａ，ｔ
ｄｂが設けられている。
ぞれ図２（ａ），（ｂ）に示すように駆動信号が印加さ
れ、駆動信号の切り替わり時点でスイッチング素子２，
１１が共にオフとなる短い駆動信号休止期間ｔｄａ，ｔ
ｄｂが設けられている。
【００１３】以下に動作を説明する。時刻ｔｏ直前にお
いては、図２（ａ），（ｂ）に示すように第１のスイッ
チング素子２には駆動信号が入力され、第２のスイッチ
ング素子１１には駆動信号が入力されていないため、第
１のスイッチング素子２は図２（ｃ）の実線で示すよう
に第１のスイッチング素子２の両端電圧は０でオンし、
第２のスイッチング素子１１は図２（ｃ）の破線で示す
ように第２のスイッチング素子１１の両端電圧は入力電
圧源１の電圧Ｅになりオフしている。
いては、図２（ａ），（ｂ）に示すように第１のスイッ
チング素子２には駆動信号が入力され、第２のスイッチ
ング素子１１には駆動信号が入力されていないため、第
１のスイッチング素子２は図２（ｃ）の実線で示すよう
に第１のスイッチング素子２の両端電圧は０でオンし、
第２のスイッチング素子１１は図２（ｃ）の破線で示す
ように第２のスイッチング素子１１の両端電圧は入力電
圧源１の電圧Ｅになりオフしている。
【００１４】第１のスイッチング素子２のオンにより、
入力電圧源１、第１のスイッチング素子２、飽和状態の
可飽和リアクトル３、平滑リアクトル４を介して負荷９
に電流が流れている。又、入力電圧源１、第１のスイッ
チング素子２、第１リアクトル２１、第３コンデンサ２
２に電流が流れるとともに、コンデンサ１７は入力電圧
源１の電圧Ｅの値に充電されている。
入力電圧源１、第１のスイッチング素子２、飽和状態の
可飽和リアクトル３、平滑リアクトル４を介して負荷９
に電流が流れている。又、入力電圧源１、第１のスイッ
チング素子２、第１リアクトル２１、第３コンデンサ２
２に電流が流れるとともに、コンデンサ１７は入力電圧
源１の電圧Ｅの値に充電されている。
【００１５】図２（ａ）で示すように時刻ｔｏで第１の
スイッチング素子２の駆動信号がオフすると、第１のス
イッチング素子２に流れてした電流は第１コンデンサ１
４を介して流れ、コンデンサ１４の両端電圧、すなわ
ち、第１のスイッチング素子２の両端電圧は図２（ｃ）
の実線に示すように上昇していく。ここで、第１のスイ
ッチング素子２のターンオフ時間に対して第１のスイッ
チング素子２の両端電圧Ｖ２の上昇時間が長くなるよう
に選定すると、第１のスイッチング素子２のターンオフ
損失はほぼ０となる。
スイッチング素子２の駆動信号がオフすると、第１のス
イッチング素子２に流れてした電流は第１コンデンサ１
４を介して流れ、コンデンサ１４の両端電圧、すなわ
ち、第１のスイッチング素子２の両端電圧は図２（ｃ）
の実線に示すように上昇していく。ここで、第１のスイ
ッチング素子２のターンオフ時間に対して第１のスイッ
チング素子２の両端電圧Ｖ２の上昇時間が長くなるよう
に選定すると、第１のスイッチング素子２のターンオフ
損失はほぼ０となる。
【００１６】一方、第２のコンデンサ１７の充電電荷は
可飽和リアクトル３、平滑リアクトル４、負荷９並びに
リアクトル２１、コンデンサ２２を介して図２（ｃ）の
破線に示すように放電し、コンデンサ１７の充電電荷の
放電による損失も発生しない。
可飽和リアクトル３、平滑リアクトル４、負荷９並びに
リアクトル２１、コンデンサ２２を介して図２（ｃ）の
破線に示すように放電し、コンデンサ１７の充電電荷の
放電による損失も発生しない。
【００１７】そして、第２コンデンサ１７の電荷が放電
し、図２（ｃ）に示すように時刻ｔ１で第２コンデンサ
１７の両端電圧が０となると、第２ダイオード１６がオ
ンし、第１リアクトル２１の蓄積エネルギーが第３コン
デンサ２２、ダイオード１６を介して放出し、第１リア
クトル２１には図２（ｄ）に示す電流が、ダイオード１
６には図２（ｅ）の破線で示す電流が流れる。さらにス
イッチング素子２のオン時に蓄積した平滑リアクトル４
のエネルギーはフリーホイリングダイオード１２のオン
により図２（ｇ）に示すようにフリーホイリングダイオ
ード１２、平滑リアクトル４の２次巻線６、出力巻線５
を介して負荷９に流れる。又、可飽和リアクトル３は流
れる電流の減少によって不飽和となる。
し、図２（ｃ）に示すように時刻ｔ１で第２コンデンサ
１７の両端電圧が０となると、第２ダイオード１６がオ
ンし、第１リアクトル２１の蓄積エネルギーが第３コン
デンサ２２、ダイオード１６を介して放出し、第１リア
クトル２１には図２（ｄ）に示す電流が、ダイオード１
６には図２（ｅ）の破線で示す電流が流れる。さらにス
イッチング素子２のオン時に蓄積した平滑リアクトル４
のエネルギーはフリーホイリングダイオード１２のオン
により図２（ｇ）に示すようにフリーホイリングダイオ
ード１２、平滑リアクトル４の２次巻線６、出力巻線５
を介して負荷９に流れる。又、可飽和リアクトル３は流
れる電流の減少によって不飽和となる。
【００１８】ダイオード１６がオンしている期間の時刻
ｔ２において、スイッチング素子１１に図２（ｂ）に示
すように駆動信号を入力する。第１リアクトル２１から
流出し、ダイオード１６に流れる電流は図２（ｅ）の破
線で示すように減少していき、０に達するとスイッチン
グ素子１１がオンし、正方向に電流が流れる。スイッチ
ング素子１１のターンオン損失は０となる。この時、コ
ンデンサ１４は入力電圧源１の電圧Ｅの値にクランプさ
れている。
ｔ２において、スイッチング素子１１に図２（ｂ）に示
すように駆動信号を入力する。第１リアクトル２１から
流出し、ダイオード１６に流れる電流は図２（ｅ）の破
線で示すように減少していき、０に達するとスイッチン
グ素子１１がオンし、正方向に電流が流れる。スイッチ
ング素子１１のターンオン損失は０となる。この時、コ
ンデンサ１４は入力電圧源１の電圧Ｅの値にクランプさ
れている。
【００１９】そして、図２（ｂ）に示すように時刻ｔ３
でスイッチング素子１１の駆動信号をオフすると、リア
クトル２１から、入力電圧源１、コンデンサ１４、コン
デンサ１７に電流が流れ、コンデンサ１４の両端電圧は
図２（ｃ）の実線で示すように減少し、コンデンサ１７
の両端電圧は図２（ｃ）の破線で示すように上昇してい
く。ここでスイッチング素子１１のターンオフ時間に対
して、コンデンサ１７の両端電圧Ｖ１１の上昇時間が長
くなるように設定すると、スイッチング素子１１のター
ンオフ損失はほぼ０となる。
でスイッチング素子１１の駆動信号をオフすると、リア
クトル２１から、入力電圧源１、コンデンサ１４、コン
デンサ１７に電流が流れ、コンデンサ１４の両端電圧は
図２（ｃ）の実線で示すように減少し、コンデンサ１７
の両端電圧は図２（ｃ）の破線で示すように上昇してい
く。ここでスイッチング素子１１のターンオフ時間に対
して、コンデンサ１７の両端電圧Ｖ１１の上昇時間が長
くなるように設定すると、スイッチング素子１１のター
ンオフ損失はほぼ０となる。
【００２０】一方、コンデンサ１４に充電されていた電
荷は、電圧源１に帰還され、コンデンサ１４の充電電荷
は、電圧源１、コンデンサ２２、リアクトル２１を介し
て放電し、電荷の放電に伴う損失も発生しない。そし
て、コンデンサ１４の両端電圧が０になると、ダイオー
ド１３がオンし、図２（ｅ）に示すようにリアクトル２
１のエネルギーはダイオード１３、電圧源１、コンデン
サ２２に流れるとともに、可飽和リアクトル３に図２
（ｈ）に示すようにセット方向の電圧を印加する。しか
し、可飽和リアクトル３は不飽和状態にある。
荷は、電圧源１に帰還され、コンデンサ１４の充電電荷
は、電圧源１、コンデンサ２２、リアクトル２１を介し
て放電し、電荷の放電に伴う損失も発生しない。そし
て、コンデンサ１４の両端電圧が０になると、ダイオー
ド１３がオンし、図２（ｅ）に示すようにリアクトル２
１のエネルギーはダイオード１３、電圧源１、コンデン
サ２２に流れるとともに、可飽和リアクトル３に図２
（ｈ）に示すようにセット方向の電圧を印加する。しか
し、可飽和リアクトル３は不飽和状態にある。
【００２１】ダイオード１３がオンしている期間の時刻
ｔ５に図２（ａ）に示すようにスイッチング素子２に駆
動信号を入力する。スイッチング素子２がオンしても、
可飽和リアクトル３はまだ不飽和状態を続け、負荷９に
は図２（ｆ）に示すように平滑リアクトル４からフリー
ホイリングダイオード１２を介して負荷電流が流れてい
る。
ｔ５に図２（ａ）に示すようにスイッチング素子２に駆
動信号を入力する。スイッチング素子２がオンしても、
可飽和リアクトル３はまだ不飽和状態を続け、負荷９に
は図２（ｆ）に示すように平滑リアクトル４からフリー
ホイリングダイオード１２を介して負荷電流が流れてい
る。
【００２２】そして、可飽和リアクトル３の磁束レベル
が上昇して、図２（ｂ）で示すように時刻ｔ６で飽和に
達すると、フリーホイリングダイオード１２はオフし、
負荷電流Ｉｏは入力電圧源１、スイッチング素子２、可
飽和リアクトル３、平滑リアクトル４を介して、負荷９
に流れる。スイッチング素子２にはすでに駆動信号が印
加されているため、スイッチング素子はゼロ電圧でター
ンオンする。また、リアクトル２１の電流は、可飽和リ
アクトル３、平滑リアクトル４、負荷９、コンデンサ２
２を介して流れ続けて減少し、０に達した後は入力電圧
源１からスイッチング素子２を介して流れ込み、時刻ｔ
７で一周期が終了する。
が上昇して、図２（ｂ）で示すように時刻ｔ６で飽和に
達すると、フリーホイリングダイオード１２はオフし、
負荷電流Ｉｏは入力電圧源１、スイッチング素子２、可
飽和リアクトル３、平滑リアクトル４を介して、負荷９
に流れる。スイッチング素子２にはすでに駆動信号が印
加されているため、スイッチング素子はゼロ電圧でター
ンオンする。また、リアクトル２１の電流は、可飽和リ
アクトル３、平滑リアクトル４、負荷９、コンデンサ２
２を介して流れ続けて減少し、０に達した後は入力電圧
源１からスイッチング素子２を介して流れ込み、時刻ｔ
７で一周期が終了する。
【００２３】スイッチング素子２及び第２のスイッチン
グ素子１１はターンオン時、ターンオフ時ともゼロ電圧
スイッチングで動作するため、スイッチング損失を極め
て小さくすることができる。又、スイッチング素子２及
び補助イッチング素子１１のｄｖ／ｄｔも小さくなるた
め、電磁ノイズの発生が抑制される。
グ素子１１はターンオン時、ターンオフ時ともゼロ電圧
スイッチングで動作するため、スイッチング損失を極め
て小さくすることができる。又、スイッチング素子２及
び補助イッチング素子１１のｄｖ／ｄｔも小さくなるた
め、電磁ノイズの発生が抑制される。
【００２４】なお、可飽和リアクトル３がスイッチング
素子２の導通を阻止する必要がある期間は、スイッチン
グ周期に対して十分小さくてよいことから、可飽和リア
クトルの容量は小さくすることができる。さらに、可飽
和リアクトルの働きによりリアクトル２１に流れる電流
ｉｐは負荷電流Ｉｏに比べて十分小さくてよいことか
ら、リアクトル２１、第２のスイッチング素子１１、ダ
イオード１６の電流容量もスイッチング素子２の電流容
量に比べて極めて小さくできる。また、スイッチング素
子２には負荷電流Ｉｏと、リアクトル２１の電流ｉｐが
流れるが、リアクトル２１の電流ｉｐが負荷電流Ｉｏよ
り十分小さいため、スイッチング素子の電流容量は従来
回路のそれと比べて若干大きくなるのみである。
素子２の導通を阻止する必要がある期間は、スイッチン
グ周期に対して十分小さくてよいことから、可飽和リア
クトルの容量は小さくすることができる。さらに、可飽
和リアクトルの働きによりリアクトル２１に流れる電流
ｉｐは負荷電流Ｉｏに比べて十分小さくてよいことか
ら、リアクトル２１、第２のスイッチング素子１１、ダ
イオード１６の電流容量もスイッチング素子２の電流容
量に比べて極めて小さくできる。また、スイッチング素
子２には負荷電流Ｉｏと、リアクトル２１の電流ｉｐが
流れるが、リアクトル２１の電流ｉｐが負荷電流Ｉｏよ
り十分小さいため、スイッチング素子の電流容量は従来
回路のそれと比べて若干大きくなるのみである。
【００２５】又、スイッチング素子２及び第２のスイッ
チング素子１１にＭＯＳＦＥＴを使用した場合、コンデ
ンサ１４，１７はそれぞれＭＯＳＦＥＴの接合容量が利
用でき、ダイオード１３，１６はそれぞれＭ０ＳＦＥＴ
の内部ダイオードが利用できる。さらに、可飽和リアク
トルは小容量でゼロ電圧スイッチングが実現でき、その
放熱フィン、ノイズフィルタ等の小型化及び高効率化が
得られる。
チング素子１１にＭＯＳＦＥＴを使用した場合、コンデ
ンサ１４，１７はそれぞれＭＯＳＦＥＴの接合容量が利
用でき、ダイオード１３，１６はそれぞれＭ０ＳＦＥＴ
の内部ダイオードが利用できる。さらに、可飽和リアク
トルは小容量でゼロ電圧スイッチングが実現でき、その
放熱フィン、ノイズフィルタ等の小型化及び高効率化が
得られる。
【００２６】なお、コンバータの出力制御は、図２に示
す時比率Ｄ（ＤＴ／Ｔ）を変化させることで行える。
又、低電圧を出力する場合、フリーホイリングダイオー
ド１２に代えてＭＯＳＦＥＴを使用すると、ダイオード
に比べてオン電圧が小さくなり損失が小さくなる。
す時比率Ｄ（ＤＴ／Ｔ）を変化させることで行える。
又、低電圧を出力する場合、フリーホイリングダイオー
ド１２に代えてＭＯＳＦＥＴを使用すると、ダイオード
に比べてオン電圧が小さくなり損失が小さくなる。
【００２７】上記図１の実施の形態では、降圧した直流
の電圧源を得るＤＣ−ＤＣコンバータに関するものを示
したが、昇圧した直流の電圧源を得るＤＣ−ＤＣコンバ
ータの実施の形態を図３に示す。すなわち、入力電圧源
Ｅに直列に接続され中間タップを有する平滑用リアクト
ル４と、平滑用リアクトル４の中間タップＰ２に接続さ
れた可飽和リアクトル３と、可飽和リアクトル３の出力
と入力電圧源との間に設けられ高周波でオンオフ動作す
る第１のスイッチング素子２と、可飽和リアクトル３の
出力と負荷との間に設けられ第１のスイッチング素子２
のオンオフ動作時にオフオン動作する第２のスイッチン
グ素子１１と、平滑用リアクトル４の巻足巻線６と負荷
９との間に接続されるフリーホイリングダイオード１２
と、第１のスイッチング素子１２と逆並列に設けられた
第１ダイオード１３と第１コンデンサ１４並びに第１リ
アクトル２１と第３コンデンサ２２の直列回路と、第２
のスイッチング素子と逆並列に設けられた第２ダイオー
ド１６と第２コンデンサ１７とを備えている。
の電圧源を得るＤＣ−ＤＣコンバータに関するものを示
したが、昇圧した直流の電圧源を得るＤＣ−ＤＣコンバ
ータの実施の形態を図３に示す。すなわち、入力電圧源
Ｅに直列に接続され中間タップを有する平滑用リアクト
ル４と、平滑用リアクトル４の中間タップＰ２に接続さ
れた可飽和リアクトル３と、可飽和リアクトル３の出力
と入力電圧源との間に設けられ高周波でオンオフ動作す
る第１のスイッチング素子２と、可飽和リアクトル３の
出力と負荷との間に設けられ第１のスイッチング素子２
のオンオフ動作時にオフオン動作する第２のスイッチン
グ素子１１と、平滑用リアクトル４の巻足巻線６と負荷
９との間に接続されるフリーホイリングダイオード１２
と、第１のスイッチング素子１２と逆並列に設けられた
第１ダイオード１３と第１コンデンサ１４並びに第１リ
アクトル２１と第３コンデンサ２２の直列回路と、第２
のスイッチング素子と逆並列に設けられた第２ダイオー
ド１６と第２コンデンサ１７とを備えている。
【００２８】上記図３のＤＣ−ＤＣコンバータは、図１
のＤＣ−ＤＣコンバータと同じように第２のスイッチン
グ素子の動作を、第１のスイッチング素子に対応させる
ようにし、オンオフ動作させることにより、同様の動作
を行わせることができる。
のＤＣ−ＤＣコンバータと同じように第２のスイッチン
グ素子の動作を、第１のスイッチング素子に対応させる
ようにし、オンオフ動作させることにより、同様の動作
を行わせることができる。
【００２９】また、昇降圧した直流の電圧源を得るＤＣ
−ＤＣコンバータの実施の形態を図４に示す。すなわ
ち、入力電圧源Ｅに直列に接続され高周波でオンオフ動
作する第１のスイッチング素子２と、第１のスイッチン
グ素子２の出力に接続された可飽和リアクトル３と、可
飽和リアクトル３の出力と入力電圧源との間に設けられ
中間タップを有する平滑用リアクトル４と、第１のスイ
ッチング素子２の出力と負荷との間に設けられ第１のス
イッチング素子２のオンオフ動作時にオフオン動作する
第２のスイッチング素子１１と、平滑用リアクトル４の
巻足巻線６と負荷９との間に接続されるフリーホイリン
グダイオード１２と、第１のスイッチング素子１２と逆
並列に設けられた第１ダイオード１３と第１コンデンサ
１４と、第２のスイッチング素子と逆並列に設けられた
第２ダイオード１６と第２コンデンサ１７並びに第１リ
アクトル２１と第３コンデンサ２２の直列回路とを備え
ている。
−ＤＣコンバータの実施の形態を図４に示す。すなわ
ち、入力電圧源Ｅに直列に接続され高周波でオンオフ動
作する第１のスイッチング素子２と、第１のスイッチン
グ素子２の出力に接続された可飽和リアクトル３と、可
飽和リアクトル３の出力と入力電圧源との間に設けられ
中間タップを有する平滑用リアクトル４と、第１のスイ
ッチング素子２の出力と負荷との間に設けられ第１のス
イッチング素子２のオンオフ動作時にオフオン動作する
第２のスイッチング素子１１と、平滑用リアクトル４の
巻足巻線６と負荷９との間に接続されるフリーホイリン
グダイオード１２と、第１のスイッチング素子１２と逆
並列に設けられた第１ダイオード１３と第１コンデンサ
１４と、第２のスイッチング素子と逆並列に設けられた
第２ダイオード１６と第２コンデンサ１７並びに第１リ
アクトル２１と第３コンデンサ２２の直列回路とを備え
ている。
【００３０】上記図４のＤＣ−ＤＣコンバータは、図１
のＤＣ−ＤＣコンバータと同じように第２のスイッチン
グ素子の動作を、第１のスイッチング素子に対応させる
ようにし、オンオフ動作させることにより、同様の動作
を行わせることができる。
のＤＣ−ＤＣコンバータと同じように第２のスイッチン
グ素子の動作を、第１のスイッチング素子に対応させる
ようにし、オンオフ動作させることにより、同様の動作
を行わせることができる。
【００３１】
【発明の効果】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータによれ
ば、ターンオン時、ターンオフ時ともゼロ電圧スイッチ
ングで動作するため、スイッチング損失を極めて小さく
することができる。又、スイッチング素子のｄｖ／ｄｔ
も小さくなるため、電磁ノイズの発生が抑制される。そ
の結果、放熱フィン、ノイズフィルタを小型化、高力率
化することができる。
ば、ターンオン時、ターンオフ時ともゼロ電圧スイッチ
ングで動作するため、スイッチング損失を極めて小さく
することができる。又、スイッチング素子のｄｖ／ｄｔ
も小さくなるため、電磁ノイズの発生が抑制される。そ
の結果、放熱フィン、ノイズフィルタを小型化、高力率
化することができる。
【００３２】又、追加される可飽和リアクトルも第１の
スイッチング素子の導通を阻止する必要がある期間は、
スイッチング周期に対して十分小さくてよいから、小容
量にすることができる。又、リアクトル２１に流れる電
流は負荷電流より十分小さくできるので、リアクトル、
第２のスイッチング素子、第１、第２ダイオードも小容
量にすることができる。
スイッチング素子の導通を阻止する必要がある期間は、
スイッチング周期に対して十分小さくてよいから、小容
量にすることができる。又、リアクトル２１に流れる電
流は負荷電流より十分小さくできるので、リアクトル、
第２のスイッチング素子、第１、第２ダイオードも小容
量にすることができる。
【００３３】又、第１及び第２のスイッチング素子にＭ
ＯＳＦＥＴを使用した場合、第１及び第２コンデンサは
ＭＯＳＦＥＴの接合容量が利用でき、ダイオードに内部
のダイオードを利用することもできる。さらに、可飽和
リアクトルはゼロ電圧スイッチングができ、放熱フィ
ン、ノイズフィルタを小型化できる。
ＯＳＦＥＴを使用した場合、第１及び第２コンデンサは
ＭＯＳＦＥＴの接合容量が利用でき、ダイオードに内部
のダイオードを利用することもできる。さらに、可飽和
リアクトルはゼロ電圧スイッチングができ、放熱フィ
ン、ノイズフィルタを小型化できる。
【図１】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの一実施形態の
概略接続図である。
概略接続図である。
【図２】図１の各部のタイミングチャートである。
【図３】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの他の実施形態
の概略接続図である。
の概略接続図である。
【図４】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの他の実施形態
の概略接続図である。
の概略接続図である。
【図５】従来例のＤＣ−ＤＣコンバータの概略接続図で
ある。
ある。
【図６】図５の各部のタイムチャート図である。
１ 入力電圧源 ２ （第１の）スイッチング素子 ３ 可飽和リアクトル ４ 平滑リアクトル ９ 負荷 １１ （第２の）スイッチング素子 １３ （第１）ダイオード １４ （第１）コンデンサ １６ （第２）ダイオード １７ （第２）コンデンサ ２１ （第１）リアクトル ２２ （第３）コンデンサ
Claims (3)
- 【請求項１】 入力電圧源に直列に接続され高周波でオ
ンオフ動作する第１のスイッチング素子と、中間タップ
を有し上記第１のスイッチング素子の出力を平滑する平
滑用リアクトルと、上記平滑用リアクトルの巻足巻線に
接続されるフリーホイリングダイオードと、上記第１の
スイッチング素子の出力と上記平滑用リアクトルとの間
に設けられた可飽和リアクトルと、上記第１のスイッチ
ング素子の出力と上記入力電圧源との間に設けられ、上
記第１のスイッチング素子のオンオフ動作時にオフオン
動作する第２のスイッチング素子と、上記第１のスイッ
チング素子と逆並列に設けられた第１ダイオードと第１
コンデンサと、上記第２のスイッチング素子と逆並列に
設けられた第２ダイオードと第２コンデンサ並びに第１
リアクトルと第３コンデンサとの直列回路とを備えたＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項２】 入力電圧源に直列に接続され中間タップ
を有する平滑用リアクトルと、上記平滑用リアクトルの
中間タップに接続された可飽和リアクトルと、上記可飽
和リアクトルの出力と上記入力電圧源との間に設けられ
高周波でオンオフ動作する第１のスイッチング素子と、
上記可飽和リアクトルの出力と上記負荷との間に設けら
れ上記第１のスイッチング素子のオンオフ動作時にオフ
オン動作する第２のスイッチング素子と、上記平滑用リ
アクトルの巻足巻線と負荷との間に接続されるフリーホ
イリングダイオードと、上記第１のスイッチング素子と
逆並列に設けられた第１ダイオードと第１コンデンサ並
びに第１リアクトルと第３コンデンサの直列回路と、上
記第２のスイッチング素子と逆並列に設けられた第２ダ
イオードと第２コンデンサとを備えたＤＣ−ＤＣコンバ
ータ。 - 【請求項３】 入力電圧源に直列に接続され高周波でオ
ンオフ動作する第１のスイッチング素子と、上記第１の
スイッチング素子の出力に接続された可飽和リアクトル
と、上記可飽和リアクトルの出力と上記入力電圧源との
間に設けられ中間タップを有する平滑用リアクトルと、
上記第１のスイッチング素子の出力と負荷との間に設け
られ上記第１のスイッチング素子のオンオフ動作時にオ
フオン動作する第２のスイッチング素子と、上記平滑用
リアクトルの巻足巻線と上記負荷との間に接続されるフ
リーホイリングダイオードと、上記第１のスイッチング
素子と逆並列に設けられた第１ダイオードと第１コンデ
ンサと、上記第２のスイッチング素子と逆並列に設けら
れた第２ダイオードと第２コンデンサ並びに第１リアク
トルと第３コンデンサの直列回路とを備えたＤＣ−ＤＣ
コンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP08065519A JP3124921B2 (ja) | 1996-02-26 | 1996-02-26 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP08065519A JP3124921B2 (ja) | 1996-02-26 | 1996-02-26 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09233808A true JPH09233808A (ja) | 1997-09-05 |
| JP3124921B2 JP3124921B2 (ja) | 2001-01-15 |
Family
ID=13289366
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP08065519A Expired - Fee Related JP3124921B2 (ja) | 1996-02-26 | 1996-02-26 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3124921B2 (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005502299A (ja) * | 2001-09-06 | 2005-01-20 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | クランプ回路を備えた電圧レギュレータ |
| AT412375B (de) * | 2001-04-03 | 2005-01-25 | Felix Dipl Ing Dr Himmelstoss | Hochdynamische gleichrichterschaltungen |
| AT412371B (de) * | 2001-07-16 | 2005-01-25 | Felix Dipl Ing Dr Himmelstoss | Steuerverfahren zur reduktion der schaltverluste in bidirektionalen konvertern zur umformung von gleichspannungen |
| EP2230754A1 (fr) | 2009-03-18 | 2010-09-22 | STMicroelectronics (Tours) SAS | Alimentation à découpage |
| CN102570528A (zh) * | 2010-12-27 | 2012-07-11 | 东莞市妙达电动工具制造有限公司 | 基于比较器的限流限压锂电池充电电路 |
-
1996
- 1996-02-26 JP JP08065519A patent/JP3124921B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| AT412375B (de) * | 2001-04-03 | 2005-01-25 | Felix Dipl Ing Dr Himmelstoss | Hochdynamische gleichrichterschaltungen |
| AT412371B (de) * | 2001-07-16 | 2005-01-25 | Felix Dipl Ing Dr Himmelstoss | Steuerverfahren zur reduktion der schaltverluste in bidirektionalen konvertern zur umformung von gleichspannungen |
| JP2005502299A (ja) * | 2001-09-06 | 2005-01-20 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | クランプ回路を備えた電圧レギュレータ |
| EP2230754A1 (fr) | 2009-03-18 | 2010-09-22 | STMicroelectronics (Tours) SAS | Alimentation à découpage |
| US8593116B2 (en) | 2009-03-18 | 2013-11-26 | Stmicroelectronics (Tours) Sas | Switched-mode power supply including switch protection circuit |
| CN102570528A (zh) * | 2010-12-27 | 2012-07-11 | 东莞市妙达电动工具制造有限公司 | 基于比较器的限流限压锂电池充电电路 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3124921B2 (ja) | 2001-01-15 |
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