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Die Erfindung bezieht sich auf Wandlerschaltungen (Fig. 1, Fig. 2) zur Umformung von Gleich- spannungen in Gleichspannungen (der Begriff Gleichspannung wird hier als unipolare Spannung gesehen, d. h. sie kann veränderlich sein, aber nicht die Polarität ändern) mit Hilfe von zwei bidirek- tionalen Halbleiterschaltern, bestehend aus je einem aktiven Schalter wie Bipolartransistor, MOSFET, IGBT, GTO, MCT, SIT und je einer antiseriellen Diode, einem oder mehreren Kondensa- toren, einer Induktivität, die als gekoppelte Spule in form eines Spartransformators ausgeführt ist.
In A1346/97 sind eine Reihe von Konverterstrukturen 4. Ordnung dargestellt, die bei der Ener- gieumsetzung eine angezapfte Spule verwenden. Man erreicht damit einen zusätzlichen Freiheits- grad beim Entwurf der Konverterschaltung, der zu einer besseren Anpassung an das geforderte Übersetzungsverhältnis zwischen Ausgangs- und Eingangsspannung führt. Weiters wird dort die Erweiterungsmöglichkeit durch die Verwendung von bidirektionalen Schaltern behandelt.
In JP 09 233808 A (SANSHA ELECTRIC) ist ein, von der Schaltungsstruktur bidirektionaler Halbbrückenwandler mit sättigbarer Spule, einer angezapften Spule, einem Hilfsschwingkreis und den Schaltern parallel geschalteten Kondensatoren bekannt. Ziel der aufwendigen Schaltung ist die Reduktion der Schaltverluste. Die Grundstruktur der gegenständlichen Erfindung unterscheidet sich davon jedoch deutlich. Hierbei handelt es sich nicht um eine Halbbrückenstruktur, die beiden Schalter sind durch eine angezapfte Spule voneinander getrennt. Weiters gelingt die Reduktion der Schaltverluste nicht durch aufwendige Beschaltung, sondern durch eine geschickte Ansteuerung der bidirektionalen Schalter.
Im Rahmen dieser Anmeldung werden Konverter 2. Ordnung beschrieben, die speziell durch die Bidirektionalität als Ladegerät bzw. in unterbrechungsfreien Stromversorgungen eingesetzt werden können. Durch die Verwendung eines Spartransformators können insbesonders grössere Spannungsdifferenzen zwischen den beiden Spannungsniveaus, bei günstiger Belastung der Halbleiterbauelemente, überbrückt werden.
Die Eingangsgleichspannung kann je nach Anwendungsfall von einer Batterie, Solarzellen, Brennstoffzellen geliefert werden, oder durch Gleichrichtung aus dem Ein- oder Mehrphasennetz, bzw. durch Gleichrichtung der Ausgangsspannung von Wechsel- oder Drehstromgeneratoren und anschliessender, eventuell auch nur grober Filterung, gewonnen werden. Der Begriff Eingangs- spannung ist natürlich bei einem bidirektionalen Wandler (der ja als Zweitor aufgefasst werden kann) nicht auf eine bestimmte Anschlussklemmenkombination beschränkt. Was jeweils als Ein- gang bzw. Ausgang aufzufassen ist, hängt vom Anwendungsfall ab.
Als bidirektionale Wandlerschaltungen zweiter Ordnung zur Umformung von Gleichspannun-
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aktiver Halbleiterschalter (S1, S2), ausgeführt mit Bipolartransistoren, MOSFET, IGBT, GTO, MCT, SIT(h) oder ähnlichem, an deren Steuerelektroden Pulse mit festlegbarem Tastverhältnis und Frequenz gelegt sind und mit zwei passiven Schalter (Dioden) (D1, D2)), werden solche bezeich- net, die 2 Speicherelemente haben. Dies sind jeweils ein Kondensator und eine Induktivität. Ein Kondensator wird dabei immer parallel zur Ausgangsspannung liegen. Parallel zum Eingang - bei einer bidirektionalen Schaltung ist das die treibende Quelle, der im Mittel mehr Energie entnommen wird und deren Spannung nahezu konstant ist, also das Netz oder eine Batterie darstellt - sollte aus schaltungstechnischen Gründen ebenfalls immer ein Kondensator liegen.
Da dieser parallel zur treibenden Spannungsquelle liegt, dient dieser nur zur Abblockung der parasitären Induktivität der Zuleitung zwischen der eigentlichen Spannungsquelle und dem Wandler und führt daher nicht zu einer Erhöhung der Ordnung.
Als Ausgangspunkt für die Gewinnung der Topologien dienen funktionsfähige pulsweitenmodu- lierte Konverter zweiter Ordnung. Der Vorgang zur Gewinnung von prinzipiell funktionierenden Topologien mit einem Spartransformator bzw. mit einer angezapften Spule ist folgender : DieSpule des Konverters wird mit einer Anzapfung versehen. Weiters schliesst man eines der Halbleiterbau- elemente, das an dem Knoten, an dem beide Schaltelemente mit einem Anschluss der Induktivität verbunden waren, an diese Anzapfung, das andere Schaltelement bleibt unverändert. Beide Schaltelemente sind strombidirektional ausgeführt.
Der stationäre Zusammenhang zwischen Ausgangsspannung und Eingangsspannung in Ab- hängigkeit des Tastverhältnisses d und den Windungszahlen des Spartransformators ist beispiel- haft für die Schaltung Fig. 1. e angegeben
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der Spartransformator hat dabei die Gesamtwindungszahl N1+N2, die Teilspulen die Windungs- zahlen N1 bzw. N2.
Es ist noch anzuführen, dass die aktive Schalter durch Entlastungsnetzwerke, die mit Hilfe von Quasiresonanzstrukturen und ähnlichen soft-switching Strukturen zur Verringerung der Schaltver- luste erweitert werden können. Einen Überblick mit reicher Literaturangabe findet man dazu im Artikel Soft-Switching Techniques in PWM Converters, G. Hua & F.C.Lee, IEEE Transactions on Industrial Electronics, Vol 42, Dez. 1995, 595-603.
Ein sehr günstiges Verfahren zur Verringerung der Schaltverluste ist das folgende: Bekanntlich tritt beim Abschalten einer Freilaufdiode immer eine Rückstromspitze auf, die proportional zum gerade fliessenden Strom, der Abkommutierungsgeschwindigkeit und der Temperatur ist. Diese führt zu einer zusätzlichen Belastung beim gerade einschaltenden aktiven Schalter. Damit ein Kurzschluss vermieden wird, muss der parallel zur Diode liegende aktive Schalter, der diese (sonst leitende) überbrückt und daher zu einer Verringerung der Durchlassverluste führt, zeitlich etwas vor dem Einschalten des anderen aktiven Schalters ausgeschaltet werden. Dadurch kommutiert der Strom kurzfristig in die Diode, um dann beim Einschalten des anderen aktiven Schalters dorthin zu kommutieren.
Führt man jedoch diesen Umschaltvorgang genau dann durch, wenn der Strom in der Spule und daher der Strom in den Halbleitern nahezu null ist, so können nur kleine oder gerin- ge Schaltverluste auftreten. Zur Steuerung des Energieflusses muss in diesem Fall die Frequenz verändert werden. Diese führt bei geringen Lasten zu einem beträchtlichen Anstieg der Schaltfre- quenz. Um das zu vermeiden, kann man einen quasidiskontinuierlichen Mode einführen und den Schalter knapp vor dem Stromnulldurchgang ausschalten; der Strom kommutiert dann zwangswei- se in die Diode und diese schaltet dann ohne Zwangkommutierung aus. Der andere Schalter wird erst je nach Bedarf wieder eingeschaltet. Dieses Verfahren trägt besonders im Teillastbereich zu einer Erhöhung des Wirkungsgrads bei.
An den Konverter kann eine Gleichstrommaschine, die Wicklung einer Reluktanzmaschine, ein Aktuator oder nach Zwischenschaltung eines Hochpasses ein Lautsprecher angeschaltet werden.
Weiters kann nach Vorschaltung eines Gleichrichters der Wandler als Power Factor Corrector (PFC) verwendet wird. Die Bidirektionalität führt zu einer deutlichen Erhöhung der Dynamik, was besonders für die Antriebstechnik von Nutzen sein kann.
Die Figuren 1.a bis 1.e stellen Ausformungen der bidirektionalen Wandler mit angezapfter Spule dar.
Figur 1. a zeigt eine Wandlerschaltung, bei der ein Anschluss (1) der Spannung (U1) an einen Anschluss der Spule mit Anzapfung (X) geschaltet ist, an die Anzapfung ein bidirektionaler Schalter (S1, D1) zum Bezugspunkt (der gleichzeitig der zweite Anschluss (2) für die Spannung (U1) und (4) für die Spannung (U2) ist) geschaltet ist und an den dritten Anschluss der Spule mit Anzapfung (X) der zweite strombidirektionale Schalter (S2, D2), dessen anderer Anschluss an den Ausgang der Schaltung (3) führt. Die Spannung (U2) kann zwischen den Klemmen (3) und (4) abgegriffen oder angelegt werden. Zwischen den Anschlüssen der Schaltung (1) und (2) und den Anschlüssen der Schaltung (3) und (4) ist jeweils noch ein Kondensator (C1) bzw. (C2) geschaltet.
Möchte man die Spannungspolarität von (U1) und (U2) umdrehen, so ist die Polung der strombidirektionalen Schal- ter (S1, D1) bzw. (S2, D2) zu vertauschen. Es entstehen auf diese Weise zwölf funktionierende bidirektionale Wandlerstrukturen.
Figur 2 zeigt Stromverläufe in der Spule für den eingeschwungenen Zustand (der Sprung im Wicklungsstrom ist durch die Aufrechterhaltung des Flusses im Kern bedingt ; des Stro- mes bedeutet Treiben, Abnahme des Stromes tritt im Freilauf auf). Der Konverter wird in Fig. 2.a-c immer an der Grenze zwischen kontinuierlichem und diskontinuierlichem Strom in der Induktivität (X) betrieben. Man erkennt, dass mit steigendem mittleren Induktivitätsstrom die Frequenz abnimmt, wenn Schalten bei Strom null (und damit geringe, im Idealfall sogar keine, Schaltverluste) ge- wünscht wird.
Bei Teillast führt dies zu einem Ansteigen der Schaltfrequenz, wenn man nicht ein zu starkes Pendeln der Energie zwischen Versorgungsspannung und Last (und damit relativ hohe Leit- und Schaltverluste in Kauf nehmen möchte), das bei der Ausnutzung der Bidirktionalität auftritt, wie Fig. 2. e zeigt. Figur 2. d zeigt den quasidiskontinuierlichen Betrieb, wo dies vermieden
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wird und Fig. 2.f zeigt einen kontinuierlichen Betrieb, bei dem die Frequenz höher, die maximale Stromamplitude geringer ist als beim Betrieb im Grenzfall (für den gleichen Strommittelwert), zusätzlich jedoch Schaltverluste auftreten.
PATENTANSPRÜCHE:
1. Wandlerschaltungen zweiter Ordnung zur Umformung von Gleichspannungen (unipolare
Spannung) (U1) in eine Gleichspannung (U2) mit Hilfe zweier aktiver Halbleiterschalter (S1,
S2), ausgeführt mit einem Bipolartransistor, MOSFET, IGBT, GTO, MCT, SIT(h) oder ähn- lichem, an deren Steuerelektrode Pulse mit festlegbarem Tastverhältnis und Frequenz ge- legt sind, mit zwei passiven Schaltern (Dioden) (D1, D2), sowie maximal zwei Kondensato- ren (C, C1, C2) und einer Induktivität (X) in Form einer Spule mit Anzapfung dadurch ge- kennzeichnet, dass ein Schaltungsknoten der zugrunde liegenden Wandlerstruktur, an der neben der Induktivität mindestens zwei weitere Bauelemente angeschlossen sind, in zwei
Schaltungsknoten zerlegt wird,
zwischen diese Schaltungsknoten die neue Teilwicklung der angezapften Induktivität geschaltet wird und die restlichen Bauelemente auf die beiden
Schaltungsknoten verteilt werden, wobei mindestens ein zusätzliches Bauteil pro Schal- tungsknoten anzuschliessen ist ; dieSchaltelemente sind dabei jeweils eine Parallelschal- tung eines aktiven Schalters (S1 odere S2) mit einem passiven Schalter (D1, D2), zwi- schen den Anschlusspaaren, an denen die Spannungen U1 und U2 wirken, wird jeweils ein
Kondensator (C1, C2) geschaltet.
2. Steuerverfahren zur Umformung von Gleichspannungen dadurch gekennzeichnet, dass die beiden aktiven Schalter, abgesehen von einer kurzen Totzeit, während der beide akti- ven Schalter gesperrt sind, komplementär angesteuert werden und die Umschaltung auf
Treiben, das heisst Zunahme des Stroms in der Induktivität immer dann erfolgt, wenn der
Strom durch die Spule in einem Intervall um null liegt, das Umschalten auf Freilauf, das heisst Abnahme des Stroms, entsprechend einem Regler (Steuersignal) erfolgt.
3. Steuerverfahren zur Umformung von 'Gleichspannungen dadurch gekennzeichnet, dass sowohl Schalten auf Treiben - entspricht einer betragsmässigen Zunahme des Stroms im induktiven Bauelement - und Schalten auf Freilauf - entspricht einer betragsmässigen Ab- nahme des Stroms im induktiven Bauelement - entsprechend einem Regler (Steuersignal) erfolgt und der Schalter, der bei Freilauf leitend war, abgeschaltet wird, wenn der Strom durch die Spule in einem Intervall um null liegt.