EP1969707A1 - Schaltungsanordnung mit doppeldrossel zur erzeugung einer wechselspannung oder eines wechselstroms - Google Patents

Schaltungsanordnung mit doppeldrossel zur erzeugung einer wechselspannung oder eines wechselstroms

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EP1969707A1
EP1969707A1 EP06841242A EP06841242A EP1969707A1 EP 1969707 A1 EP1969707 A1 EP 1969707A1 EP 06841242 A EP06841242 A EP 06841242A EP 06841242 A EP06841242 A EP 06841242A EP 1969707 A1 EP1969707 A1 EP 1969707A1
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EP
European Patent Office
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circuit arrangement
arrangement according
winding
voltage
switch
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP06841242A
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English (en)
French (fr)
Inventor
Heribert Schmidt
Bruno Burger
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Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV
Original Assignee
Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV
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Filing date
Publication date
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    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/487—Neutral point clamped inverters

Definitions

  • the invention relates to a circuit arrangement for generating an alternating voltage or an alternating current according to the preamble of the main claim.
  • Transformerless concepts are also known, e.g. from DE 196 42 522 C1 and DE 197 32 218 Cl, in which a connection of the solar generator is fixedly connected to the neutral conductor and thus has a fixed potential relative to ground potential.
  • no leakage currents can flow in these known circuit arrangements even with arbitrarily high leakage capacitances.
  • These single-phase inverters require a buffer capacitor located at the input of the inverter to cover the entire input voltage range. This design is therefore not optimal and costly.
  • Neutral is connected to the mains and supplies a DC link with two buffering capacitors, which is bipolar with respect to the neutral conductor. Since the output voltage of the solar generator directly forms the positive intermediate circuit voltage in relation to the potential of the neutral conductor, only solar generator voltages greater than 350 V can be used, for example at 230 V mains voltage, which is a considerable limitation in practice.
  • the invention is therefore an object of the invention to provide a circuit arrangement for generating an alternating voltage or an alternating current from a grounded, unipolar voltage, ie a Gleichwoodsquel- Ie, which is firmly connected to the neutral, to provide a high efficiency, based on simple , cost-effective, reliable and controllable easily controlled structures based and an input voltage range both below and above the mains voltage amplitude
  • the concept consists of a converter stage which controls the input voltage, i. the voltage provided by a DC voltage source, such as a solar generator, into a bipolar DC link voltage of e.g. +/- 350 V, which is stored in a capacitor, and an inverter, which generates an alternating current from this bipolar intermediate circuit voltage, which can then be fed into the grid.
  • the DC voltage source i. The solar generator is connected to a connection fixed to the neutral conductor.
  • An advantage of this concept is the decoupling of the input side from the output side via the regulated voltage DC link. Furthermore, the lies in a single-phase feeding inverter for caching energy required capacitor, in the present invention, the two intermediate circuit capacitors, on a high and independent of the input voltage level and can be optimized to this voltage level and thus significantly cheaper.
  • the converter is designed as a choke converter having a clocked switch and two windings arranged in close coupling to each other, and in contrast to the prior art (DE 196 42 522 Cl and DE 197 32 218 Cl) designed only for the rated power of the inverter and not to the twice as high power occurring in the maximum of the output current, since energy can be stored in the voltage intermediate circuit.
  • Another advantage of this concept is that the input voltage can be both smaller and larger in magnitude than the voltage of the DC link capacitors, and thus energy sources with a wide voltage range can be connected.
  • the embodiment according to the invention also has the advantage that, for the energy stored in the double throttle, there is always inherently a freewheeling path via the associated freewheeling diodes into the high-capacitance intermediate circuit capacitors. This is necessary for safe shutdown in all operating states (emergency shutdown).
  • windings of the double choke are connected in such a way that one of the respectively assigned winding ends is supported on a resting coil. lie the potential (neutral conductor or intermediate circuit capacitor), and the other of the respectively associated winding ends have the same, offset by the amount of the DC link voltage waveform, and thus no cyclic transhipment of the coupling capacitances between the windings is necessary, resulting in lower peak currents at the switch S 0 occur and the efficiency and the EMC behavior can be improved.
  • the windings of the converter choke referred to as double choke have the same number of turns and are formed in close coupling with each other, as this induces the same voltage in both, so that ideally the two buffer capacitors or DC link capacitors without further balancing measures to the same Voltage to be charged.
  • the energy stored in the unavoidable leakage inductances of the double choke can be absorbed when the switch S 0 is opened and passed on to the intermediate circuit in the next clock section with virtually no loss.
  • a limiter circuit for limiting the voltage across the second winding of the double choke when switching the clocked switch having a coupling capacitor connected to the second winding and diodes connected to it.
  • the limiter circuit prevents in the interaction of the coupling capacitor with the diodes, the occurrence of harmful high voltages over the second
  • the windings are designed differently with respect to their turns, that is, the second winding has more turns, whereby the coupling capacitor can be kept small.
  • the obtained bipolar DC link voltage is converted via the known downstream inverter into a grid-compatible alternating current.
  • the circuit arrangement according to the invention can also be designed to be multi-phase, e.g. three-phase for feeding into the usual public three-phase network.
  • the invention is not limited to a solar generator as a DC voltage source, fuel cells, batteries or the like can be used.
  • Fig. 2 shows a second circuit-specific embodiment the invention
  • Fig. 5 shows a fifth circuit configuration of the invention
  • Fig. 6 is a sixth circuit configuration of the invention.
  • the circuit arrangement shown in Fig. 1 has a DC voltage source, which is in the embodiment, a solar generator 1, which lies with its terminals on a positive line 2 and a neutral or ground conductor 3.
  • This solar generator 1 supplies a DC input voltage U SG -
  • a capacitor C 0 is provided which buffers the input voltage U S Q.
  • a first winding Wi of a choke which is referred to as Dop- choke DRi
  • a control unit not shown switch S 0
  • the points on the windings Vl 1 , W 2 indicate in a known manner their winding beginnings.
  • the second winding W 2 of the double inductor DR x is connected to the beginning of the winding to the neutral conductor 3, wherein the winding end is connected to a first freewheeling diode D x, which is connected with its other terminal to a first storage capacitor Ci, the other Connection on the neutral conductor 3 is located.
  • a second freewheeling diode D 2 is connected, whose second terminal is connected to a second storage capacitor C 2 , the second terminal is also on the neutral conductor 3.
  • the double choke represents a transformer with energy storage properties, the galvanic separation is not used in the present case.
  • the winding W 1 is used twice to store the energy and to generate an inverted voltage related to the potential of the neutral conductor 3.
  • the winding W 2 is used to generate a reference to the neutral voltage with the same polarity as the input voltage. It is advantageous that the two DC link voltages +/- U WR amount can be both smaller and larger than the predetermined input voltage U SG .
  • the windings Wi and W 2 advantageously have the same number of turns and are wound in close coupling on a core, wherein they can also be wound bifilar.
  • the buffered input voltage U SG is applied to the first winding W x of the double choke DR x via the switch S 0 clocked, for example, at 16 kHz, whereby in the first clock phase, in which the switch S 0 is turned on, a time-increasing current in the winding Wi, connected to an energy storage in the magnetic circuit of the double choke DRi.
  • the second clock phase of the switch S 0 is opened and in the two windings W 1 and W 2 of the double choke OR 1 , a freewheeling voltage is induced such that via the diode Di a charging current in the capacitor d and at the same time via the diode D 2 a charging current flows into the capacitor C 2 .
  • the switches Si and S 2 of the half-bridge circuit are driven in a manner known per se according to a specific clock pattern (eg pulse width modulation, PWM) by a control circuit, not shown, and a mains supply can be made via the supply choke L x ,
  • PWM pulse width modulation
  • FIG. 2 shows a further embodiment of the inventive circuit arrangement of an inverter is shown with voltage intermediate circuit.
  • Circuit differs from the circuit arrangement of FIG. 1 in that a so-called three-point circuit is used as the inverter, which consists of two series-connected switches Si, S 3 and S 2 , S 4 , wherein between the connection point of the switch Si and S 3, a freewheeling diode D 3 is connected, which lies with its second terminal on the neutral conductor 3, while the connection point between the switches S 4 and S 2 is connected via a freewheeling diode D 4 to the neutral conductor 3.
  • the feed throttle L 1 is located with its one
  • the three-point circuit according to FIG. 2 allows three switching states.
  • S 3 is permanently closed, S 1 is clocked with eg 16 kHz and the switches S 2 and S 4 remain open.
  • switch S 1 is closed, the voltage + U WR is at the input of the inductor Li and a current builds up. After opening S 1 , the current continues to flow through the diode D 3 and the closed switch S 3 .
  • the voltage drop across them would be zero volts, corresponding to the input voltage at the inductor Li.
  • the switches S 2 and S 4 are used accordingly.
  • the illustrated inverter circuit furthermore has the advantage that semiconductors with a lower dielectric strength and thus better electrical properties can be used.
  • the disadvantage, however, is that the current must always flow through at least two semiconductors.
  • Fig. 3 is another advantageous embodiment Example of a circuit arrangement which, like that in Fig. 1 consists of a half-bridge with the switches Si and S 2 and the downstream inductor Li, but differs in that additional freewheeling branches between the connection point between the switches S 1 and S 2 and the Neutral conductor 3 are provided, which consist of a switch S 3 and a diode D 3 and a diode D 4 and a switch S 4 . Also, this circuit allows like that of FIG. 2, three switching states with the stated advantages. The same function of the additional freewheeling path here meet the switch S 3 , S 4 , together with the diodes D 3 , D 4 . In the positive half wave S 3 is permanently closed, corresponding to S 4 in the negative half.
  • the advantage over the circuit of Fig. 2 is that in the construction phase of the current, in which, for example, switch S 1 is closed, the current only through a switch, ie Si must flow, whereby the efficiency compared to the circuit of FIG. 2 increased.
  • Fig. 3 a dashed line between the two freewheel paths is shown.
  • so-called co-packs are used as electronic switches in which an IGBT, eg switch S 3 with a free-wheeling diode, for example diode D 4 , are connected in a common housing.
  • IGBT eg switch S 3 with a free-wheeling diode, for example diode D 4
  • switches With two such commercially available components can then build the desired switch / diode combination.
  • MOS-FETs are used as switches - here take over the inherent in MOS-FETs body diodes the function of freewheeling diodes.
  • FIG. 4 differs from the exemplary embodiment according to FIG. 3 in that the sequence within the series connection of the winding W 2 of the double choke DRi and the freewheeling diode D 1 is reversed.
  • the freewheeling diode D 1 is connected with its one terminal to the neutral conductor 3 and with its other terminal at the winding start of the winding W 2 , whose other terminal is connected to the capacitor C 1 .
  • a capacitor C 3 is in each case connected to the winding start of the winding W 1 and the winding start of the winding W 2 .
  • the operation is as previously described, ie, the general function remains unchanged.
  • both winding ends of the windings W 1 , W 2 are at rest, ie at the reference potential, which is predetermined by the neutral conductor 3, or at the intermediate circuit voltage + U WR applied to the DC link capacitor C 1 .
  • the two winding starts thus have the same, to the height of the intermediate circuit voltage + U WR offset temporal voltage curve to each other.
  • the two windings W 1 , W 2 can be wound very closely adjacent to each other, for example as a bifilar winding, since the forming between the two windings parasitic coupling capacitance does not have to be reloaded in each clock. From the spatially tight structure results in a very good magnetic coupling of the windings W 1 , W 2 and thus a low leakage inductance, improved EMC behavior, and lower switching losses in the switch S 0 .
  • the coupling capacitor C 3 has the task of absorbing the energies stored in the leakage inductances and of ensuring a balance between the two intermediate circuits.
  • the capacitor must be designed to be relatively large, for example, several 100 uF in a 5 kW device.
  • a compromise with respect to a smaller capacitor would be to make the number of turns of the windings W x and W 2 is not exactly equal, but the winding W 2 to give a slightly higher number of turns.
  • the voltage at the intermediate circuit capacitor Ci would be somewhat excessive, and at full power both would agree well and at full power, the negative intermediate circuit capacitor C 2 would be fed additionally from the leakage inductance of the first winding Wi, so that its voltage would be slightly above that of Ci would.
  • a clock-frequency AC voltage is then applied to the coupling capacitor C 3 , connected to undesirable currents through C 3 and through all the surrounding components.
  • a coupling capacitor C 3 between second winding W 2 and associated freewheeling diode Di connected wherein the other terminal of C 3 is connected to a first and second diode D 6 and D 7 .
  • D 7 lies with its other terminal at the negative DC link voltage -U WR and D 6 is connected to a further capacitor C 4 , which is applied to the positive line 2 or to the corresponding terminal of the clocked switch S 0 .
  • a third diode D 5 is connected, which lies with its cathode at the connection point between switch S 0 and the first winding W 1 .
  • a freewheeling diode D 0 is provided, which may be present in the other embodiments.
  • Capacitor C3 no longer has the task (see FIG. 4) of holding the two intermediate-circuit capacitors together in terms of voltage. Rather, it prevents in conjunction with the diodes D 5 , D 6 , D 7, the occurrence of harmful high voltages across the diode Dl due to transients at the winding W 2 when switching the switch S 0 .
  • the coupling capacitor C 3 is charged on average to the positive intermediate circuit voltage + U WR .
  • the switch S 0 is closed, the beginning of the winding W 2 is at the voltage (U SG + U WR ). If overshoots occur, the diodes D 0 , D 5 and D 6 become conductive and limit the voltage at the second winding W 2 . If only this elementary important limiter function can be realized, then the third diode D 5 and the capacitor C 4 can be dispensed with.
  • the capacitor C 4 is charged to the sum of the input voltage U SG and the negative intermediate circuit voltage -U WR .
  • the switch S 0 is turned on, the energy stored in the capacitor C 4 is fed back to the input circuit virtually loss-free, by means of the second winding W 2 , the coupling capacitor C 3 and the first diode D 6 until a recharging current flows through
  • Capacitor C 4 is completely discharged again. Another reloading is prevented via the diodes D 5 and D 0 .
  • select C 3 >> C 4 but this is anyway due to the double function of C 3 .
  • the circuits according to FIGS. 1 to 5 can be constructed, also complementary.
  • FIG. 6 shows by way of example the complementary construction of the circuit according to FIG. 4.
  • the positive terminal of the DC voltage source 1, ie the solar generator, is located on the neutral conductor 3.
  • the switch S 0 is in the negative supply voltage line 6, which simplifies its control circuitry, especially when several parallel input stages are provided.
  • MOS-FETs or N-channel type IGBTs are preferably used as switches. N-channel transistors require a positive gate voltage of, for example, 15 V with respect to the emitter potential, for which an auxiliary voltage must be provided. If several transistors with their emitters are at the same potential, advantageously a common auxiliary voltage source can be used.
  • the input stage consisting of the capacitor C 0 , the switch S 0 , the double choke DRi, the freewheeling diodes D 1 , D 2 and the coupling capacitor C 3 may be provided in all embodiments, multiple times and a common intermediate circuit consisting of the DC link capacitors Ci, Dine C 2 .
  • the individual input stages can be connected to the input terminals connected to lines 2 and 3 or 3 and 6 and fed from the same source.
  • the associated switches S 0 are clocked with a time offset so that both at the input, ie at the respective capacitors Co and at the output, ie at the capacitors C 1 , C 2 , a uniform power flow results, resulting in a smaller one AC load of these capacitors.
  • a so-called master-slave operation is possible in which the individual input stages are switched on depending on the current power to be transmitted. As a result, the efficiency curve can be significantly improved, especially in the partial load range.
  • input stages can also have separate input terminals, which in turn can be connected to associated, also different solar generators or other DC voltage sources.
  • a solar generator is used as a DC power source.
  • fuel cells or batteries or the like may be provided.

Abstract

Es wird eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer Wechsel Spannung oder eines Wechselstroms aus einer bezüglich eines Neutralleiters unipolare Gleichspannungsquelle mit einem Wechselrichter vorgeschlagen. Die Gleichspannungsquelle ist mit einem Wandler verbunden, der die unipolare Spannung der Gleichspannungsquelle in eine bipolare Zwischenkreisspannung umwandelt, die in einer mit dem Wechselrichter verbundenen Pufferschaltung (C<SUB>1</SUB>, C<SUB>2</SUB>)gespeichert wird. Der Wandler umfasst einen getakteten Schalter (S<SUB>o</SUB>) und eine als Doppeldrossel (DR<SUB>1</SUB>,DR<SUB>2</SUB>) mit zwei in enger Kopplung zueinander angeordneten Wicklungen (W<SUB>1</SUB>,W<SUB>2</SUB>) ausgebildete Energiewandlereinheit.

Description

FRAUNHOFER-GESELLSCHAFT...e.V. 067PCT 1528
SCHALTUNGSANORDNUNG MIT DOPPELDROSSEL ZUR ERZEUGUNG EINER WECHSELSPANNUNG ODER EINES WECHSELSTROMS
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer Wechselspannung oder eines Wechselstroms nach dem Oberbegriff des Hauptanspruchs.
Es ist eine Vielzahl von Schaltungsanordnungen zur Erzeugung einer WechselSpannung oder eines Wechsel- Stroms aus einer unipolaren Gleichspannungsquelle bekannt, wobei bei diesen Wechselrichtern zwischen Wechselrichtern ohne galvanische Trennung, d.h. transformatorlosen Wechselrichtern und solchen mit galvanischer Trennung, d.h. Transformator-Wechsel- richtern, unterschieden wird.
Die höchsten Wirkungsgrade werden mit transformatorlosen Wechselrichtern in Vollbrückenschaltung ohne Hochsetzsteller erzielt. Bei diesen Schaltungen schwankt das Potential der Quelle mit Netzfrequenz und halber Netzspannung gegenüber dem Erdpotential. Daher besteht eine Einschränkung in der Anwendbarkeit dieser Konzepte bei Quellen mit einer hohen Ableitkapazität gegenüber Erdpotential, wie es z.B. bei So- largeneratoren bestimmter Technologie, insbesondere Dünnschichtmodulen, der Fall ist.
Es sind weiterhin transformatorlose Konzepte bekannt, z.B. aus der DE 196 42 522 Cl und der DE 197 32 218 Cl, bei denen ein Anschluss des Solargenerators fest mit dem Neutralleiter verbunden ist und somit ein festes Potential gegenüber Erdpotential aufweist. Bei diesen bekannten Schaltungsanordnungen können auch bei beliebig hohen Ableitkapazitäten prinzipbedingt keine Ableitströme fließen. Bei diesen einphasig einspeisenden Wechselrichtern ist ein Pufferkondensator erforderlich, der am Eingang des Wechselrichters liegt und den gesamten Eingangsspannungsbereich abdecken muss. Diese Auslegung ist daher nicht optimal und kostspielig. Außerdem zeichnen sich die genannten
Konzepte durch eine hohe Komplexität und einen schlechten Wirkungsgrad aus .
US 2004/0 164 557 beschreibt einen Solarwechselrich- ter, bei dem der Solargenerator einseitig mit dem
Neutralleiter des Netzes verbunden ist und einen Zwischenkreis mit zwei der Pufferung dienenden Kondensatoren versorgt, der in Bezug auf den Neutralleiter bipolar ausgeführt ist . Da die AusgangsSpannung des Solargenerators bezogen auf das Potential des Neutralleiters unmittelbar die positive Zwischenkreis- Spannung bildet, können beispielsweise bei 230 V Netzspannung nur Solargeneratorspannungen größer als 350 V genutzt werden, was in der Praxis eine erhebli- che Einschränkung darstellt. Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer Wechselspannung oder eines Wechselstroms aus einer geerdeten, unipolaren Spannung, d.h. einer Gleichspannungsquel- Ie, die fest mit dem Neutralleiter verbunden ist, zu schaffen, die einen hohen Wirkungsgrad bietet, die auf einfachen, kostengünstigen, zuverlässigen und regelungstechnisch leicht beherrschbaren Strukturen beruht und einen Eingangsspannungsbereich sowohl unter- halb als auch oberhalb der Netzspannungsamplitude
(typischerweise 325 V bei einem Effektivwert von 230 V) erlaubt .
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die kenn- zeichnenden Merkmale des Hauptanspruchs in Verbindung mit den Merkmalen des Oberbegriffs gelöst.
Durch die in den Unteransprüchen angegebenen Maßnahmen sind vorteilhafte Weiterbildungen und Verbesse- rungen möglich.
Das Konzept besteht aus einer Wandlerstufe, welche die EingangsSpannung, d.h. die von einer Gleichspannungsquelle wie beispielsweise einem Solargenerator zur Verfügung gestellten Spannung, in eine bipolare ZwischenkreisSpannung von z.B. +/-350 V umsetzt, die in einem Kondensator gespeichert wird, und einem Wechselrichter, der aus dieser bipolaren Zwischen- kreisspannung einen Wechselstrom erzeugt, der dann ins Netz eingespeist werden kann. Die Gleichspannungsquelle, d.h. der Solargenerator, ist dabei mit einem Anschluss fest mit dem Neutralleiter verbunden.
Von Vorteil bei diesem Konzept ist die Entkopplung der Eingangsseite von der Ausgangsseite über den geregelten Spannungs-Zwischenkreis. Weiterhin liegt der bei einem einphasig einspeisenden Wechselrichter zur Zwischenspeicherung von Energie erforderliche Kondensator, bei der vorliegenden Erfindung die beiden Zwi- schenkreiskondensatoren, auf einem hohen und von der Eingangsspannung unabhängigen Spannungsniveau und kann auf dieses Spannungsniveau optimiert und somit deutlich kostengünstiger werden.
Dabei ist der Wandler als Drosselwandler ausgebildet, der einen getakteten Schalter und zwei in enger Kopplung zueinander angeordnete Wicklungen aufweist, und der im Gegensatz zum Stand der Technik (DE 196 42 522 Cl und DE 197 32 218 Cl) nur auf die Nennleistung des Wechselrichters ausgelegt werden muss und nicht auf die im Maximum des Ausgangsstroms auftretende doppelt so hohe Leistung, da Energie im Spannungs- Zwischenkreis gespeichert werden kann.
Ein weiterer Vorteil dieses Konzepts besteht darin, dass die EingangsSpannung betragsmäßig sowohl kleiner als auch größer als die Spannung der Zwischenkreis- kondensatoren sein kann und somit Energiequellen mit einem weiten Spannungsbereich angeschlossen werden können.
Die erfindungsgemäße Ausbildung hat weiterhin den Vorteil, dass für die in der Doppeldrossel gespeicherte Energie inhärent immer ein Freilaufpfad über die zugeordneten Freilaufdioden in die hochkapaziti- ven Zwischenkreiskondensatoren vorhanden ist. Dies ist für ein sicheres Abschalten in allen Betriebszu- ständen (Notabschaltung) erforderlich.
Besonders vorteilhaft ist, dass die Wicklungen der Doppeldrossel so geschaltet sind, dass die einen der jeweils zugeordneten Wicklungsenden auf einem ruhen- den Potential liegen (Neutralleiter bzw. Zwischen- kreiskondensator) , und die anderen der jeweils zugeordneten Wicklungsenden den gleichen, um den Betrag der ZwischenkreisSpannung versetzten Spannungsverlauf aufweisen, und dadurch keine taktweise Umladung der Koppelkapazitäten zwischen den Wicklungen notwendig ist, wodurch geringere Spitzenströme an dem Schalter S0 auftreten und der Wirkungsgrad sowie das EMV-Ver- halten verbessert werden.
Vorteilhaft ist, dass die Wicklungen der als Doppeldrossel bezeichneten Wandlerdrossel gleiche Windungszahlen aufweisen und in enger Kopplung zueinander ausgebildet sind, da dadurch in beiden die gleiche Spannung induziert wird, so dass im Idealfall die beiden Pufferkondensatoren oder auch Zwischenkreis- kondensatoren ohne weitere Symmetrierungsmaßnahmen auf die gleiche Spannung aufgeladen werden. Durch weiteres Vorsehen eines Kondensators C3 zwischen den Wicklungsenden mit dem gleichen zeitlichen Spannungsverlauf kann die in den unvermeidlichen Streuinduktivitäten der Doppeldrossel gespeicherte Energie beim Öffnen des Schalters S0 aufgenommen werden und im nächsten Taktabschnitt nahezu verlustfrei an den Zwi- schenkreis weitergegeben werden.
In einem anderen vorteilhaften Ausführungsbeispiel ist eine Begrenzerschaltung zum Begrenzen der Spannung an der zweiten Wicklung der Doppeldrossel beim Schalten des getakteten Schalters vorgesehen, die einen mit der zweiten Wicklung verbundenen Koppelkondensator und mit ihm verbundene Dioden aufweist. Die Begrenzerschaltung verhindert im Zusammenspiel des Koppelkondensators mit den Dioden das Auftreten von schädlichen hohen Spannungen über der der zweiten
Wicklung zugeordneten Freilaufdiode aufgrund von Ein- Schwingvorgängen an der zweiten Wicklung beim Einschalten des getakteten Schalters. Bei diesem Ausführungsbeispiel sind die Wicklungen bezüglich ihrer Windungen unterschiedlich ausgelegt, d.h., die zweite Wicklung hat mehr Windungen, wodurch der Koppelkondensator klein gehalten werden kann.
In vorteilhafter Weise wird die gewonnene bipolare ZwischenkreisSpannung über den an sich bekannten nachgeschalteten Wechselrichter in einen netzkonformen Wechselstrom umgewandelt.
Durch Verwendung eines Wechselrichters in Form einer an sich bekannten Dreipunktschaltung oder eines Wech- selrichters mit zusätzlichen Freilaufpfaden kann ein besserer Wirkungsgrad und ein verbessertes EMV-Ver- halten durch Verringerung des Strom-Ripples erzielt werden.
Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung kann auch mehrphasig ausgeführt werden, z.B. dreiphasig zur Einspeisung in das übliche öffentliche Drehstromnetz.
Weiterhin ist die Erfindung nicht auf einen Solarge- nerator als Gleichspannungsquelle beschränkt, es können auch Brennstoffzellen, Batterien oder dergleichen verwendet werden.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeich- nung dargestellt und werden in der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 eine erste schaltungsgemäße Ausgestaltung der Erfindung,
Fig. 2 eine zweite schaltungsgemäße Ausgestaltung der Erfindung,
Fig. 3 eine dritte schaltungsgemäße Ausgestaltung der Erfindung,
Fig. 4 eine vierte schaltungsgemäße Ausgestaltung der Erfindung,
Fig. 5 eine fünfte schaltungsgemäße Ausgestaltung der Erfindung, und
Fig. 6 eine sechste schaltungsgemäße Ausgestaltung der Erfindung.
Die in Fig. 1 dargestellte Schaltungsanordnung weist eine Gleichspannungsquelle auf, die in dem Ausführungsbeispiel ein Solargenerator 1 ist, der mit seinen Anschlüssen an einer positiven Leitung 2 und einem Neutral- oder Erdleiter 3 liegt. Dieser Solarge- nerator 1 liefert eine Eingangsgleichspannung USG-
Parallel zu dem Solargenerator 1 ist ein Kondensator C0 vorgesehen, der die Eingangsspannung USQ puffert. Zwischen den Leitungen 2, 3 liegt die Reihenschaltung einer ersten Wicklung Wi einer Drossel, die als Dop- peldrossel DRi bezeichnet wird, und eines durch eine nicht dargestellte Steuereinheit getakteten Schalters S0, der als Transistor, vorzugsweise als MOS-FET oder als IGBT, ausgebildet sein kann. Die Punkte an den Wicklungen Vl1, W2 kennzeichnen in bekannter Art deren Wicklungsanfänge. Die zweite Wicklung W2 der Doppel- drossel DRx ist mit dem Wicklungsanfang an den Neutralleiter 3 angeschlossen, wobei das Wicklungsende mit einer ersten Freilaufdiode Dx verbunden ist, die mit ihrem anderen Anschluss an einen ersten Speicher- kondensator Ci angeschlossen ist, dessen anderer Anschluss auf dem Neutralleiter 3 liegt. An dem Verbin- dungspunkt zwischen erster Wicklung Wi und dem Schalter S0 ist eine zweite Freilaufdiode D2 angeschlossen, deren zweiter Anschluss mit einem zweiten Speicherkondensator C2 verbunden ist, dessen zweiter An- Schluss gleichfalls auf dem Neutralleiter 3 liegt.
Die Doppeldrossel stellt einen Transformator mit Energiespeicher-Eigenschaften dar, dessen galvanische Trennung im vorliegenden Falle jedoch nicht genutzt wird. Die Wicklung W1 wird doppelt genutzt zur Einspeicherung der Energie und zur Erzeugung einer auf das Potential des Neutralleiters 3 bezogenen invertierten Spannung. Die Wicklung W2 dient zur Erzeugung einer auf den Neutralleiter bezogenen Spannung mit gleicher Polarität wie die EingangsSpannung. Vorteilhaft ist, dass die beiden Zwischenkreisspannungen +/-UWR betragsmäßig sowohl kleiner als auch größer als die vorgegebene EingangsSpannung USG sein können. Die Wicklungen Wi und W2 haben vorteilhafterweise die gleiche Windungszahl und sind in enger Kopplung auf einen Kern gewickelt, wobei sie auch bifilar gewickelt sein können. Die gepufferte Eingangsspannung USG wird über den z.B. mit 16 kHz getakteten Schalter S0 an die erste Wicklung Wx der Doppeldrossel DRx ge- legt, wodurch in der ersten Taktphase, in welcher der Schalter S0 durchgeschaltet ist, sich ein zeitlich zunehmender Strom in der Wicklung Wi aufbaut, verbunden mit einer Energiespeicherung im magnetischen Kreis der Doppeldrossel DRi. In der zweiten Taktphase wird der Schalter S0 geöffnet und in den beiden Wicklungen W1 und W2 der Doppeldrossel OR1 wird eine FreilaufSpannung derart induziert, dass über die Diode Di ein Ladestrom in den Kondensator d und gleichzeitig über die Diode D2 ein Ladestrom in den Kondensator C2 fließt. Aufgrund der gleichen Windungszahl der beiden Wicklungen Vl1 und W2 und deren enger Kopplung wird in beiden die gleiche Spannung induziert, so dass nach den Ladevorgängen letztlich die beiden Kondensatoren Ci, C2 ohne weitere Symmetrierungsmaßnahmen nahezu auf die gleiche Spannung, z.B. 350 V, aufgeladen wer- den. An den Anschlüssen der Speicherkondensatoren Ci und C2, die mit den Freilaufdioden O1 und D2 verbunden sind, liegt eine bipolare Zwischenkreisspannung +/-UWR, die einen nachgeschalteten Wechselrichter speist, der im dargestellten Fall als Halbbrücke mit den Schaltern Si und S2 ausgebildet ist, deren Verbindungspunkt mit einer Einspeisedrossel L1 verbunden ist. Der andere Anschluss der Einspeisedrossel Lx ist mit einer der Phasen L des Netzes 4 verbunden, in das ein Wechselstrom eingespeist werden soll, wobei die Netzspannung mit UNetz bezeichnet wird.
Die Schalter Si und S2 der Halbbrückenschaltung werden in an sich bekannter Weise nach einem bestimmten Taktmuster (z. B. Pulsweitenmodulation, PWM) von ei- ner nicht dargestellten Steuerschaltung angesteuert, und es kann über die Einspeisedrossel Lx eine Netz- einspeisung vorgenommen werden. Somit kann die wie oben beschrieben gewonnene bipolare Zwischenkreisspannung +/-UWR über den nachgeschalteten Wechsel- richter in einen netzkonformen Wechselstrom umgewandelt werden.
In Fig. 2 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung eines Wechsel- richters mit Spannungs-Zwischenkreis dargestellt. Die
Schaltung unterscheidet sich von der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 dadurch, dass als Wechselrichter eine so genannte Dreipunkt-Schaltung eingesetzt wird, die aus jeweils zwei in Reihe geschalteten Schaltern Si, S3 und S2, S4 besteht, wobei zwischen dem Verbindungspunkt der Schalter Si und S3 eine Freilaufdiode D3 geschaltet ist, die mit ihrem zweiten Anschluss auf dem Neutralleiter 3 liegt, während der Verbindungspunkt zwischen den Schaltern S4 und S2 über eine Freilaufdiode D4 an den Neutralleiter 3 angeschlossen ist. Die Einspeisedrossel L1 liegt mit ihrem einen
Anschluss an dem Verbindungspunkt zwischen den Schaltern S3 und S4.
Die Halbbrücken-Schaltung nach Fig. 1 erlaubt mit ab- wechselnd geschlossenen Schaltern Si, S2 nur die beiden Spannungsniveaus +UWR und -UWR am Eingang der Drossel Li. Die DreipunktSchaltung nach Fig. 2 erlaubt hingegeben drei Schaltzustände. In der positiven Halbwelle ist S3 dauerhaft geschlossen, S1 wird mit z.B. 16 kHz getaktet und die Schalter S2 und S4 bleiben offen. Bei geschlossenem Schalter S1 liegt die Spannung +UWR am Eingang der Drossel Li und es baut sich ein Strom auf. Nach Öffnen von S1 fließt der Strom über die Diode D3 und den geschlossenen Schalter S3 weiter. Bei idealen Bauteilen wäre der Spannungsabfall über ihnen Null Volt, entsprechend auch die EingangsSpannung an der Drossel Li. Damit wird diese gegenüber der Schaltung nach Fig. 1 wesentlich langsamer entmagnetisiert, was sich positiv auf den Wirkungsgrad und das EMV-Verhalten auswirkt. In der negativen Halbwelle werden entsprechend die Schalter S2 und S4 genutzt.
Die dargestellte Wechselrichterschaltung hat weiter- hin den Vorteil, dass Halbleiter mit einer geringeren Spannungsfestigkeit und damit besseren elektrischen Eigenschaften eingesetzt werden können. Nachteilig ist jedoch, dass der Strom immer durch mindestens zwei Halbleiter fließen muss.
In Fig. 3 ist ein weiteres vorteilhaftes Ausführungs- beispiel einer Schaltungsanordnung dargestellt, die wie diejenige in Fig. 1 aus einer Halbbrücke mit den Schaltern Si und S2 sowie der nachgeschalteten Drosselspule Li besteht, sich aber dadurch unterscheidet, dass zusätzliche Freilaufzweige zwischen dem Verbindungspunkt zwischen den Schaltern S1 und S2 und dem Neutralleiter 3 vorgesehen sind, die aus einem Schalter S3 und einer Diode D3 und einer Diode D4 und einem Schalter S4 bestehen. Auch diese Schaltung erlaubt wie diejenige nach Fig. 2 drei Schaltzustände mit den angegebenen Vorteilen. Die gleiche Funktion des zusätzlichen Freilaufpfades erfüllen hier die Schalter S3, S4, zusammen mit den Dioden D3, D4. In der positiven Halbwelle ist S3 dauerhaft geschlossen, entspre- chend S4 in der negativen. Der Vorteil gegenüber der Schaltung nach Fig. 2 liegt darin, dass in der Aufbauphase des Stroms, bei der z.B. Schalter S1 geschlossen ist, der Strom nur durch einen Schalter, d.h. Si fließen muss, wodurch der Wirkungsgrad sich gegenüber der Schaltung nach Fig. 2 erhöht.
In Fig. 3 ist gestrichelt eine Verbindung zwischen den beiden Freilaufpfaden dargestellt. In dem verbundenen Fall werden so genannte Co-Packs als elektroni- sehe Schalter eingesetzt, bei denen ein IGBT, z.B. Schalter S3 mit einer Freilaufdiode, z.B. Diode D4, in einem gemeinsamen Gehäuse verschaltet sind. Mit zwei solcher handelsüblichen Bauteile lässt sich dann die gewünschte Schalter-/Dioden-Kombination aufbauen. Die gleiche Anordnung ergibt sich, wenn MOS-FETs als Schalter eingesetzt werden - hier übernehmen die bei MOS-FETs inhärent vorhandenen Body-Dioden die Funktion der Freilaufdioden.
In Fig. 4 und Fig. 5 sind weitere Ausführungsbeispiele dargestellt, die besonders bevorzugte Schaltungen sind .
Fig. 4 unterscheidet sich von dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 3 dadurch, dass die Reihenfolge innerhalb der Reihenschaltung von der Wicklung W2 der Doppel- drossel DRi und der Freilaufdiode D1 vertauscht ist. Das bedeutet, dass die Freilaufdiode D1 mit ihrem einen Anschluss an dem Neutralleiter 3 angeschlossen ist und mit ihrem anderen Anschluss an dem Wicklungs- anfang der Wicklung W2 liegt, deren anderer Anschluss mit dem Kondensator C1 verbunden ist. Außerdem ist ein Kondensator C3 jeweils mit dem Wicklungsanfang der Wicklung W1 und dem Wicklungsanfang der Wicklung W2 verbunden. Grundsätzlich ist die Funktionsweise wie vorher beschrieben, d.h., die generelle Funktion verbleibt unverändert. Von Vorteil ist jedoch, dass beide Wicklungsenden der Wicklungen W1, W2 auf ruhendem Potential liegen, d.h. auf dem Bezugspotential, das von dem Neutralleiter 3 vorgegeben ist, bzw. auf der am Zwischenkreiskondensator C1 anliegenden ZwischenkreisSpannung +UWR. Die beiden Wicklungsanfänge haben somit den gleichen, um die Höhe der Zwischen- kreisspannung +UWR versetzen zeitlichen Spannungsverlauf zueinander. Damit können die beiden Wicklungen W1, W2 sehr eng benachbart zueinander gewickelt werden, beispielsweise als bifilare Wicklung, da die sich zwischen den beiden Wicklungen ausbildende parasitäre Koppelkapazität nicht in jedem Takt umgeladen werden muss. Aus dem räumlich engen Aufbau resultiert eine sehr gute magnetische Kopplung der Wicklungen W1, W2 und somit eine geringe Streuinduktivität, ein verbessertes EMV-Verhalten, sowie geringere Schaltverluste in dem Schalter S0.
Da in der Schaltung nach Fig. 4 die beiden Wicklungs- anfänge idealerweise den gleichen, aber um den Betrag der AusgangsSpannung UWR versetzten Spannungsverlauf aufweisen, können die beiden Wicklungsanfänge mit dem Kondensator C3 verbunden werden. Dieser zusätzliche Kondensator C3 nimmt beim Abschalten des Schalters S0 einen Teil der in der primärseitigen Streuinduktivität der Doppeldrossel DR1 gespeicherten Energie auf und gibt diese im nächsten Takt über die Wicklung W2 an den Ausgang +UWR ab. Hierdurch werden Überspannungen während des Schaltvorganges begrenzt und eine weitere Symmetrierung der AusgangsSpannungen erreicht .
In der Schaltung nach Fig. 4 hat, wie erwähnt, der Koppelkondensator C3 die Aufgabe, die in den Streuin- duktivitäten gespeicherten Energien aufzunehmen und für einen Ausgleich zwischen den beiden Zwischenkreisen zu sorgen. Allerdings muss der Kondensator hierzu relativ groß ausgelegt sein, z.B. mehrere 100 μF bei einem 5 kW-Gerät. Ein Kompromiss bezüglich eines kleineren Kondensators würde darin bestehen, die Windungszahlen der Wicklungen Wx und W2 nicht exakt gleich zu machen, sondern der Wicklung W2 eine etwas höhere Wicklungszahl zu geben. Damit wäre bei kleinen Leistungen die Spannung am Zwischenkreiskondensator Ci etwas überhöht, bei mittleren Leistungen würden beide gut übereinstimmen und bei voller Leistung würde der negative Zwischenkreiskondensator C2 aus der Streuinduktivität der ersten Wicklung Wi zusätzlich gespeist, so dass seine Spannung etwas über der von Ci liegen würde. Bei einer solchen Lösung liegt aber dann an dem Koppelkondensator C3 dann eine taktfre- quente WechselSpannung, verbunden mit unerwünschten Strömen durch C3 und durch alle umgebenden Bauteile.
In Fig. 5 wird das genannte Problem berücksichtigt. Es ist weiterhin ein Koppelkondensator C3 zwischen zweiter Wicklung W2 und zugeordneter Freilaufdiode Di angeschlossen, wobei der andere Anschluss von C3 mit einer ersten und zweiten Diode D6 und D7 verbunden ist. D7 liegt mit seinem anderen Anschluss an der ne- gativen ZwischenkreisSpannung -UWR und D6 ist mit einem weiteren Kondensator C4 verbunden, der an der positiven Leitung 2 bzw. an dem entsprechenden Anschluss des getakteten Schalters S0 angelegt ist. An dem Verbindungspunkt zwischen C4 und erster Diode D6 ist eine dritte Diode D5 angeschlossen, die mit ihrer Kathode an dem Verbindungspunkt zwischen Schalter S0 und der ersten Wicklung W1 liegt. Parallel zum Schalter S0 ist eine Freilaufdiode D0 vorgesehen, die auch in den anderen Ausführungsbeispielen vorhanden sein kann.
Damit der Koppelkondensator C3 klein gehalten werden kann (z.B. C3 = 100 nF) , sind die Wicklungen, wie o- ben erwähnt, unterschiedlich ausgelegt (W2 hat mehr Windungen) , so dass die Spannungsdifferenzen der Zwischenkreise sowohl bei kleiner Last als auch bei großer Last tolerabel bleiben. Kondensator C3 hat nicht mehr die Aufgabe (siehe Fig. 4) , die beiden Zwischen- kreiskondensatoren spannungsmäßig zusammenzuhalten. Vielmehr verhindert er im Zusammenspiel mit den Dioden D5, D6, D7 das Auftreten von schädlich hohen Spannungen über der Diode Dl aufgrund von Einschwingvorgängen an der Wicklung W2 beim Einschalten des Schalters S0.
Der Koppelkondensator C3 ist im Mittel auf die positive Zwischenkreisspannung +UWR aufgeladen. Bei geschlossenem Schalter S0 liegt der Anfang der Wicklung W2 auf der Spannung (USG + UWR) . Treten Überschwinger auf, so werden die Dioden D0, D5 und D6 leitend und begrenzen die Spannung an der zweiten Wicklung W2. Soll nur diese elementar wichtige Begrenzerfunktion realisiert werden, so kann auf die dritte Diode D5 und den Kondensator C4 verzichtet werden.
Mit der Diode D5 und dem Kondensator C4 wird eine zusätzliche Entlastung des Schalters S0 beim Ausschalten erreicht .
Ausgangsituation sei ein geschlossener Schalter S0 und ein entladener Kondensator C4. Wenn jetzt der Schalter öffnet, so versucht die Induktivität der Drosselspule den Stromfluss aufrecht zu erhalten. Da der Schalter nicht ideal schnell öffnet (insbesondere IGBTs) , treten im Schalter für eine gewisse Zeit gleichzeitig Strom und Spannung auf, was zu den so genannten Schaltverlusten führt . Diese können verringert werden, wenn eine Schaltentlastung vorgesehen wird, hier in Form des Kondensators C4. Sobald die Spannung über dem Schalter ansteigt, wird der Konden- sator C4 über die Diode D5 aufgeladen - der Drosselstrom fließt also im Idealfall vollständig durch D5 und C4 und der Schalter ist entlastet. Am Ende des Abschaltvorgangs ist der Kondensator C4 auf die Summe der Eingangsspannung USG und der negativen Zwischen- kreisspannung -UWR aufgeladen. Beim nächsten Einschalten des Schalters S0 wird die im Kondensator C4 gespeicherte Energie nahezu verlustfrei wieder an den Eingangskreis zurückgespeist, indem über die zweite Wicklung W2, den Koppelkondensator C3 sowie die erste Diode D6 ein Umladestrom so lange fließt, bis der
Kondensator C4 wieder vollständig entladen ist. Ein weiteres Umladen wird über die Dioden D5 und D0 verhindert. Damit die Umladung wie beschrieben funktioniert, ist C3 >> C4 zu wählen, was aber ohnehin auf- grund der Doppelfunktion von C3 gegeben ist. Die Schaltungen nach den Fign. 1 bis 5 können, auch komplementär aufgebaut werden. Die Fig. 6 zeigt beispielhaft den komplementären Aufbau der Schaltung nach Fig. 4.
In Fig. 6 liegt der positive Anschluss der Gleichspannungsquelle 1, d.h. des Solargenerators, auf dem Neutralleiter 3. Dies hat den Vorteil, dass alle Module des Solargenerators 1 ein negatives Potential gegenüber dem Erdpotential haben, was sich bei bestimmten Solarzellentypen vorteilhaft auf deren Wirkungsgrad auswirkt. Weiterhin liegt der Schalter S0 in der negativen Versorgungsspannungsleitung 6, was seine Ansteuerung schaltungstechnisch vereinfacht, insbesondere wenn mehrere parallel arbeitende Eingangsstufen vorgesehen sind. Als Schalter werden, wie schon erwähnt, bevorzugt MOS-FETs oder IGBTs vom N- Kanal-Typ eingesetzt. N-Kanal-Transistoren benötigen zur Ansteuerung eine positive Gate-Spannung von z.B. 15 V gegenüber dem Emitterpotential, wozu eine Hilfs- spannung zur Verfügung gestellt werden muss . Wenn mehrere Transistoren mit ihren Emittern auf dem gleichen Potential liegen, kann vorteilhafterweise eine gemeinsame Hilfsspannungsquelle genutzt werden.
Die Eingangsstufe bestehend aus dem Kondensator C0, dem Schalter S0, der Doppeldrossel DRi, den Freilauf- Dioden D1, D2 sowie dem Koppelkondensator C3 kann bei allen Ausführungsformen auch mehrfach vorgesehen sein und einen gemeinsamen Zwischenkreis bestehend aus den Zwischenkreiskondensatoren Ci, C2 speisen.
Dabei können die einzelnen Eingangsstufen an den mit den Leitungen 2 und 3 bzw. 3 und 6 verbundenen Ein- gangsklemmen angeschlossen sein und aus derselben Quelle gespeist werden. Vorteilhafterweise werden dabei die zugehörigen Schalter S0 zeitlich versetzt getaktet, so dass sich sowohl am Eingang, d.h. an den jeweiligen Kondensato- ren Co als auch am Ausgang, d.h. an den Kondensatoren Ci, C2, ein vergleichmäßigter Leistungsfluss ergibt, resultierend in einer geringeren Wechselstrombelastung dieser Kondensatoren. Weiterhin ist ein so genannter Master-Slave-Betrieb möglich, bei welchem die einzelnen Eingangsstufen abhängig von der momentan zu übertragenden Leistung zugeschaltet werden. Hierdurch kann der Wirkungsgradverlauf insbesondere im Teillastbereich deutlich verbessert werden.
Sind mehrere Eingangsstufen vorhanden, so können diese auch über getrennte Eingangsklemmen verfügen, die wiederum mit zugehörigen, auch unterschiedlichen Solargeneratoren oder anderen Gleichspannungsquellen verbunden sein können.
Im obigen Ausführungsbeispiel wird ein Solargenerator als Gleichspannungsquelle verwendet. Es können jedoch auch Brennstoffzellen oder Batterien oder dergleichen vorgesehen werden.

Claims

FRAUNHOFER-GESELLSCHAFT ...e.V. 067PCT 1528Patentansprüche
1. Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer Wechsel- Spannung oder eines Wechselstroms aus einer bezüglich eines Neutralleiters unipolaren Gleichspannungsquelle mit einem Wechselrichter, wobei die Gleichspannungsquelle (1) mit einem Wandler verbunden ist, der die unipolare Spannung der Gleichspannungsquelle in eine bipolare Zwischen- kreisspannung umwandelt, die in einer mit dem Wechselrichter verbundenen Pufferschaltung ge- speichert wird, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass der Wandler einen getakteten Schalter (S0) und eine als Doppeldrossel (DR1) mit zwei in enger Kopplung zueinander angeordneten Wicklungen (Wi, W2) ausgebildete Energiewandlereinheit um- fasst, die derart ausgebildet ist, dass die über den Schalter (S0) gelieferte Energie zwischengespeichert wird und daraus eine auf das Potential des Neutralleiters (3) bezogene invertierte Spannung und eine Spannung mit gleicher Polarität wie die unipolare Spannung erzeugt werden.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Pufferschaltung mindestens zwei Speicherkondensatoren (Ci, C2) auf- weist und jeder Wicklung (Wi, W2) der Doppeldrossel (DRi) eine Freilaufdiode (D1, D2) zugeordnet ist, durch die der jeweilige Ladestrom für die Speicherkondensatoren fließt.
3. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Schalter (S0) getaktet wird, und dass in der einen Schaltphase eine Energiespeicherung in dem mag- netischen Kreis der Doppeldrossel (DRi) stattfindet, und in der anderen Schaltphase in beiden Wicklungen eine Spannung derart induziert wird, dass der Ladestrom in den jeweiligen Kondensator (C1, C2) fließt.
4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Reihenschaltung aus dem Schalter (S0) und einer Wicklung (Wi) der Doppeldrossel (DRi) parallel zur Gleichspannungsquelle angeordnet ist.
5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen dem Verbindungspunkt zwischen Schalter (S0) und erster Wicklung (Wx) und einem der Speicherkondensatoren (C1, C2) und zwischen der zweiten Wick- lung (W2) und dem anderen der Speicherkondensatoren jeweils eine Freilaufdiode (D1, D2) geschaltet ist, wobei die jeweils anderen Anschlüsse der Wicklungen an dem Neutralleiter (3) liegen.
6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Wicklungen der Doppeldrossel derart geschaltet sind, dass die einen, mit Wicklungsenden bezeichneten Anschlüsse der Wicklungen (W1, W2) , auf ruhendem Potential liegen, und die anderen, mit Wicklungsanfängen bezeichneten Anschlüsse, den gleichen zeitlichen Spannungsverlauf haben.
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass der Wicklungsanfang der ersten Wicklung (W1) über eine Freilaufdiode (D1, D2) mit einem der Speicherkondensatoren (C1, C2) und ein Wicklungsende an dem Neutralleiter angeschlossen ist, und dass das Wicklungsende der zweiten Wicklung mit dem anderen der Speicherkondensatoren (C1, C2) und ihr Wicklungsanfang über die andere Freilaufdiode (D1, D2) mit dem Neutralleiter (3) verbunden sind.
8. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Wicklungen (W1, W2) der Doppeldrossel (DR1) gleiche Windungszahlen aufweisen.
9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Wicklungsanfänge der Wicklungen (W1, W2) der Doppeldrossel (DR1) über einen Koppelkondensator (C3) miteinander verbunden sind.
10. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass das Verhältnis der Windungszahlen der ersten (W1) und der zweiten Wicklung (W2) kleiner als 1 ist.
11. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite
Wicklung (W2) mit einer Begrenzerschaltung zum Begrenzen der Spannung an der zweiten Wicklung (W2) beim Schalen des getakteten Schalters (S0) verbunden ist .
12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Begrenzerschaltung einen mit der zweiten Wicklung verbundenen Koppel- kondensator (C3) und eine erste und zweite mit dem anderen Anschluss verbundene Diode (D6, D7) aufweist, wobei die zweite Diode (D7) an der negativen Zwischenkreisspannung (-tW liegt und die erste Diode (D6) mit dem Verbindungspunkt zwischen dem Schalter (S0) und der Wicklung (Wu
Leitung (2) verbunden ist.
13. Schaltungsanordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass eine Schaltung zur Entlastung des getakteten des getakteten Schalters (S0) beim Ausschalten vorgesehen ist, die einen
Kondensator (C4) und eine dritte Diode (D5) um- fasst .
14. Schaltungsanordnung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass der Kondensator (C4) und die dritte Diode (D5) jeweils mit den Anschlüssen des getakteten Schalters (S0) verbunden sind und der Verbindungspunkt zwischen Kondensator (C4) und dritter Diode (D5) an die erste Diode angeschlossen ist.
15. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Wicklungen der Doppeldrossel (DR1) bifilare Wicklungen sind.
16. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass der Wechselrichter als Halbbrücke (Si, S2) ausgebildet ist, wobei eine Einspeisedrossel (L1) zwischen den zwei Schaltern (S1, S2) der Halbbrücke angeschlossen ist .
17. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 16, dadurch gekennzeichnet, dass der Wechselrichter mehrphasig ausgebildet ist.
18. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 17, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen Neutralleiter (3) und Verbindungspunkt zwischen den Schaltern des als Halbbrücke ausgebildeten Wechselrichters zwei Freilaufzweige (S3, D3, S4,
D4) jeweils bestehend aus einem Schalter und einer Freilaufdiode geschaltet sind.
19. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass der Wech- selrichter zwei Paare von zwei in Reihe geschalteten elektronischen Schaltern (Si, S3; S2, S4) aufweist, wobei der Verbindungspunkt der Paare mit einer Einspeisedrossel (Li) verbunden ist und die Verbindungspunkte der Schalter jeweils eines Paares über Freilaufdioden mit dem Neutralleiter verbunden sind, wobei eine Steuereinrichtung die Schalter jeweils eines Paares in der Weise steuert, dass der eine Schalter (S3, S4) geschlossen ist und der andere (Si, S2) getaktet wird.
20. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 19, dadurch gekennzeichnet, dass die Gleichspannungsquelle (1) ein Solargenerator, eine Brennstoffzelle und/oder eine Batterie ist.
21. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 20, dadurch gekennzeichnet, dass die als Solargenerator ausgebildete Gleichspannungsquelle mit ihrem negativen Anschluss mit dem Neutralleiter verbunden ist und alle Module der Gleich- Spannungsquelle ein positives Potential gegenüber dem Neutralleiter (3) aufweisen.
22. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 20, dadurch gekennzeichnet, dass die als So- largenerator ausgebildete Gleichspannungsquelle mit ihrem positiven Anschluss mit dem Neutralleiter (3) verbunden ist und alle Module der Gleichspannungsquelle ein negatives Potential gegenüber dem Neutralleiter (3) aufweisen.
23. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 22, dadurch gekennzeichnet, dass eine Mehrzahl von Eingangsstufen bestehend aus elektronischem Schalter (S0) , Doppeldrossel (DR1) und zu- geordneten Freilaufdioden (Di, D2) und gegebenenfalls Koppelkondensator (C3) , erste bis dritte Diode (D6, D7, D5) und Kondensator (C4) vorhanden ist und in gemeinsame Pufferkondensatoren (Ci, C2) speisen.
24. Schaltungsanordnung nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, dass die einzelnen Eingangsstufen parallel geschaltet sind und abhängig von der momentan zu übertragenden Leistung zuschalt- bar sind.
25. Schaltungsanordnung nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, dass die Mehrzahl Eingangsstufen unabhängig voneinander benutzbar sind und gleichzeitig aus unterschiedlichen Quellen wie Solargeneratoren, Brennstoffzellen oder Batte- rien gespeist werden.
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