DE19732218C1

DE19732218C1 - Transformatorlose Wechselrichter-Schaltungsanordnung

Info

Publication number: DE19732218C1
Application number: DE1997132218
Authority: DE
Inventors: Dirk Schekulin
Original assignee: Individual
Current assignee: Schekulin Dirk Dr-Ing Arbon Ch
Priority date: 1997-07-26
Filing date: 1997-07-26
Publication date: 1999-03-18
Anticipated expiration: 2017-07-27

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine transformatorlose Wech selrichter-Schaltungsanordnung nach dem Oberbegriff des An spruchs 1. Derartige Wechselrichter-Schaltungsanordnungen werden beispielsweise zur Ankopplung von Photovoltaikanlagen oder Windgeneratoranlagen, insbesondere solche im kleineren Leistungsbereich, an Stromverbundnetze verwendet.

Wechselrichter mit potentialtrennenden Transformatoren, z. B. Niederfrequenz-Transformatoren, besitzen bekanntermaßen einen relativ niedrigen Wirkungsgrad bei gleichzeitig verhältnismä ßig hohem Gewicht und Bauvolumen. Daher wird häufig der Ein satz transformatorloser Wechselrichter in Betracht gezogen. Herkömmliche Wechselrichter dieser Art haben jedoch mit Pro blemen hinsichtlich elektromagnetischer Verträglichkeit (EMV) und hohen Systemspannungen zu kämpfen.

In der Veröffentlichung B. Burger, Der BWR-2500 - trafoloser Wechselrichter mit höchstem Wirkungsgrad, Symp. PV Solar energie; OTTI, Staffelstein, März 1994, Seite 556-560 wird ein transformatorloser Wechselrichter zur Ankopplung ei ner Photovoltaikanlage an ein Wechselspannungsnetz vorge stellt, der aus nur drei leistungsführenden Komponenten auf gebaut ist, und zwar einem gleichstromseitigen Glättungskon densator, einer wechselstromseitigen Induktivität und einer zwischenliegenden Wechselrichterbrücke, die aus einer Kombi nation von vier Taktschaltern, speziell Leistungshalbleiter schaltern in Form von MOSFETs und IGBTs, besteht und die Gleichspannung des Solargenerators in eine pulsweitenmodu lierte Wechselspannung wandelt. Die Ausgangsleistung des So largenerators wird mittels eines sogenannten MPP-Reglers ma ximiert, der zusätzlich den Wechselrichter entsprechend an steuert. Die Wechselrichterbrücke ist in einer üblichen Weise mit ihren beiden äußeren Anschlüssen mit einem jeweiligen Gleichspannungsanschluß und mit ihren beiden Mittelabgriffen mit einem jeweiligen Wechselspannungsanschluß verbunden.

In der Veröffentlichung B. Gruß et al., 12. Symp. PV Solar energie, OTTI, Staffelstein, 26. bis 28. 02. 1997, Seite 324-328 sind weitere transformatorlose Wechselrichterschaltungen be schrieben, sowohl in einphasiger wie auch in dreiphasiger Ausführung. Unter anderem werden für Anwendungen mit gegen über der Wechselspannung geringerer Gleichspannung Wechsel richterschaltungen vorgeschlagen, die aus zwei kombiniert symmetrisch zusammengeschalteten hoch-/tiefsetzenden DC/DC- Wandlerschaltkreisen bestehen, und zwar entweder aus zwei Wandlern vom sogenannten Zeta-Typ, der nichtinvertierend ar beitet, oder aus zwei Wandlern vom sogenannten Cuk-Typ, der invertierend arbeitet. In beiden Varianten sind die jeweili gen Wandlerschaltkreise gleichspannungsseitig parallel und wechselspannungsseitig in Serie geschaltet. Die Wechselstrom quelle bzw. -last liegt dabei zwischen je einem wechselstrom seitigen Anschluß jedes Wandlers, deren beiden anderen wech selstromseitigen Anschlüsse miteinander und mit je einem gleichspannungsseitigen Anschluß kurzgeschlossen und mit dem einen Anschluß der Gleichspannungsquelle verbunden sind. Mit ihrem jeweils anderen gleichstromseitigen Anschluß sind die Wandler an den anderen Anschluß der Gleichspannungsquelle an geschlossen.

Eine weitestgehend ähnliche Wechselrichterschaltung aus- zwei symmetrisch zusammengeschalteten Zeta-Wandlern ist in der Of fenlegungsschrift DE 196 03 823 A1 offenbart. Dort ist außer dem eine dreiphasige transformatorlose Wechselrichterschal tung gezeigt, die pro Phase je einen Zeta-Wandler beinhaltet, wobei die drei Zeta-Wandler gleichspannungsseitig parallel an die Gleichspannungsquelle angeschlossen sind, während die je weilige Wechselspannungsphase vom Ausgang der Glättungsinduk tivität des betreffenden Zeta-Wandlers bereitgestellt wird. Ohne hierfür eine schaltungstechnische Realisierung anzuge ben, ist dort zudem die Möglichkeit einer transformatorlosen Wechselrichter-Schaltungsanordnung mit zwei DC/DC-Wandler schaltkreisen angegeben, die gleichstromseitig und wechsel stromseitig parallel geschaltet sind.

Es ist bekannt, daß es für Wandlerschaltkreise mit Leistungs halbleiterschaltern günstig und möglich ist, diese resonant zu schalten, d. h. ein sogenanntes Nullspannungsschalten zu realisieren, siehe z. B. die Veröffentlichung R. Redl et al., Insulated-Gate-Transtistor Drivers for Soft-Switching Conver ters, Synchronous Rectifiers, and ZVS/ZCS Active Snubbers, Power Conversion, June 1994 Proceedings, Seite 103-108.

Der Erfindung liegt als technisches Problem die Bereitstel lung einer transformatorlosen Wechselrichter-Schaltungsanord nung zugrunde, die mit relativ geringem Aufwand, Gewicht und Bauvolumen realisiert werden kann und sich bei Bedarf mit ho her Personensicherheit und geringen EMV-Problemen auslegen läßt.

Die Erfindung löst dieses Problem durch die Bereitstellung einer transformatorlosen Wechselrichter-Schaltungsanordnung mit den Merkmalen des Anspruchs 1. Bei dieser Schaltungsan ordnung sind ein invertierender und ein nichtinvertierender hoch-/tiefsetzender Spannungswandlerschaltkreis in einer spe ziellen Weise derart zur Realisierung einer Wechselrichter schaltung kombiniert zusammengeschaltet, daß zum einen eines oder mehrere elektrische Bauelemente von beiden Wandler schaltkreisen gemeinsam genutzt werden, was zur Bauteiler sparnis beiträgt, und zum anderen eine potentialfeste Direkt leiterverbindung zwischen einem der beiden Gleichspannungsan schlüsse und einem der Wechselspannungsanschlüsse gebildet ist. Die Schaltung läßt sich mit relativ wenigen Bauteilen transformatorlos und daher mit geringem Gewicht und Bauvolu men sowie niedrigen Kosten realisieren.

Durch die Verwendung hoch-/tiefsetzender Wandlerschaltkreise können bei Bedarf gleichspannungsseitig Systemspannungen deutlich unter der wechselspannungsseitigen Systemspannung eingesetzt werden, mit entsprechenden Vorteilen hinsichtlich Personensicherheit, d. h. Berührspannungsschutz auf der Gleichspannungsseite. Aufgrund des Vorhandenseins einer po tentialfesten Direktleiterverbindung, d. h. einer auf festem Potential bleibenden Leiterverbindung, zwischen einem der beiden Gleichspannungsanschlüsse und einem der Wechselspan nungsanschlüsse ist es bei Bedarf möglich, diese Direktlei terverbindung als Nulleiter des Systems zu verwenden und dar an beispielsweise den Minusanschluß der Gleichspannungsquelle anzukoppeln, was zur Vermeidung von EMV-Problemen von großem Vorteil ist. Die beiden Wandlerschaltkreise sind außerdem durch die Wechselrichterschaltung dergestalt ineinander ver schachtelt zusammengeschaltet, daß über zwei parallele wech selstromseitige Ausgänge mittels gegenläufiger Ansteuerung von dort vorgesehenen Taktschaltermitteln während der einen Wechselspannungshalbwelle der eine Wandlerschaltkreis und während der anderen Wechselspannungshalbwelle der andere Wandlerschaltkreis wechselstromseitig an die Wechselspan nungsquelle bzw. -last angekoppelt sind.

Bei einer nach Anspruch 2 weitergebildeten Wechselrichter- Schaltungsanordnung ist der invertierende Wandlerschaltkreis vom Cuk-Wandlertyp, während der nichtinvertierende Wandler schaltkreis vom Zeta-Wandlertyp ist. Diese beiden Wandlerty pen lassen sich mit hohem Grad an gemeinsamer Bauteilnutzung in einer Wechselrichterschaltung unter Beibehaltung der po tentialfesten Direktleiterverbindung zwischen Gleichstrom- und Wechselstromseite integrieren.

Eine nach Anspruch 3 weitergebildete Wechselrichter-Schal tungsanordnung ist so ausgelegt, daß sich die beiden Wandler schaltkreise wenigstens die gleichspannungsseitige Induktivi tät teilen. Zwei alternative, vorteilhafte Ausgestaltungen dieser Maßnahme sind durch die Schaltungsanordnungen nach An spruch 4 bzw. Anspruch 5 oder 6 gegeben. Die Anordnung nach Anspruch 4 kommt mit zwei Induktivitäten, vier Taktschaltern, zwei Kondensatoren und einer Diodenanordnung aus, und die An ordnung nach Anspruch 5 benötigt zwar sechs Taktschalter, je doch nur einen einzigen Kondensator, wobei sie zudem ohne Di odenanordnung auskommt. Die Einsparung eines Kondensators ist von besonderem Vorteil, da die hier zweckmäßigerweise zu ver wendenden Elektrolytkondensatoren kritische Elemente hin sichtlich Aufwand und Bauraum darstellen.

Eine nach Anspruch 7 weitergebildete Schaltungsanordnung be inhaltet eine der gleichstromseitigen Induktivität seriell zugeordnete Diode. Diese verhindert eine Stromrichtungsumkehr durch die gleichstromseitige Induktivität, um dem Effekt der Rückspeisung von Kondensatorenergie über die Inversdioden der hochfrequent getakteten Taktschalter zu begegnen, was den Wirkungsgrad und das Verhalten bei resonantem Schalten ver bessern kann. Eine weitere, diesem Zweck dienende Maßnahme ist die in Weiterbildung der Erfindung nach Anspruch 8 vorge sehene Ausführung der gleichstromseitigen Induktivität als nichtlineare Drossel, die bei kleinen Stromstärken eine we sentlich höhere Induktivität als bei großen Stromstärken be sitzt, so daß kein Lückbetrieb auftritt.

Eine nach Anspruch 9 weitergebildete Schaltungsanordnung er möglicht ein transientes resonantes Schalten der hochfrequent getakteten Taktschalter, indem diesen parallele Kondensatoren zugeordnet sind und eine Weitere Induktivität über zusätzli che Taktschalter an die gleichstromseitige Induktivität par allel angekoppelt und über Dioden mit den Gleichstromspan nungsanschlüssen verbunden ist. Durch geeignetes Ansteuern dieser zusätzlichen Taktschalter können die hochfrequent ge takteten Taktschalter zum Umschalten in ihren spannungslosen Zustand gebracht werden, so daß sich ein verlustfreies tran sientes resonantes Schalten realisieren läßt und weiterhin mit konventionellen Ansteuerverfahren, wie Pulsbreitenmodula tion, gearbeitet werden kann. Eine alternative Ausgestaltung der Erfindung zur Erreichung dieses Zwecks ist durch die Schaltungsanordnung nach Anspruch 10 gegeben. In dieser Schaltung werden die Freilaufdioden der hochfrequent getakte ten Taktschalter mitgenutzt, um diese Schalter in ihren span nungslosen Zustand zu bringen, so daß als zusätzliche Bauele mente für die Realisierung des resonanten, verlustlosen Schaltens nur noch die Kondensatoren, die weitere gleich stromseitige Induktivität, ein dieser zugeordneter Taktschal ter und eine Diode benötigt werden.

Eine nach Anspruch 11 weitergebildete Wechselrichter- Schaltungsanordnung ist dreiphasig ausgelegt, so daß damit eine Gleichspannungsquelle an ein Drehstromnetz angekoppelt werden kann, wobei die zugehörige Wechselrichterschaltung wiederum mit relativ wenig Bauteilen auskommt und eine poten tialfeste Direktverbindung bereitstellt, was sich insbesonde re dazu nutzen läßt, einen Gleichspannungsanschluß mit dem Neutralleiter des Drehstromnetzes potentialfest direkt zu verbinden.

In Weiterbildung der Erfindung nach Anspruch 12 bestehen die verwendeten Taktschalter aus Leistungshalbleiterschaltern mit zugehöriger Freilaufdiode.

Eine nach Anspruch 13 weitergebildete Wechselrichter-Schal tungsanordnung umfaßt eine spezielle, vorteilhafte Realisie rung der Schalteransteuerungsmittel, durch welche die Schalt vorgänge optimal an die Strom-/Spannungsverhältnisse auf der Gleichspannungs- und der Wechselspannungsseite angepaßt, d. h. in Abhängigkeit davon eingeregelt werden können. Bei geeigne ter Auslegung der Taktschalter und gegebenenfalls der Dioden anordnung der Wechselrichterschaltung können die hochfrequent getakteten Taktschalter statt hart auch resonant geschaltet werden, d. h. es ist ein sogenanntes Nullspannungsschalten möglich.

Eine nach Anspruch 14 weitergebildete Wechselrichter-Schal tungsanordnung umfaßt gegenüber denjenigen von Anspruch 9 da hingehend modifizierte Schalteransteuerungsmittel, daß eine Zustandsregelung für den Wechselstrom erreicht wird, d. h. ei ne Regelung unter Berücksichtigung des Zustands der energie tragenden Bauteile des Systems.

Eine Ausgestaltung der Erfindung gemäß Anspruch 15 sieht zwecks Verwendung der Schaltungsanordnung zur Ankopplung ei ner Photovoltaikanlage an ein Wechselstromnetz einen MPP- Regler in den Schalteransteuerungsmitteln vor, dessen Aus gangssignal den Gleichspannungs-Sollwert für die nachfolgen den Regelungskomponenten repräsentiert. In weiterer Ausge staltung dieser Maßnahme sind nach Anspruch 16 dem MPP-Regler entweder ein von einem nachgeschalteten Gleichspannungsregler rückgeführtes Reglerausgangssignal oder die gemessenen Ist werte von Gleichstrom und Gleichspannung auf der Solargenera torseite der Wechselrichterschaltung als Eingangsgrößen zur Sollwertermittlung zugeführt.

Vorteilhafte Ausführungsformen der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden nachfolgend beschrieben. Hierbei zeigen:

Fig. 1 ein Schaltbild einer Wechselrichterschaltung einer transformatorlosen Wechselrichter-Schaltungsanordnung mit Cuk- und Zeta-Wandlerfunktionalität unter Verwen dung zweier Kondensatoren,

Fig. 2 ein Schaltbild einer Variante der Wechselrichter schaltung von Fig. 1 unter Verwendung nur eines Kon densators,

Fig. 3 ein Schaltbild einer drei- statt einphasigen Variante der Schaltung von Fig. 1,

Fig. 4 ein Schaltbild einer drei- statt einphasigen Variante der Schaltung von Fig. 2,

Fig. 5 ein Schaltbild der Ankopplung einer Photovoltaikanla ge an ein Wechselstromnetz unter Verwendung der Wech selrichterschaltung von Fig. 1,

Fig. 6 ein Blockschaltbild einer Schaltersteuerung zur An steuerung der Taktschalter der Wechselrichterschal tung von Fig. 5,

Fig. 7 ein Blockschaltbild einer Variante für einen Teil der Schaltersteuerung von Fig. 6,

Fig. 8 ein Schaltbild einer für transientes resonantes Schal ten geeigneten Variante der Schaltungsanordnung von Fig. 1 und

Fig. 9 ein Schaltbild einer weiteren, für transientes reso nantes Schalten geeigneten Variante der Schaltungsan ordnung von Fig. 1.

Die in Fig. 1 dargestellte Wechselrichterschaltung beinhaltet eine spezielle Zusammenschaltung eines Cuk-artigen, invertie renden Wandlerschaltkreises und eines nichtinvertierenden, zeta-artigen Wandlerschaltkreises, die jeweils während einer Wechselspannungshalbwelle aktiv sind. Die Schaltung besteht aus zwei Induktivitäten L1, L2, zwei Elektrolytkondensatoren C1, C2, vier als Taktschalter dienende Leistungshalbleiter schalter S1 bis S4 mit integrierter Freilaufdiode, z. B. bei Verwendung von MOSFETs, oder dem Schaltbauteil zugeordneter Freilaufdiode, wie im Fall von IGBTs, und einer Diodenanord nung aus zwei Dioden D1, D2. Der eine Anschluß G1 der Gleichsspannungsquelle bzw. -last G ist mit einer durchgehen den Leiterverbindung 1, in der keine Schaltungsbauelemente liegen, direkt potentialfest mit einem Anschluß W1 der Wech selspannungsquelle bzw. -last W verbunden. Das Vorhandensein dieser potentialfesten Direktleiterverbindung 1 des- einen Gleichspannungsanschlusses G1 mit dem einen Wechselspannungs anschluß W1, der z. B. einen Nulleiter eines Wechselstromnet zes bilden kann, wirkt sich sehr positiv auf die Vermeidung von EMV-Problemen aus.

Zwischen die beiden Gleichspannungsanschlüsse G1, G2 ist eine Reihenschaltung aus einem ersten Taktschalter S1, einer er sten, gleichspannungsseitigen Induktivität L1 und einem zwei ten Taktschalter S2 eingeschleift. Vor dem zweiten Wechsel spannungsanschluß W2 liegt die zweite Induktivität L2. Vom anderen Anschluß dieser wechselstromseitigen Induktivität L2 führt ein erster Stromkreiszweig; der in Serie einen weiteren Taktschalter S4 und den ersten Kondensator C1 enthält, zum einen Anschluß der gleichstromseitigen Induktivität L1, wäh rend ein zweiter Stromkreiszweig, der in Serie den weiteren Taktschalter S3 und den zweiten Kondensator C2 enthält, von diesem Anschluß der zweiten Induktivität L2 zum anderen An schluß der gleichstromseitigen Induktivität L1 führt.

Mit dieser aus vergleichsweise wenig Bauteilen bestehenden Wechselrichterschaltung ist eine Spannungsumwandlung mit ho hem Wirkungsgrad ohne EMV-Probleme durchführbar. Die Funk tionsweise der Schaltung ergibt sich dabei wie folgt.

Die beiden der wechselstromseitigen Induktivität L2 benach barten, parallelen Taktschalter S3, S4 werden gegenläufig mit der Wechselspannungsfrequenz der Wechselstromquelle W ge schaltet. Von den beiden anderen Taktschaltern S1, S2 wird gegenläufig mit der Wechselspannungsfrequenz jeweils der eine während einer Wechselspannungshalbwelle im geschlossenen, d. h. leitenden Zustand gehalten, während der jeweils andere Taktschalter hochfrequent, d. h. mit einer gegenüber der Wech selspannungsfrequenz wesentlich höheren Frequenz getaktet wird, und zwar mit moduliertem Tastverhältnis derart, daß die wechselspannungsseitige, gewandelte Spannung und vor allem der zugehörige, über die wechselstromseitige Induktivität L2 fließende Wechselstrom einen möglichst gut sinusförmigen Ver lauf aufweisen. Diese Art der Spannungswandlung ist an sich bekannt, siehe auch die eingangs erwähnte Literatur, und be darf hier keiner näheren Erläuterung.

Speziell werden die Taktschalter S1 bis S4 so angesteuert, daß während positiver Wechselspannungshalbwellen der zweite Taktschalter S2 und der vierte Taktschalter S4 leitend gehal ten werden, während der dritte Taktschalter S3 sperrend ge halten wird. Der erste Taktschalter S1 wird hochfrequent ge taktet. Dadurch ist während dieses Zeitraums positiver Wech selspannungshalbwellen ein Zeta-Wandlerschaltkreis der Schal tung aktiv, der aus dem ersten Taktschalter S1, der ersten Induktivität L1, dem ersten Kondensator C1, der zweiten Diode D2 und der zweiten Induktivität L2 besteht. Die erste Diode D1 sperrt während dieses Zeitraums. Da der Zeta- Wandlerschaltkreis ein nichtinvertierender Wandlerschalt kreis ist, wird von ihm die Gleichspannung in deren akti vem Zeitraum in die positive Wechselspannungshalbwelle oder bei Bedarf durch entsprechende Auslegung der Schaltung auf bidirektionale Funktionsfähigkeit umgekehrt die positive Halbwelle der Wechselspannung U_W in die Gleichspannung U_G ge wandelt. Wegen der hoch-/tiefsetzenden Eigenschaft des Zeta- Wandlerschaltkreises kann die Gleichspannung U_G bei Bedarf deutlich kleiner als der Effektivwert der Wechselspannung U_W sein. Die Wahl einer niedrigen Gleichspannung U_G bietet Vor teile hinsichtlich des Berührspannungsschutzes, z. B. bei An kopplung einer Photovoltaikanlage im niedrigen Leistungsbe reich an ein öffentliches Stromnetz.

In den Zeiträumen der negativen Wechselspannungshalbwelle werden der erste Taktschalter S1 und der dritte Taktschalter S3 im leitenden Zustand gehalten. Der vierte Taktschalter S4 wird im sperrenden Zustand gehalten. Der zweite Taktschalter S2 wird hochfrequent getaktet. Auf diese Weise bilden die nun aktiven Komponenten der Wechselrichterschaltung einen Cuk- Wandlerschaltkreis, bestehend aus der erste Induktivität L1, dem zweiten Taktschalter S2, dem zweiten Kondensator C2, der ersten Diode D1 und der zweiten Induktivität L2. Die zweite Diode D2 sperrt in diesem Zeitraum. Der Cuk- Wandlerschaltkreis ist bekanntermaßen ein invertierender, hoch-/tiefstellender Wandler, so daß er sich zur Wandlung der Gleichspannung U_G in die negative Halbwelle der Wechselspan nung U_W oder umgekehrt eignet.

Die obigen Erläuterungen machen deutlich, daß die Wechsel richterschaltung von Fig. 1 eine spezielle, vorteilhafte Kom bination eines Zeta-Wandlers und eines Cuk-Wandlers dar stellt, bei der die Induktivitäten von beiden Wandlern ge meinsam genutzt werden. Außerdem wird durch die Anordnung und Ansteuerung der Taktschalter S1 bis S4 dafür gesorgt, daß während positiver Wechselspannungshalbwellen der Zeta- Wandlerschaltkreis aktiv und gleichzeitig der Cuk- Wandlerschaltkreis inaktiv und während der negativen Wech selspannungshalbwellen umgekehrt der Cuk-Wandler aktiv und der Zeta-Wandler inaktiv ist.

Anstelle der Diodenanordnung mit den beiden Dioden D1 und D2 kann alternativ eine Diodenanordnung verwendet werden, die in Fig. 1 gestrichelt angedeutet ist. Diese alternative Dioden anordnung beinhaltet zwei seriell und gegensinnig zwischen die potentialfeste Direktleiterverbindung 1 und die zweite Induktivität L2 auf ihrer dem zweiten Wechselspannungsan schluß W2 abgewandten Seite eingeschleifte Dioden D3, D4, de nen jeweils ein parallel geschaltetes, ansteuerbares Schalt element S5, S6 zugeordnet ist. Die aktive Funktion der zwei ten Diode D2 wird dann von der Diode D4 übernommen, indem während der entsprechenden Wechselspannungshalbwelle deren paralleles Schaltelement S6 sperrend und das andere Schalt element S5 der Diodenanordnung leitend gehalten wird. Während den Wechselspannungshalbwellen gegensinniger Polarität wird entsprechend die aktive Funktion der ersten Diode D1 von der Diode D3 übernommen, indem deren paralleles Schaltelement S5 sperrend und das andere Schaltelement S6 der Diodenanordnung leitend gehalten wird. Die Verwendung dieser Diodenanordnung mit den Dioden D3, D4 und den Schaltelementen S5, S6 kann ge gebenenfalls für das dynamische Verhalten von Vorteil sein, wenn die Induktivität L2 relativ groß gewählt wird. Denn die Ausgangsspannung kann in diesem Fall problemlos voreilend um gepolt werden.

Fig. 2 zeigt eine Variante der Schaltung von Fig. 1, wobei funktionell gleiche Komponenten mit denselben Bezugszeichen versehen sind. Die modifizierte Schaltung von Fig. 2 beinhal tet nur noch einen einzigen (Elektrolyt-)Kondensator C, der vom invertierenden und nichtinvertierenden Wandlerkreis ge meinsam genutzt wird. Um diese gemeinsame Kondensatornutzung zu ermöglichen, beinhaltet diese Schaltung gegenüber derjeni gen von Fig. 1 zwei zusätzliche Taktschalter S7, S8. Da sich Taktschalter in Form von Leistungshalbleiterschaltern, wie MOSEFTs und IGBTs, kostengünstig mit geringem Platzbedarf fertigen lassen, bringt die Einsparung eines Kondensators für die Schaltung von Fig. 2 gegenüber derjenigen von Fig. 1 eine weitere Aufwand- und Bauraumersparnis. Es zeigt sich, daß die Schaltung von Fig. 2 die an eine Wechselrichterschaltung die ser Art gestellten Anforderungen hinsichtlich Umwandlung ei ner Gleichspannung in eine sinusförmige Wechselspannung mit demgegenüber je nach Bedarf größerem, kleinerem oder gleich großem Effektivwert oder hinsichtlich einer Spannungswandlung in umgekehrter Richtung voll erfüllt. Die Ansteuerung der Taktschalter S1 bis S4 erfolgt dabei wie zu Fig. 1 beschrie ben. Mit den zusätzlichen Taktschaltern S7, S8 wird der Kon densator C für jede Wechselspannungshalbwelle in jeweils richtiger Weise angekoppelt. Dazu ist der Kondensator C pa rallel zur gleichstromseitigen Induktivität L1 über je einen der beiden Taktschalter S7, S8 eingeschleift, und die beiden Taktschalter S3, S4, die in ihrer Position gegenüber Fig. 1 vertauscht sind, führen vom jeweiligen Kondensatoranschluß zum zugehörigen Anschluß der wechselstromseitigen Induktivi tät L2.

Während des invertierenden Wandlerbetriebs, d. h. während der negativen Wechselspannungshalbwellen, werden die Taktschalter S1, S3 und S8 in ihren leitenden Zustand gesteuert, und die Taktschalter S4 und S7 werden in ihren sperrenden Zustand ge steuert. Der Taktschalter S2 wird zur Erzeugung des sinusför migen Wechselstromverlaufs über die wechselstromseitige In duktivität L2 hochfrequent und pulsweitenmoduliert getaktet. In diesem Betrieb ist folglich derjenige Teil der Wechsel richterschaltung aktiv, der als invertierender Wandlerschalt kreis wirkt, d. h. die beiden Induktivitäten L1, L2, der Kon densator C und der hochfrequent angesteuerte Taktschalter S2. Wenn optional die Diode D1 zusammen mit einem in Reihe zu ihr liegenden Schaltelement S9 in der Schaltung von Fig. 2 vorge sehen wird, wie dort gestrichelt als Option angedeutet, wird während des invertierenden Wandlerbetriebs das Schaltelement S9 leitend geschaltet, wodurch die Diode D1 aktiv Strom führt. Dies realisiert dann einen echten Cuk-Wandlerbetrieb. Ebenso besteht wie schon in Fig. 1 auch bei der Schaltung von Fig. 2 die optionale Möglichkeit, die Diodenanordnung mit den Dioden D3 und D4 sowie den zugehörigen Schaltelementen S5 und S6 einzusetzen.

Während der nichtinvertierenden Betriebsphasen, d. h. in den Zeiträumen der positiven Wechselspannungshalbwellen, werden die Taktschalter S2, S4 und S7 in ihren leitenden Zustand ge steuert, während die Taktschalter S3 und S8 sperrend geschal tet werden. Der Taktschalter S1 wird zur Umwandlung der Gleichspannung in die positiven Sinushalbwellen hochfrequent und unter Modulation des Tastverhältnisses getaktet. Auf die se Weise ist ein zeta-artiger Wandlerschaltkreis der Wechsel richterschaltung aktiv, der den getakteten Schalter S1, die beiden Induktivitäten L1, L2 und den Kondensator C umfaßt. Die Funktion der Diode D2 von Fig. 1 wird hier von der Frei laufdiode des Taktschalters S8 übernommen.

Die Wechselrichterschaltung von Fig. 2 realisiert somit eine Zusammenschaltung eines invertierenden und eines nichtinver tierenden Wandlerschaltkreises derart, daß diese sich gemein sam einen einzigen Kondensator C sowie die beiden Induktivi täten L1, L2 teilen, ohne daß weitere Kondensatoren und In duktivitäten benötigt werden. Auch bei der Schaltung von Fig. 2 ist der eine Gleichspannungsanschluß G1 über die potential feste Direktleiterverbindung 1 mit einem Wechselspannungsan schluß W1 verbunden, was die zu Fig. 1 genannten Vorteile bietet. Auch im übrigen gelten die zur Schaltung von Fig. 1 oben angegebenen vorteilhaften Eigenschaften ebenso für die Schaltung von Fig. 2.

Fig. 3 zeigt eine dreiphasige Wechselrichterschaltung, die in ihrem Grundaufbau der Schaltung von Fig. 1 entspricht und demgegenüber wechselstromseitig um zwei Phasen erweitert ist. Der Übersichtlichkeit halber sind funktionell gleiche Elemen te der Schaltung mit denselben Bezugszeichen bezeichnet wie in Fig. 1. Die Schaltung von Fig. 3 dient zur Ankopplung des Gleichstromnetzes G an ein Drehstromnetz DN mit drei Phasen DN1, DN2, DN3. Der gleichstromseitige Teil der Schaltung von Fig. 3 ist mit derjenigen von Fig. 1 identisch. Der wechsel stromseitige Teil der einphasigen Schaltung von Fig. 1 bildet in der Schaltung von Fig. 3 die Ankopplung an die erste Dreh stromphase DN1. Die beiden anderen Phasen DN2, DN3 sind in gleicher Weise wie die erste Phase DN1 über eine jeweilige wechselstromseitige Induktivität L3, L4 und ein jeweiliges, zum seriellen Taktschalterpaar S3, S4 parallel liegendes se rielles Taktschalterpaar S10, S11 bzw. S12, S13 angekoppelt. Der eine, z. B. negative Gleichspannungsanschluß G1 ist wie derum über die potential-feste Direktleiterverbindung 1 mit einem Anschluß jeder Drehstromphase verbunden und bildet dort vorzugsweise den Nulleiter. Optional kann zwischen der Di rektleiterverbindung 1 und dem einen Ende der wechselstrom seitigen Induktivität L2, L3, L4 jeder Drehstromphase eine jeweilige Diodenanordnung DA1, DA2, DA3 entsprechend der An ordnung mit den Dioden D3, D4 und den Schaltelementen S5, S6 von Fig. 1 anstelle der beiden Dioden D1, D2 vorgesehen sein.

Somit sind für die Ankopplung der Gleichspannungsquelle G an das Drehstromnetz DN durch die Wechselrichterschaltung von Fig. 3 nur verhältnismäßig wenige elektrische Bauelemente er forderlich, in dem die beiden Kondensatoren C1, C2 und die gleichstromseitige Induktivität L1 für alle drei Phasen DN1, DN2, DN3 gemeinsamen genutzt wird. Die Aufteilung des von dieser dreiphasigen Wechselrichterschaltung erzeugten Wech selspannungssignal auf die drei Drehstromphasen DN1, DN2, DN3 erfolgt durch entsprechende drehstromangepaßte Ansteuerung der verschiedenen Leistungshalbleiterschalter S1, S2, S3, S4, S10, S11, S12, S13. Im übrigen ergeben sich für die dreipha sige Wechselrichterschaltung von Fig. 3 dieselben Vorteile wie für die einphasige Schaltung von Fig. 1.

Fig. 4 zeigt in Analogie zu Fig. 3 eine Erweiterung der ein phasigen Wechselrichterschaltung von Fig. 2 zu einer dreipha sigen Schaltung zwecks Ankopplung der Gleichspannungsquelle G an das Drehstromnetz DN, wobei funktionell gleiche Elemente wie in den Fig. 2 und 3 wiederum mit denselben Bezugszeichen versehen sind. Die Schaltung von Fig. 4 entspricht gleich stromseitig, d. h. einschließlich des einzigen Kondensators c, der Schaltung von Fig. 2, während ihr wechselstromseitiger Teil identisch mit demjenigen von Fig. 3 ist, mit der Ausnah me, daß die wechselstromseitigen Taktschalter S3, S4, S10, S11, S12, S13 mit gegenüber Fig. 3 umgekehrt gepolten Frei laufdioden eingeschleift sind. Die Betriebsweise der Schal tung von Fig. 4 entspricht derjenigen der Fig. 2 mit der Mo difikation, daß die verschiedenen Taktschalter S1 bis S4, S7, S8, S10 bis S13 drehstromangepaßt angesteuert werden, wie dies dem Fachmann an sich geläufig ist. Für echten Cuk- Wandlerbetrieb während der invertierenden Betriebsphasen kön nen optional wiederum die Diodenanordnung mit der Diode D1 und dem Schaltelement S9 oder alternativ die Diodenanordnun gen DA1, DA2, DA3 vorgesehen sein.

Alle oben beschriebenen Wechselrichterschaltungen können bei Bedarf für resonantes Schalten, d. h. Nullspannungsschalten, ausgelegt werden. Dazu brauchen lediglich den beiden Takt schaltern S1, S2 parallele Kapazitäten zugeordnet werden. Al ternativ kann eine solche Kapazität parallel zur gleichstrom seitigen Induktivität L1 angeordnet werden. Bei Verwendung der Dioden D1 und D2 ist diesen zusätzlich ein paralleles Schaltelement zuzuordnen, entsprechend den Schaltelementen S5 und S6 für die Dioden D3 und D4 bei der alternativen Dioden anordnung.

Fig. 5 zeigt eine Anwendung der Wechselrichterschaltung von Fig. 1 zur Ankopplung eines Solargenerators als Gleichspan nungsquelle G an ein öffentliches Stromnetz als Wechselspan nungsnetz W, wobei gleiche Elemente wiederum mit denselben Bezugszeichen versehen sind. Dabei ist jeder Taktschalter S1 bis S4 mit seinem zugehörigen Treiber- und Schutzschaltungs teil gezeigt und wird in geeigneter Weise von der in Fig. 6 als Blockschaltbild dargestellten Schaltersteuerung getaktet angesteuert. Bei Bedarf können die Treiber- und Schutzschal tungsteile der beiden hochfrequent getakteten Taktschalter S1, S2 darauf ausgelegt sein, ein resonantes Schalten dieser Schalter S1, S2 zu ermöglichen. Zusätzlich zur Schaltung von Fig. 1 beinhaltet die Schaltung von Fig. 5 lediglich noch ei nen Glättungskondensator C3 parallel zum Solargenerator G so wie Mittel zur Messung des Gleichspannungs-Istwertes U_Gi, des Wechselspannungs-Istwertes U_Wi und des Istwertes I_Wi der wech selstromseitigen Stromstärke. Diese drei Meßgrößen U_Gi, U_Wi, I_Wi werden der Schaltersteuerung von Fig. 6 an geeigneten Stellen zugeführt, wie gezeigt.

Die Schaltersteuerung von Fig. 6 leistet eine optimale An steuerung der Taktschalter S1 bis S4 derart, daß auch bei schwankenden Spannungsverhältnissen ein Wechselstrom mit sehr gut sinusförmigem Verlauf in das Wechselstromnetz W einge prägt werden kann. Prinzipiell ist es hierfür günstig, beim Übergang von einer Wechselspannungshalbwelle zur nächsten die Taktschalter S1 bis S4 kurz vor dem eigentlichen Nulldurch gang der Wechselspannung U_Gi bzw. des mit dieser in Phase be findlichen Wechselstroms I_Wi umzuschalten, weil die wechsel stromseitige Induktivität L2 Energie gespeichert hat und da her schon kurz vor dem Nulldurchgang eine Gegenspannung ange legt werden sollte. Dieses Ziel läßt sich mit der Schalter steuerung von Fig. 6 erreichen, welche die Ansteuersignale für die Taktschalter S1 bis S4 in Abhängigkeit der hierfür maßgeblichen Größen, speziell der Gleichspannung U_Gi sowie der Wechselspannung U_Gi und dem Wechselstrom I_Wi, einregelt.

Zu diesem Zweck ist die Schaltersteuerung gemäß Fig. 6 wie folgt realisiert. Ein üblicher MPP-Regler 2 gibt einen Gleichspannungs-Sollwert U_Gs ab, welcher zum Punkt maximaler momentaner Leistungsabgabe der Photovoltaikanlage gehört. Ein anschließender Subtrahierer 3 bildet unter Verwendung des ge messenen Gleichspannungs-Istwertes U_Gi die Gleichspannungs- Regeldifferenz und führt diese einem Gleichspannungs-Regler 4 zu. Dessen Ausgangssignal, das ein Maß für die momentan von der Photovoltaikanlage in das Wechselstromnetz einspeisbare Leistung ist, wird zum einen, wie üblich, an den MPP-Regler 2 rückgeführt und zum anderen einem Multiplizierer 5 zugeführt. Alternativ zu dieser Signalrückführung kann vorgesehen sein, daß der MPP-Regler 2 den Gleichspannungs-Sollwert U_Gs aus den ihm zugeführten Informationen über den Gleichspannungs- Istwert U_Gi und den Gleichstrom-Istwert I_Gi ermittelt, wie in Fig. 6 gestrichelt angedeutet. Über einen zweiten Eingang wird dem Multiplizierer 5 das Ausgangssignal eines Referenz signalgenerators 6 zugeführt, der aus dem eingangsseitig zu geführten Wechselspannungs-Istwert U_Wi ein dazu synchrones sinusförmiges Referenzsignal U_WR erzeugt. Das durch Multipli kation der beiden Eingangssignale vom Multiplizierer 5 er zeugte Ausgangssignal stellt den Wechselstrom-Sollwert I_Ws dar, der zum einen einem Subtrahierer 7 und zum anderen einer Einheit 8 zur Erzeugung des erforderlichen Sollwertes U_Zs ei ner Zwischenspannung U_Z zugeführt wird, die in der Schaltung von Fig. 5 an der wechselstromseitigen Induktivität L2 auf deren den Taktschaltern S3, S4 zugewandten Seite anliegt, ge messen bezüglich des Potentials auf der als Masse fungieren den potentialfesten Direktleiterverbindung 1. Dazu vergleicht diese Einheit 8 den zugeführten Verlauf des Wechselstrom- Sollwertes I_Ws mit demjenigen des Wechselspannungs- Referenzsignals U_WR und bildet daraus den Zwischenspannungs- Sollwert U_Zs. Über einen nachgeschalteten Komparator 9, der die Zeiträume mit positiver bzw. negativer Halbwelle dieses Sollwertes U_Zs feststellt, gelangt eine entsprechende Phasen lage-Information über die Zwischenspannung U_Z zu einer Steu erlogikeinheit 10.

Andererseits leitet der Subtrahierer 7 die von ihm gebildete Wechselstrom-Regeldifferenz an einen Wechselstrom-Regler 11 weiter, dessen Ausgangssignal über einen Modulator 12 der Lo giksteuereinheit 10 zugeführt wird. Die Logiksteuereinheit 10 bildet aus den ihr zugeführten Eingangssignalen die vier An steuersignale 13 für die verschiedenen Taktschalter S1 bis S4. Dabei beträgt die Wechselspannungs-Taktfrequenz z. B. 50 Hz, während die hochfrequente Taktung des jeweiligen Takt schalters S1 bzw. S2 während einer Wechselspannungshalbwelle typischerweise in der Größenordnung von 20 kHz liegt. Das Tastverhältnis der hochfrequenten Taktung wird während einer jeden Wechselspannungshalbwelle sinusförmig moduliert, so daß sich ein entsprechend sinusförmiger Verlauf der Wechselspan nung der Wechselrichterschaltung ergibt. Die Schaltersteue rung von Fig. 6 gewährleistet ein geregeltes Umschalten zwi schen den einzelnen Wechselspannungshalbwellen jeweils zum optimalen Zeitpunkt kurz vor Beginn der nächsten Wechselspan nungshalbwelle.

Fig. 7 zeigt eine Variante des den Subtrahierer 7 und den Wechselstrom-Regler 11 betreffenden Schaltungsteils von Fig. 6. Bei der Schaltersteuerung gemäß Fig. 7 wird der Wechsel spannungs-Sollwert I_Ws vom Multiplizierer 5 von Fig. 6 einem Subtrahierer 7a zugeführt, der davon eine Mehrzahl von Signalwerten subtrahiert, von denen jeder eine Information über den Energiezustand eines der energietragenden Bauteile von Fig. 5 enthält. Speziell sind diese Bauteile die beiden Induktivitäten L1, L2 und die beiden Kondensatoren C1 und C2, deren gespeicherte Energie sich aus den Stromstärken I_L1 und I_Wi der gleichstromseitigen Induktivität L1 bzw. der wechsel stromseitigen Induktivität L2 und den Spannungen U_C1 und U_C2 der beiden Kondensatoren C1 bzw. C2 bestimmt. Diese energie bestimmenden Zustandsgrößen I_L1, I_Wi, U_C1, U_C2 werden in der Schaltung von Fig. 5 gemessen und über Proportionalglieder K₁, K₂, K₃, K₄ ohne Zeitverhalten in die entsprechenden Signalwerte umgeformt, die dem Subtrahierer 7a subtraktiv zu geführt werden. Das Ausgangssignal des Subtrahierers 7a wird über ein weiteres Proportionalglied 11a ohne Zeitverhalten geführt, dessen Ausgangssignal dann dem Modulator 12 von Fig. 6 zugeführt wird. Optional kann ein Addierer 14 vor dem Modu lator 12 vorgesehen sein, der zum Ausgangssignal des Propor tionalgliedes 11a den vom entsprechenden Schaltungsteil von Fig. 6 bestimmten Zwischenspannungs-Sollwert U_Zs addiert, wo durch eine Vorsteuerung des Modulators 12 bewirkt wird, die Vorteile hinsichtlich des dynamischen Verhaltens besitzt.

Durch den Schaltungsteil von Fig. 7 wird für die Taktschal teransteuerung somit eine Zustandregelung für den Wechsel strom realisiert, d. h. es werden die Energieinhalte in den energiespeicherfähigen Bauteilen von Fig. 5 berücksichtigt.

Bei den oben beschriebenen Wechselrichterschaltungen mit dem grundsätzlichen Aufbau gemäß Fig. 1 oder 2 besteht das Pro blem des Rückspeisens von Kondensatorenergie über die Invers dioden der Taktschalter S1 und S2, was hinsichtlich Wirkungs grad und resonantem Schalten problematisch sein kann. Diese Schwierigkeit läßt sich durch den Einsatz von rückwärts sperrfähigen Schaltern für diese Taktschalter S1, S2 beheben. Soweit solche nicht in ausreichend kompakter oder integrier ter Bauform verfügbar sind, kann zur Lösung dieses Problems der gleichstromseitigen Induktivität L1 eine Diode seriell zugeordnet werden, die sicherstellt, daß sich die Stromrich tung durch diese Induktivität L1 nicht umkehren kann. Eine weitere Möglichkeit zur Eliminierung dieser Schwierigkeit be steht darin, für die gleichstromseitige Induktivität L1 eine nichtlineare Drossel zu verwenden. Diese besitzt bei kleinen Stromstärken eine wesentlich höhere Induktivität als bei gro ßen Stromstärken, so daß bei kleinen Stromstärken die zeitli che Änderung der Stromstärke geringer wird und daher ein Lückbetrieb, d. h. ein null werdender Drosselstrom, erst bei sehr kleinen Stromwerten und daher in den vorliegenden Fällen gar nicht auftritt. Ein Energierückfluß auf die Gleichstrom seite durch Richtungsumkehr des Stroms durch die Induktivität L1 läßt sich so vermeiden.

Von Interesse ist des weiteren die Möglichkeit, die Takt schalter S1 und S2 resonant schalten zu können, um damit die Schaltverluste zu null zu machen. Vorteilhaft ist insbesonde re ein lediglich in den Umschaltvorgängen wirkendes Verfah ren, d. h. sogenanntes transientes resonantes Schalten, mit dem dann weiterhin mit konventionellen Steuerungsverfahren, wie Pulsbreitenmodulation, gearbeitet werden kann. Die Fig. 8 und 9 zeigen zwei Varianten der Wechselrichterschaltung von Fig. 1, mit denen ein solches transientes resonantes Schalten realisierbar ist, wobei die analogen Maßnahmen auch für die Schaltung von Fig. 2 vorgesehen werden können.

Die Schaltung von Fig. 8 enthält zu diesem Zweck eine zweite gleichstromseitige Induktivität LR, die über zwei zusätzliche Taktschalter S1', S2' parallel mit der anderen gleichstrom seitigen Induktivität L1 gekoppelt ist und außerdem über je eine Diode D1', D2', die in der gezeigten Weise geeignet ge polt sind, mit einem jeweiligen Gleichspannungsanschluß G1, G2 in Verbindung steht. Des weiteren ist jedem der beiden Taktschalter S1, S2 je ein paralleler Kondensator C1', C2' zugeordnet.

Zur Erläuterung der Funktionsweise dieser Schaltung sei ange nommen, daß sie sich im Cuk-Betrieb befindet, in welchem der Taktschalter S1 während der betreffenden Wechselspannungs halbwelle dauernd leitend geschaltet ist, während der Takt schalter S2 hochfrequent getaktet wird. Der Taktschalter S1' wird während dieses Zeitraums gesperrt gehalten. Beim Aus schaltvorgang des Taktschalters S2 wird dieser über seinen parallelen Kondensator C2' vollständig entlastet. Die Span nung an diesem Kondensator C2' steigt bis auf den Spannungs wert am Kondensator C2 an. Zum Wiedereinschalten des Takt schalters S2 wird zunächst der Taktschalter S2' leitend ge schaltet. Dadurch stellt sich ein Resonanzvorgang über die Diode D1' und die weitere gleichstromseitige Induktivität LR mit dem Kondensator C2' ein, bei dem die Spannung über dem Kondensator C2' abnimmt, bis die Diode D2' leitend wird. Da durch kann der Taktschalter S2 in spannungslosem Zustand ein geschaltet werden, so daß der Schaltverlust gleich null ist. Die in der Induktivität LR verbliebene Restenergie wird über die beiden Dioden D1' und D2' vollständig ausgespeichert. Im Zeta-Betrieb läuft der entsprechende Schaltvorgang für den Taktschalter S1 in analoger Weise ab, was hier keiner weite ren Erläuterung bedarf.

Bei der Variante von Fig. 9 wird zum transienten resonanten Schalten das Vorhandensein der Freilaufdioden der Taktschal ter S1, S2 mitbenutzt. Dadurch sind neben den Kondensatoren C1', C2', die wie in Fig. 8 den Taktschaltern S1, S2 parallel geschaltet sind, lediglich ein zusätzlicher Taktschalter S', eine Diode D' und die weitere gleichstromseitige Induktivität LR erforderlich. Zum Wiedereinschalten des jeweiligen Takt schalters S1 bzw. S2 wird der zusätzliche Taktschalter S' zu vor leitend geschaltet, wodurch sich ein entsprechender Reso nanzvorgang über die Diode D' und die Induktivität LR mit dem zum betreffenden Taktschalter S1 bzw. S2 gehörigen Kondensa tor einstellt, so daß der Taktschalter S1 bzw. S2 spannungs los eingeschaltet werden kann.

Claims

1. Transformatorlose Wechselrichter-Schaltungsanordnung, insbesondere zur Netzkopplung einer Photovoltaikanlage, mit

- einem invertierenden, hoch-/tiefsetzenden Wandlerschalt kreis mit wenigstens je einer gleichspannungsseitigen und ei ner wechselspannungsseitigen Induktivität (L1, L2), einem Kondensator (C2) und ersten ansteuerbaren Taktschaltermitteln (S2),
- einem nichtinvertierenden, hoch-/tiefsetzenden Wandler schaltkreis mit wenigstens je einer gleichspannungsseitigen und einer wechselspannungsseitigen Induktivität (L1, L2), ei nem Kondensator (C1) und zweiten ansteuerbaren Taktschalter mitteln (S1), wobei
- die beiden Wandlerschaltkreise unter wenigstens teilweise gemeinsamer Bauteilnutzung in einer Wechselrichterschaltung integriert sind, die eine potentialfeste Leiterverbindung (1) zwischen einem ersten Gleichspannungsanschluß (G1) und einem ersten Wechselspannungsanschluß (W1) aufweist,
- einem weiteren Schaltkreis mit dritten Taktschaltermit teln (S3, S4), die wenigstens zwei Taktschalter (S3, S4) be inhalten, und
- Schalteransteuerungsmitteln zur Ansteuerung der Takt schaltermittel (S1, S2, S3, S4), wobei
- von den ersten und zweiten Taktschaltermitteln (S2, S1) gegenläufig mit der Wechselspannungsfrequenz jeweils der eine Taktschalter während einer Wechselspannungshalbwelle ge schlossen und der jeweils andere Taktschalter hochfrequent und moduliert getaktet wird, um die beiden Wandlerschaltkrei se für die jeweils zugehörige Wechselspannungshalbwelle al ternierend zu aktivieren, und wobei
- die dritten Taktschalter (S3, S4) gegenläufig mit der Wechselspannungsfrequenz so getaktet werden, daß alternierend der eine bzw. der andere Wandlerschaltkreis wechselstromsei tig an einen zweiten Wechselspannungsanschluß (W2) angekop pelt wird.

2. Wechselrichter-Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, wei ter dadurch gekennzeichnet, daß der invertierende Wandler schaltkreis vom Cuk-Wandlertyp und der nichtinvertierende Wandlerschaltkreis vom Zeta-Wandlertyp ist.

3. Wechselrichter-Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, weiter dadurch gekennzeichnet, daß sich die beiden Wand lerschaltkreise wenigstens die gleichspannungsseitige Induk tivität (L1) teilen.

4. Wechselrichter-Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, wei ter dadurch gekennzeichnet, daß die Wechselrichterschaltung folgenden Aufbau besitzt:

- die ersten Taktschaltermittel (S2), die gleichstromseiti ge Induktivität (L1) und die zweiten Taktschaltermittel (S1) liegen seriell zwischen den beiden Gleichspannungsanschlüssen (G1, G2),
- ein erster Kondensator (C1) und ein erster Taktschalter (S4) der dritten Taktschaltermittel liegen seriell zwischen dem Verbindungspunkt der zweiten Taktschaltermittel (S1) mit der gleichspannungsseitigen Induktivität (L1) und einem er sten Ende der wechselspannungsseitigen Induktivität (L2), die mit ihrem zweiten Ende an den zweiten Wechselspannungsan schluß (W2) gekoppelt ist;
- ein zweiter Kondensator (C2) und ein zweiter Taktschalter (S3) der dritten Taktschaltermittel liegen seriell zwischen dem Verbindungspunkt der gleichspannungsseitigen Induktivität (L1) mit den ersten Taktschaltermitteln (S2) und dem ersten Ende der wechselspannungsseitigen Induktivität (L2); und
- eine Diodenanordnung beinhaltet eine in Sperrichtung vom Verbindungspunkt zwischen dem ersten Kondensator (C1) mit dem zugehörigen Taktschalter (S4) der dritten Taktschaltermittel zur potentialfesten Leiterverbindung (1) eingeschleifte erste Diode (D2) sowie eine in Durchlaßrichtung vom Verbindungs punkt zwischen dem zweiten Kondensator (C2) und dem zugehöri gen Taktschalter (S3) der dritten Taktschaltermittel zur po tentialfesten Leiterverbindung (1) eingeschleifte zweite Diode (D1) oder zwei gegensinnig seriell zwischen das erste Ende der wechselspannungsseitigen Induktivität (L2) und die poten tialfeste Leiterverbindung (1) eingeschleifte Dioden (D3, D4), denen je ein ansteuerbares Schaltelement (S5, S6) paral lel zugeordnet ist.

5. Wechselrichter-Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, wei ter dadurch gekennzeichnet, daß die Wechselrichterschaltung folgenden Aufbau besitzt:

- die ersten Taktschaltermittel (S2), die gleichspannungs seitige Induktivität (L1) und die zweiten Taktschaltermittel (S1) liegen seriell zwischen den beiden Gleichspannungsan schlüssen (G1, G2);
- ein erster und ein zweiter Taktschalter (57, 53) der dritten Taktschaltermittel liegen seriell zwischen dem Ver bindungspunkt der zweiten Taktschaltermittel (S1) mit der gleichspannungsseitigen Induktivität (L1) und einem ersten Ende der wechselspannungsseitigen Induktivität (L2), die mit ihrem zweiten Ende an den zweiten Wechselspannungsanschluß (W2) gekoppelt ist,
- ein dritter und ein vierter Taktschalter (S8, S4) der dritten Taktschaltermittel liegen seriell zwischen dem Ver bindungspunkt der gleichspannungsseitigen Induktivität (L1) mit den ersten Taktschaltermitteln (S2) und dem ersten Ende der wechselspannungsseitigen Induktivität (L2); und
- ein Kondensator (C) liegt zwischen dem Verbindungspunkt des ersten (S7) mit dem zweiten Taktschalter (53) der dritten Taktschaltermittel und dem Verbindungspunkt des dritten (58) mit dem vierten Taktschalter (54) der dritten Taktschalter mittel.

6. Wechselrichter-Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, wei ter dadurch gekennzeichnet, daß sie entweder eine in Durch laßrichtung vom Verbindungspunkt des ersten. (57) mit dem zweiten Taktschalter (S3) der dritten Taktschaltermittel zur potentialfesten Leiterverbindung (1) in Serie mit einem Schaltelement (S9) eingeschleifte Diode (D1) oder eine zwi schen das erste Ende der wechselspannungsseitigen Induktivi tät (L2) und die potentialfeste Leiterverbindung (1) einge schleifte Diodenanordnung aus zwei seriellen, entgegensetzt gepolten Dioden (D3, D4) mit zugehörigen, parallelen Schalt elementen (S5, S6) aufweist.

7. Wechselrichter-Schaltungsanordnung nach einem der Ansprü che 3 bis 6, weiter dadurch gekennzeichnet, daß der gleich spannungsseitigen Induktivität (L1) eine Diode-zur Verhinde rung der Stromrichtungsumkehr in der Induktivität (L1) seri ell zugeordnet ist.

8. Wechselrichter-Schaltungsanordnung nach einem der Ansprü che 3 bis 7, weiter dadurch gekennzeichnet, daß als gleich spannungsseitige Induktivität (L1) eine nichtlineare Drossel verwendet ist.

9. Wechselrichter-Schaltungsanordnung nach einem der Ansprü che 4 bis 8, weiter gekennzeichnet durch Mittel zum transien ten resonanten Schalten der ersten und zweiten Taktschalter mittel (S1, S2), wobei diese Mittel eine an die gleichspan nungsseitige Induktivität (L1) über je einen Taktschalter (S1', S2') parallel angekoppelte zweite gleichspannungsseiti ge Induktivität (LR), die über je eine Diode (D1', D2') mit einem jeweiligen Gleichspannungsanschluß (G1, G2) verbunden ist, und zu den ersten und zweiten Taktschaltermitteln (S1, S2) parallel liegende Kondensatoren (C1', C2') beinhalten.

10. Wechselrichter-Schaltungsanordnung nach einem der Ansprü che 4 bis 8, weiter gekennzeichnet durch Mittel zum transien ten resonanten Schalten der ersten und zweiten Taktschalter mittel (S1, S2), wobei diese Mittel eine an die gleichstrom seitige Induktivität (L1) über einen Taktschalter (S') und eine Diode (D') parallel angekoppelte zweite gleichspannungs seitige Induktivität (LR), Freilaufdioden der ersten und zweiten Taktschaltermittel (S1, S2) und zu den ersten und zweiten Taktschaltermitteln (S1, S2) parallel liegende Kon densatoren (C1', C2') beinhalten.

11. Wechselrichter-Schaltungsanordnung nach einem der Ansprü che 4 bis 10, weiter dadurch gekennzeichnet, daß sie dreipha sig ausgelegt ist, wobei die dritten Taktschaltermittel drei parallele Paare von je zwei seriellen Taktschaltern (S3, S4; S10, S11; S12, S13) umfassen, mit deren jeweiligem Verbin dungspunkt jeweils ein Anschluß jeder Drehstromphase (DN1, DN2, DN3) über eine zugehörige wechselstromseitige Induktivi tät (L2, L3, L4) gekoppelt ist, während die anderen Dreh stromanschlüsse gemeinsam an die potentialfeste Leiterverbin dung (1) gekoppelt sind.

12. Wechselrichter-Schaltungsanordnung nach einem der Ansprü che 1 bis 11, weiter dadurch gekennzeichnet, daß die Takt schalter der Taktschaltermittel von Leistungshalbleiterschal tern mit integrierter oder zugeordneter, paralleler Freilauf diode gebildet sind.

13. Wechselrichter-Schaltungsanordnung nach einem der Ansprü che 1 bis 12, weiter dadurch gekennzeichnet, daß die Schal teransteuerungsmittel eine die Schalteransteuerungssignale (13) generierende Logiksteuereinheit (10) beinhalten, der zum einen eine Information über den Verlauf eines Zwischenspan nungasollwertes (U_Zs) und zum anderen eine Information über die Wechselstrom-Regeldifferenz zugeführt wird, wobei zur Ge winnung dieser Informationen ein Wechselspannungs-Referenz signalgenerator (6), ein Gleichspannungsregler (4), ein die Ausgangssignale dieser beiden Einheiten verknüpfender Multi plizierer (5) und diesem nachgeschaltet zum einen ein Wech selstromregler (11) und zum anderen Mittel zur Zwischenspan nungssollwert-Phasenlageerkennung (8, 9) vorgesehen sind.

14. Wechselrichter-Schaltungsanordnung nach einem der Ansprü che 1 bis 12, weiter dadurch gekennzeichnet, daß die Schal teransteuerungsmittel eine die Schalteransteuerungssignale (13) generierende Logiksteuereinheit (10) beinhalten, der zum einen eine Information über den Verlauf eines Zwischenspan nungssollwertes (U_Zs) und zum anderen eine wechselstromre gelnde Information zugeführt wird, wobei zur Gewinnung dieser Informationen ein Wechselspannungs-Referenzsignalgenerator (6), ein Gleichspannungsregler (4), ein die Ausgangssignale dieser beiden Einheiten verknüpfender Multiplizierer (5) und diesem nachgeschaltet zum einen ein Wechselstrom- Zustandsregelungsteil (7a, 11a) und zum anderen Mittel zur Zwischenspannungssollwert-Phasenlageerkennung (8, 9) vorgese hen sind.

15. Wechselrichter-Schaltungsanordnung nach Anspruch 13 oder 14, weiter dadurch gekennzeichnet, daß sie zur Kopplung einer Photovoltaikanlage an ein Wechselstromnetz dient und die Schalteransteuerungsmittel einen MPP-Regler (2) zur Erzeugung eines Gleichspannungs-Sollwertes (U_Gs) für den nachgeschalte ten Gleichspannungsregler (4) beinhalten.

16. Wechselrichter-Schaltungsanordnung nach Anspruch 15, wei ter dadurch gekennzeichnet, daß dem MPP-Regler (2) als Ein gangsgrößen zur Bestimmung des Gleichspannungs-Sollwertes (U_Gs) entweder das rückgeführte Ausgangssignal des Gleich spannungsreglers (4) oder die gleichspannungsseitig gemesse nen Istwerte (I_Gi, U_Gi) von Gleichstrom und Gleichspannung als Eingangsgrößen zugeführt sind.