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Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur Einprägung eines vorgebbaren unidirektionalen Gleichstromes in einen, gegenüber der speisenden Dreiphasenwechselspannung potentialgetrennten Lastkreis wie sie im Oberbegriff des Patentanspruches 1 beschrieben ist.
Nach dem derzeitigen Stand der Technik wird zur Realisierung einer dreiphasig gespeisten Stromquelle mit potentialgetrenntem Ausgangskreis, also beispielsweise einer elektronischen Schweissstromquelle oder Batterieladeschaltung, bei Forderung nach näherungsweise sinusförmigem Verlauf des, dem Dreiphasennetz entnommenen Stromes, ohmschem Grundschwingungs- netzverhalten und Regelbarkeit des Ausgangsstromes vorzugsweise eine, aus einer Brücken- schaltung abschaltbarer unipolarer (nur in einer Richtung mit Sperrspannung beanspruchbarer) elektronischer Leistungsschalter mit Seriendiode und einer nachgeschalteten Glelchspannungswandlerstufe mit Ausgangsinduktivität, bzw eingeprägtem Ausgangsstrom gebildete Stromrichterschaltung eingesetzt
Wie in der DE 44 30 394 A1 beschrieben,
werden hiebei zur Verminderung von Netzrückwirkungen an der Eingangsseite der Systeme Filterkondensatoren in Sternschaltung verwendet. Eine derartige Kondensatoranordnung ist auch aus der JP 10-066 358A bekannt.
Allgemein weisen dieses Systeme eine relativ komplexe Struktur des Leistungs- und Steuerungsteiles, resultierend in relativ hohen Realisierungskosten, und einen relativ geringen Wirkungsgrad auf, da die Energieumformung zweistufig erfolgt, also der Gesamtwirkungsgrad durch das Produkt der Teilwirkungsgrade bestimmt wird Die geringe Effizienz verursacht Insbesondere bei durchlaufend betriebenen Systemen relativ hohe Energiekosten und eine Erhöhung des Leistungsgewichtes bzw. eine Verringerung der Leistungsdichte, da die Abführung der Verlustwäre eine Kühlvorrichtung geringen thermischen Widerstandes bzw. relativ hohen Volumens erfordert.
Aufgabe der Erfindung ist es daher, ein dreiphasiges einstufige Pulsgleichrichtersystem zu schaffen, das die dreiphasige Netzspannung direkt zur Regelung des, durch eine, In einem poten- tialgetrennten Lastkreis liegende Ausgangsinduktivität eingeprägten Stromes heranzieht, und einen, nach Filterung schaltfrequenter Anteile sinusformigen Verlauf des Netzstromes sicherstellt.
Dies wird erfindungsgemäss durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruches 1 erreicht. Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind den Unteransprüchen zu entnehmen.
Das erfindungsgemässe Glelchnchtersystem kann durch erfindungsgemässe Erweiterung der Grundstruktur eines, aus der Anmeldung A207/97 bekannten einstufigen, unidirektionalen Drei- phasen-Pulsgleichnchtersystems mit eingeprägter Ausgangsspannung gebildet gedacht werden.
Der Leistungsteil eines konventionellen einstufigen, unidirektionalen, dreiphasigen Pulsgleichrichtersystems mit potentialgetrenntem Spannungsausgang wird im einfachsten Fall durch netzsei- tige Vorschaltinduktivitäten und durch, in jeder Phase von der Vorschallinduktivität abzweigende, bidirektionale, bipolare elektronische (Vierquadranten-) Schaltvorrichtungen, deren zweite Eingangsklemmen verbunden und an die Primärwicklung eines Übertragers gelegt werden, gebildet, wobei die zweite Primärwicklungsklemme an den Ausgang eines, zwischen einer positiven und einer negativen Spannungsschiene hegenden,
durch Serienschaltung eines positiven Transistors mit antiparallele Diode und eines negativen Transistors mit antiparalleler Diode realisierten Halbbrückenzweiges geführt wird, und von den positiven Klemmen der Phasenschaltvorrichtungen gegen die positive Spannungsschiene, und von der negativen Spannungsschiene gegen die negativen Klemmen der Phasen-Vierquadrantenschaltvorrichtungen Dioden angeordnet werden, und die an der Sekundärwicklung des Übertragers auftretende Spannung durch eine Dioden-Voll- oder -Halbbrückenschaltung gleichgerichtet und durch eine Ausgangskapazität kapazitiv geglättet wird.
Grundgedanke der Erfindung Ist nun, zwischen der Ausgangskapazität und der Ausgangsdiodenbrücke eine Ausgangsinduktivität anzuordnen bzw den durch die Ausgangskapazität realisierten Energiespeicher durch ein duales Bauelement zu ersetzen und an der dem Netz abgewandten Seite der Vorschaltinduktivitaten, parallel zu den Eingangsklemmen der Phasen-Vlerquadrantenschalter, Filterkondensatoren in Stern- oder Dreieckschaltung anzuordnen. Wird die Kapazität des Ausgangskondensators wesentlich verringert, weist das System im Prinzip eingeprägten Ausgangsstrom auf und kann damit direkt als elektronische Schweissstromquelle oder Bat- terieladeeinnchtung verwendet werden.
Ein weiterer Vorteil der erfindungsgemässen Schaltungmodifikation besteht darin, dass die Steuerbarkeit des Leistungsflusses auch für kleine Ausgangsspannungen, im besonderen für Ausgangsspannung 0 zufolge Lastkurzschluss oder während des
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Hochlauf gegeben ist, wodurch die Betriebssicherheit wesentlich erhöht wird. Weiters weist der Hochfrequenztransformator für ein gegebenes Eingangs- Ausgangsspannungsverhältnis und unter der Netzspitzenspannung liegender Ausgangsspannung ein günstigeres Übersetzungsverhältnis und damit eine geringere Streuinduktivität als für die ursprüngliche Schaltung auf, wodurch die, von Schaltüberspannungen begrenzenden Beschaltungselementen aufzunehmende, Leistung verringert, bzw. der Wirkungsgrad erhöht wird.
Erfindungsgemäss wird nun das System so gesteuert, dass die verketteten, durch die Eingangs- filterkondensatoren eingeprägten Spannungen zur Regelung des Ausgangsstromes derart herangezogen werden, und der dabei in Primärwicklung des Transformators auftretende Strom so auf die Phasen verteilt wird, dass unter der Berücksichtigung der Filterung durch die Vorschaltinduktivitäten und Eingangskapazitäten ein näherungsweise sinusförmiger, in Phase mit der Netzspannung liegender Strom resultiert, wobei als Nebenbedingung noch eine symmetrische Magnetisierung des Transformators sicherzustellen ist. Um einen Kurzschluss einer verketteten Netzspannung zu vermeiden ist dabei grundsätzlich nur einer der Vierquadranten-Schalter und ein Schalter des Brükkenzweiges geschlossen oder es sind sämtliche Schalter geöffnet.
Für eine detailliertere Erklärung der Steuerung sei eine verkettete Spannung als physikalisch positiv und betragsmässig über den beiden anderen, negativen verketteten Spannungen liegend angenommen werden, womit die Verhältnisse innerhalb eines 600 elektrisch breiten Ausschnittes der Netzperiode, und damit, aufgrund der Symmetrien eines Dreiphasennetzes und der phasensymmetrischen Struktur der Schaltung innerhalb der gesamten Netzperiode erfasst werden Weiters wird ein Transformatorübersetzungsverhältnis derart vorausgesetzt, dass bei Stromfluss über die Sekundärwicklung der primärseitige durchflutungsausgleichende Strom über dem Spitzenwert des Netzstromes liegt.
Werden nun die Vierquadranten-Phasenschaltvorrichtungen und die Ventile des Brückenzwei- ges als gesperrt angenommen, erfolgt eine Entmagnetisierung der, den Ausgangsstrom einprägenden Ausgangsinduktivität parallel über die Dioden der Ausgangsdiodenbrücke gegen die Ausgangs- oder Lastspannung, resultierend in einer Verringerung des Ausgangsstromes. Primärseitig wird der Netzstrompfad über die Filterkondensatoren geschlossen, am Eingang des Gleichnchter- systems tritt kein Stromfluss auf.
Eine Erhöhung des Ausgangsstroms kann dadurch erreicht werden, dass der Vierquadrantenschalter jener Phase, deren Phasenspannung den höchsten Momentanwert aufweist und der negative Transistor des Brückenzweiges durchgeschaltet werden. Über die, mit der negativen Spannungsschiene verbundene Diode der Phase mit der kleinsten (negativsten) Phasenspannung und eine Diode des zugehörigen Vierquadrantenschalters wird dann die positive verkettete Spannung in Richtung eines, zum Wurzelpunkt des Brückenzweiges weisenden Zählpfeiles an die Primärwicklung geschaltet.
Dies führt zur Einkopplung einer entsprechenden Sekundärspannung die zwei Dioden der Ausgangsdiodenbrücke sperrt, womit der Ausgangsstrom in, für die weitere Erklärung als positiv bezeichneter Richtung fliessend, in die Sekundärwicklung übernommen wird. Primärseitig tritt demzufolge ein durchflutungsausgleichender Strom auf, der über den durchgeschalteten Vierquadrantenschalter aus dem Netz bezogen und über die vorstehend angegebene Diodenkombination in das Netz zurückgeführt wird.
Eine alternative Möglichkeit der Erhöhung des Ausgangsstromes, durch die gleiche verkettete Filterkondensatorspannung, ist bei Durchschalten des Vierquadrantenschalters der Phase mit der kleinsten Phasenspannung und des positiven Transistors des Brückenzweiges gegeben. Es tritt dann die verkettete Spannung in negativer Zählpfeilnchtung an der Primärwicklung auf ; durch die sekundärseitig eingekoppelte Spannung wird der Leitzustand der Ausgangsdiodenbrücke derart geändert, dass der Ausgangsstrom in negativer Richtung über die Sekundärwicklung geführt wird und sich damit in einen durchflutungsausgleichenden Primärstrom negativen Vorzeichens abbildet. D. h., es wird wieder der, eine positive Spannung aufweisenden Netzphase Strom entnommen.
Der Strompfad über den V ! erquadrantenscha) ter der Netzphase mit negativer Spannung geschlossen.
Am Ausgang der Ausgangsdiodenbrücke tritt die gleichgerichtete Sekundärspannung auf, da durch die Änderung des Schaltzustandes nur das Vorzeichen, nicht jedoch der Betrag der transformierten Sekundärspannung geändert wird, steht unter Voraussetzung entsprechenden Windungszahlverhältnisses also wieder eine, den Ausgangsstrom erhöhende Spannung zur Verfügung. Hinsichtlich Eingangsstrom- und Ausgangsspannungsbildung ist diesem Schaltzustand also dem vorgehend
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beschriebenen redundant.
In beiden Fällen wird dem Netz Leistung entnommen und an die Sekundärseite geliefert. Der Leistungsfluss wird letztlich durch die Höhe des Ausgangsstromes definiert, der von einer übergeordneten Regeleinrichtung in an sich bekannter Weise durch entsprechende Wahl der Einschaltdauer von, stromerhöhend und stromverringernd wirkenden Schaltzuständen eingestellt wird.
Neben den drei vorstehend beschriebenen Schaltzuständen liegen noch weitere vor, für die die beiden verbleibenden verketteten Spannungen als Primärspannung auftreten. Auch für diese Schaltzustände wird der Phase mit der positiveren Spannung Strom entnommen und in die Phase mit gegenüber einem (fiktiven) Sternpunkt negativen Potential zurückgespeist.
Wie eine detaillierte mathematische Analyse zeigt, sind unter Einbeziehung jeweils eines dieser Schaltzustände in eine aus den redundanten Schaltzuständen und dem Ausschaltzustand aller Schalter gebildet Schaltzustandsfolge einerseits pulsförmige Eingangsphasenströme zu bilden, deren Filterung auf einen sinusförmigen Verlauf der Netphasenströme führt und andererseits ein konstanter Mittelwert der Ausgangsspannung zu bilden, der in Verbindung mit einer konstanten Lastspannung auf einen (mit Ausnahme schaltfrequenter Schwankungen) konstanten Wert des Ausgangsstromes führt. Die Möglichkeit einer derartigen Regelung des Systems wird auch dadurch anschaulich verständlich, dass da bei symmetrischem Dreiphasennetz der konstante Leistungsfluss eines symmetrischen Sinusstromsystems mit dem konstanten Produkt von Ausgangsstrom und Spannung koinzidiert.
Neben der Regelung des Netzstromes ist für optimale Nutzung des Magnetkreises des Übertragers auch eine symmetrische Magnetisierung bzw. Gleichanteilfreiheit der an die Primärwicklung des Übertragers gelegten Spannung sicherzustellen. Dies kann durch entsprechende zeitliche Gewichtung der redundanten Schaltzustände erreicht werden.
Zusammenfassend ist hiemit durch die Steuereinheit des Systems innerhalb jeder Pulsperiode eine Sequenz von vier Schaltzuständen zu bilden, wobei ein redundanter Schaltzustand am Anfang und der zweite redundante Schaltzustand am Ende der Pulsperiode angenommen werden, für einen Abschnitt der Pulsperiode alle Schalter im Sperrzustand verbleiben und ein weiterer Schaltzustand angenommen wird, in dem die, für die redundanten Schaltzustände nicht stromführende Phase einen Eingangsstrom mit, dem Vorzeichen der zugeordneten Kondensatorphasenspannung gleichen Vorzeichen aufweist. Im Sinne minimaler Schaltverluste ist weiters diese Schaltzustandssequenz so zu ordnen, dass der Übergang in den jeweils nächsten Schaltzustand durch einen minimale Zahl von Schaltzustandsänderungen der elektronischen Schalter erfolgen kann.
Anzumerken ist, dass die vorstehend beschriebene Schaltungsfunktion nicht an eine konkrete Ausführung des Sekundarteiles des erfindungsgemässen Systems gebunden ist. Die Sekundarwicklung kann dem Stand der Technik entsprechend, und daher hier nicht näher beschrieben, sowohl über eine Dioden-Vollbrückenschaltung mit der Ausgangsinduktivität bzw. der Last verbunden werden, oder als Mittelpunktsschaltung, also mit zwei getrennten Wicklungsteilen und nur zwei Ausgangsdioden realisiert werden (siehe Patentanspruch 2), wobei die Mittelpunktsschaltung bei hohen Strömen geringere Leitverluste aufweist, jedoch durch höheren Realisierungsaufwand und geringere Ausnutzung des Übertragers gekennzeichnet ist.
Nachfolgend wird anhand einer Zeichnung die Erfindung noch näher erläutert. Es zeigt :
Fig. 1 Die Grundstruktur (vereinfachte, schematische Darstellung) des Leistungsteiles eines, bei erfindungsgemässer Erweiterung der Grundstruktur eines einstufigen, unidirektionalen Dreipha- sen-Pulsgleichrichtersystems mit eingeprägter Ausgangsspannung.
Fig. 2 Eine Ausführungsvanante des Sekundärkreises der erfindungsgemässen Vorrichtung.
In Fig. 1 ist ein Drehstrom-Pulsglelchrichtersystem 1 dargestellt, das einen Primärkreis 2 und einen über einen Übertrager 3 potentialgetrennten Sekundärkreis 4 aufweist und durch erfindungsgemässe Erweiterung eines dem Stand der Technik entsprechenden Dreiphasen-Pulsgleichrichtersystems 5 mit eingeprägter Ausgangsspannung durch eine Ausgangsinduktivität 6 und eine eingangsseitige Stern- (oder Dreieckschaltung) von Kondensatoren 7 gebildet gedacht werden kann.
Die Grundfunktion des Gieichnchtersystems 1 besteht In der unidirektionalen Umformung eines dreiphasigen Eingangs-Spannungssystems 8 in einen, durch die, In einem potentialgetrennten Ausgangskreis liegende Induktivität 6 eingeprägten Ausgangsstrom 9 wobei in bekannter Weise Vorschaltinduktivltäten 10, 11, 12 von den Eingangsspannungskiemmen 13, 14, 15 an die Eingänge 16, 17, 18 bìdlrektlonaler, bipolarer elektronischer (Vlerquadranten-) Schaltvorrichtungen 19, 20, 21 geschaltet werden, deren jeweils zweiten Eingangsklemmen 22, 23, 24 mit einer Klemme 25 der
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Primarwicklung 26 des Übertragers 3 verbunden sind.
Die elektronische Schaltvorrichtung jeder Phase wird beispielsweise durch Anordnung eines unidirektionalen, unipolaren Schalters 27 bzw. 28 bzw. 29 über den gleichspannungsseitigen Klemmen 30, 31 bzw. 32, 33 bzw. 34, 35 einphasiger Diodenbrückenschaltungen 36 bzw. 37 bzw. 38 gebildet. Die wechselspannungsseitigen Klemmen dieser Diodenbrücken entsprechen den vorstehend genannten Eingängen der elektronischen Schaltvorrichtungen 19, 20, 21. Weiters sind im einfachsten Fall die positiven Klemmen 30, 32, 34 der Diodenbrücken 36, 37, 38 Ober Dioden 39, 40, 41 mit einer positiven Primärspannungsschiene 42 und die negativen Klemmen 31, 33, 35 über Dioden 43, 44, 45 mit einer negativen Primarspannungsschiene 46 verbunden.
Weiters ist primärseitig ein kollektor- oder drainseitig mit der positiven Primärspannungsschiene 42 und emitter- oder sourceseitig mit der zweiten Klemme 47 der Primar- wicklung 26 verbundener Leistungstransistor (bzw. allgemein elektronischen Schalter) 48 und eine diesem antiparallel geschaltete Diode 49 sowie ein emitter- oder sourceseitig mit der negativen Primärspannungsschiene 46 und kollektor- oder drainseitig der Klemme 47 der Primärwicklung 26 verbundener Leistungstransistor (bzw. allgemein elektronischer Schalter) 50 und eine diesem antiparallel geschaltete Diode 51, also ein Halbbrückenzweig mit positivem Eingang 42 und negativem Eingang 46 und Ausgang 47 angeordnet.
Die Sekundärwicklung 52 des Übertragers 3 wird beispielsweise an die Eingangsklemmen 53 und 54 einer Elnphasen-Diodenbrücke 55 mit Ausgangsklemmen 56 und 57 gelegt, also in Vollbrückenschaltung ausgeführt.
Erfindungsgemäss wird im Ausgangskreis der Diodenbrücke, a ! soz. B. abzweigend von Klemme 56 eine Ausgangsinduktivität gegen eine Klemme 58 des Lastkreises 59, dargestellt durch eine, eine Lastgegenspannung symbolisierende Kapazität, geschaltet und die zweite Klemme 60 des Lastkreises mit der Ausgangsklemme 57 der Diodenbrücke 55 verbunden. Weiters wird zwischen den Eingangsinduktivitäten 10, 11, 12 und den Eingangsklemmen 16, 17, 18 der Vierquadrantenschalter 19, 20, 21 eine Sternschaltung 7 von Filterkondensatoren 61, 62, 63 mit Phaseneingangen 16, 17, 18 und Sternpunkt 64 geschaltet, wobei diese Sternschaltung ohne Beeinflussung der Schaltungsfunktion auch durch eine Dreieckschaltung, also durch, zwischen den Eingangsklemmen 16, 17 bzw. 17, 18 bzw. 18, 16 der Schaltelemente 19, 20, 21 liegende Kondensatoren ersetzt werden kann.
Eine vorteilhafte Ausführungsvariante des Sekundärkreises der erfindungsgemässen Vorrichtung ist in Fig. 2 gezeigt. Hiebei wird die Sekundärwicklung 52 des Übertragers 3 durch zwei einseitig verbundene Wicklungstelle 65 und 66 realisiert, wobei die Verbindungsklemme 67 der Teilwicklungen mit der Klemme 60 des Lastkreises verbunden wird und von den den jeweils anderen Wicklungsenden 68 und 69 ausgehend Dioden 70 und 71 kathoden- oder anodenseitig mit der Ausgangsinduktivtät 6 verbunden werden und die zweite Klemme der Ausgangsinduktivität wieder mit der Lastklemme 58 verschallet wird bzw. eine, geringere Leitverluste als eine Vollbrücken- schaltung aufweisende Mittelpunktsschaltung mit eingeprägtem Ausgangsstrom realisiert wird.
Die Vorrichtung wird durch, von einer Ausgangsstromregelregeleinrichtung bzw. dieser unterlagerten Eingangsstromregelung und eine in diese eingebundene Symmetrierung der magnetischen Aussteuerung des Übertragers 3 an die Steuereingänge 72, 73, 74 der abschaltbaren elektronischen Schaltvorrichtungen 19, 20, 21 der Phasen und die Gateanschlüsse 75, 76 der abschaltbaren elektronischen Schalter 48, 50 des Brückenzweiges gelegte Signale mit dem Ziel eines stationär i. a. konstanten Ausgangsstromes und eines sinusförmigen Verlaufs der Netzphasenströme in Phase mit den zugeordneten Netzphasenspannungen und optimaler Ausnutzung des Übertragers definiert.
Für die weitere Erklarung der Schaltungsfunktion wird ein physikalisch positive (zum Sternpunkt 64 gerichtete) Spannung des Filterkondensators 61, eine physikalisch negative Spannung des Kondensators 62 und eine betragsmässig zwischen dieser Spannung und 0 liegende negative Spannung des Kondensators 63 vorausgesetzt. Die Schaltungsfunktion in den übrigen, innerhalb einer Netzperiode auftretenden Vorzeichenintervalle der Kondensatorspannungen kann damit einfach gefolgert und soll daher nicht näher ausgeführt werden.
Weiters wird ein durch die Ausgangsinduktivität 6 eingeprägter Strom 9 derart vorausgesetzt, dass für den Fall, dass dieser Strom als Sekundärstrom auftritt der durchflutungsausgleichende Übertragerprimärstrom einen den Spitzenwert des Netzstromes übersteigt bzw. bei Anliegen der zwischen den Schaltereingängen 16, 18 auftretende verketteten Spannung an der Primarwicklung eine, die Lastgegenspannung 59 überwiegende Sekundärspannung resultiert. Als positive Zählpfeilrichtungen des Netzstromes (des
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Stromes in den Eingangsinduktivitäten 10, 11, 12) sei 77 vereinbart, die positive Richtung des Eingangsstromes der Vierquadrantenschalter werde durch 78 definiert.
Werden nun die Vierquadranten-Phasenschaltvorrichtungen 19, 20, 21 und die Ventile 48, 49 des Brückenzweiges als gesperrt angenommen, erfolgt eine Entmagnetisierung der, den Ausgangsstrom 9 einprägenden Ausgangsinduktivität 6 parallel über die Dioden der Ausgangsdiodenbrücke 55 gegen die Lastspannung 59, resultierend in einer Verringerung des Ausgangsstromes.
Pnmärseitig wird der Netzstrompfad, d. h. der durch die Vorschaltinduktivitäten 10, 11, 12 eingepräg- te Strom über die Filterkondensatoren 61, 62, 62 geschlossen, an den Eingangen 16, 17, 18 der Vierquadrantenschalter tritt kein Stromfluss 73 auf.
Eine Erhöhung des Ausgangsstroms kann dadurch erreicht werden, dass der Vierquadrantenschalter der Phase 13 und der elektronische Schalter 50 durchgeschaltet werden Über die, mit der negativen Spannungsschiene 46 verbundene Diode 45 der Phase mit der kleinsten (negativsten) Phasenspannung und die Diode 79 des zugehörigen V ! erquadrantenschaiters 21 wird dann die positive verkettete Spannung in Richtung eines zum Wurzelpunkt 47 des Brückenzweiges weisenden Zählpfeiles 80 an die Primärwicklung 26 geschaltet.
Dies führt zur Einkopplung einer entsprechenden Sekundärspannung die zwei Dioden der Ausgangsdiodenbrücke, 81 und 82, sperrt, womit der Ausgangsstrom 9 in, für die weitere Erklärung als positiv bezeichneter Richtung fliessend in die Sekundärwicklung 52 übernommen wird. Primärseitig tritt demzufolge ein durchflutungsausgleichender Strom auf, der über den durchgeschalteten Vterquadrantenschatter 19 aus dem Netz bezogen und über die vorstehend angegebene Diodenkombmation 45, 79 in das Netz zurückgeführt wird.
Eine alternative Möglichkeit der Erhöhung des Ausgangsstromes durch die gleiche verkettete Filterkondensatorspannung ist bei Durchschalten des Vierquadrantenschalters 20 der Phase mit der kleinsten Phasenspannung und des positiven Transistors 50 des Brückenzweiges gegeben. Es tritt dann die verkettete Spannung in negativer Zählpfeilrichtung (entgegengesetzt zu 80) an der Pnmärwlcklung auf, durch die sekundarseitig eingekoppelte Spannung wird der Leitzustand der Ausgangsdiodenbrücke 55 derart geändert, dass der Ausgangsstrom 9 in negativer Richtung über die Sekundärwicklung 52 geführt wird und sich damit in einen durchflutungsausgleichenden Pnmarstrom negativen Vorzeichens abbildet.
D. h., es wird wieder der, eine positive Spannung aufweisenden Netzphase 13 Strom entnommen und der Strompfad über den Vierquadrantenschalter 20 in die Netzphase mit negativer Spannung geschlossen. Am Ausgang der Ausgangsdiodenbrücke, zwischen den Klemmen 56 und 57, tritt die gleiche gleichgerichtete Sekundärspannung auf, da durch die Änderung des Schaltzustands nur das Vorzeichen, nicht jedoch der Betrag der transformierten Sekundärspannung geändert wird ; es steht also unter Voraussetzung entsprechenden Windungszah ! verhä ! tn ! sses wieder eine, den Ausgangsstrom erhöhende Spannung zur Verfügung.
Hinsichtlich Eingangsstrom- und Ausgangsspannungsbildung Ist diesem Schaltzustand also dem vorgehend beschriebenen redundant.
In belden Fällen wird dem Netz 8 Leistung entnommen und an die Sekundärseite 4 geliefert.
Der Leistungsfluss wird letztlich durch die Höhe des Ausgangsstromes 9 definiert, der von einer übergeordneten Regeleinrichtung in an sich bekannter Weise durch entsprechende Wahl der Einschaltdauer von, stromerhöhend und stromverringernd wirkenden Schaltzuständen eingestellt wird Neben den drei vorstehend beschriebenen Schaltzuständen liegen noch weitere vor, für die die beiden verbleibenden verketteten Spannungen, d. h die Spannungen zwischen den Emgangsklem- men 16 und 18 und den Klemmen 18 und 17 als Primärspannung auftreten. Auch für diese Schaltzustände wird der Phase mit der positiveren Spannung Strom entnommen und in die Phase mit gegenüber Sternpunkt 64 negativem Potential zurückgespeist.
Wie eine detaillierte mathematische Analyse zeigt, sind im hier betrachteten Fall unter Einbeziehung des, die zwischen den Klemmen 16 und 18 anliegende Spannung an die Primärwicklung schaltenden Schaltzustands in eine Abfolge aus den redundanten Schaltzustanden und dem Ausschaltzustand aller Schalter einerseits pulsförmige Eingangsphasenströme zu bilden, deren Filterung durch das aus den Kondensatoren 61, 62, 63 und den Induktivitäten 10, 11, 12 gebildeten Netzfilter auf einen sinusförmigen Verlauf der Netzphasenströme 77 führt und andererseits ein konstanter Mittelwert der Ausgangsspannung 81 zu bilden, der in Verbindung mit einer konstanten Lastspannung 59 auf einen (mit Ausnahme schaltfrequenter Schwankungen) konstanten Wert des Ausgangsstromes 9 führt.
Die Möglichkeit einer derartigen Regelung des Systems wird auch dadurch anschaulich verständlich, dass da bei
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symmetrischem Dreiphasennetz der konstante Leistungsfluss eines symmetrischen Sinusstromsystems mit dem konstanten Produkt von Ausgangsstrom und Spannung koinzidiert.
Neben der Regelung des Netzstromes ist, wie bereits vorstehend erwähnt, für optimale Nutzung des Magnetkreises des Obertragers auch eine symmetrische Magnetisierung bzw. Gleichan- teilfreiheit der an die Primärwicklung 26 des Übertragers 3 gelegten Spannung sicherzustellen.
Dies kann durch entsprechende zeitliche Gewichtung der redundanten Schaltzustände erreicht werden
Zusammenfassend ist hiemit durch die Steuereinheit des Systems innerhalb jeder Pulsperiode eine Sequenz von vier Schaltzuständen zu bilden, wobei ein redundanter Schaltzustand am Anfang und der zweite redundante Schaltzustand am Ende der Pulsperiode angenommen wird, i. a. für einen Abschnitt der Pulsperiode alle Schalter im Sperrzustand verbleiben und ein weiterer Schaltzustand angenommen wird, in dem die, für die redundanten Schaltzustände nicht stromführende Phase 15 einen Eingangsstrom mit, dem Vorzeichen der zugeordneten Kondensatorphasenspannung gleichem Vorzeichen aufweist.
Im Sinne minimaler Schaltverluste ist weiters diese Schaltzustandssequenz so zu ordnen, dass der Übergang In den jeweils nächsten Schaltzustand durch einen minimale Zahl von Schaltzustandsänderungen der elektronischen Schalter 27, 28, 29, 48, 50 erfolgen kann.
PATENTANSPRÜCHE :
1. Vorrichtung zur Umformung eines dreiphasigen Spannungssystems (8) in einen frei vor- gebbaren Strom (9), die einen Primärkreis (2) und einen Sekundärkreis (4) und in jeder
Phase des Primärkreises eine, an einen Eingang (16, 17, 18) einer zugeordneten bidirektio- nalen, bipolaren elektronischen Schaltvorrichtung (19, 20, 21) geschaltete Vorschaltindukti- vität (10, 11, 12) aufweist wobei parallel zu den Eingängen (16, 17, 18) der Schaltvorrichtun- gen eine Sternschaltung (7) von Filterkondensatoren (61, 62, 63) geschaltet wird und die jeweils zweiten Eingänge (21, 22, 23) der Schaltvorrichtungen direkt verbunden und an die
Klemme (25) einer Primärwicklung (26) eines Übertragers (3) geführt sind und eine positi- ve Primärspannungsschiene (42) über Dioden (39, 40, 41)
und eine negative Primärspan- nungsschiene (46) über Dioden (43, 44, 45) gespeist wird und die Sekundärwicklung (52) an den Eingang einer Einphasen-Diodenbrücke 55 gelegt wird dadurch gekennzeichnet, dass abzweigend von der Ausgangsklemme (56) der Diodenbrücke (55) eine Ausgangs- duktivität (6) gegen eine Lastklemme (58) gelegt und die zweite Klemme (60) des Last- kreises mit der zweiten Ausgangsklemme (57) der Diodebrücke (55) verbunden wird.