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Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur Umformung von Drehstrom- in Gleichstromenergie mit frei vorgebbarem Niveau der Ausgangsgleichspannung wie sie Im Oberbegriff des Patentanspruches 1 beschrieben ist.
Nach dem derzeitigen Stand der Technik wird zur Realisierung eines dreiphasigen Pulsgleichrichtersystems bei Forderung nach näherungsweise sinusförmigem Verlauf des dem Dreiphasennetz entnommenen Stromes, ohmschen Grundschwingungsnetzverhalten und Regelbarkeit der Ausgangsgleichspannung vorzugsweise eine, aus der Anmeldung EP 660 498 A2 bekannte Stromrichterschaltung und Regeleinrichtung eingesetzt. Dieses System ist durch eine einfache Struktur des Leistungsteiles und geringe Bauelementebe- lastung gekennzeichnet, weist allerdings einen prinzipbedingt durch den Spitzenwert der verketteten Netzspannung nach unten beschränkten Ausgangsspannungsbereich auf.
Für die Erzeugung kleiner Ausgangsspannungen bzw. die Beherrschung eines weiten Eingangsspannungsbereiches bei konstanter Ausgangsspannung ist daher diesem Pulsgleichrichtersystem eine weitere Konverterstufe nachzuordnen, womit eine relativ hohe Komplexität der Gesamtanordnung resultiert und der Wirkungsgrad der Energieumformung verringert wird.
Alternativ kann zur Gleichstromversorgung eines Verbrauchers eine aus der US-PS 4 654 776 bekannte Schaltung Anwendung finden. Hiebei werden die Phasenspannungen des Dreiphasennetzes über bidirektio- nate bipolare Schaltelemente an die, einseitig an Bezugs- oder Sternpunktpotential liegende Last geschaltet.
Die Steuerung der Schaltelemente erfolgt abgleitet vor einer Toleranzbandregelung des Verbraucherstromes ; unterschreitet der Strom einen vorgegebenen Schwellwert, wird die (gegenüber Bezugspotentiat) positivste Netzphasenspannung durch Durchschalten des entsprechenden Schaltelementes an den Verbraucher gelegt, womit eine Erhöhung des Stromes erreicht wird. Sinngemäss erfolgt bei Überschreiten eines vorgegebenen Schwellwertes eine Verbindung des Verbrauchers mit der negativsten Netzphasenspannung.
Als Nachteil dieses Konzeptes sind der aufgrund der schaltenden Betriebsweise und fehlender Vorschaltin- duktivitäten diskontinuierliche. und somit hohe Netzrückwirkungen verursachende Netzstromverlauf und der in den Netzphasenströmen auftretende Gleichstromanteil zu nennen (der Gleichstromanteil wird dadurch verursacht, dass unabhängig von der Polarität einer Netzphasenspannung stets nur Strom einer Richtung in das Netz weitergeschaltet wird, was zu einer Vormagnetisierung und damit Verringerung der Belastbarkeit von, der Schaltung vorgeordneten Transformatoren führt). Die technisch sinnvolle Anwendbarkeit der Schaltung ist damit nur als Teil eines dreiphasigen Wechselspannungs-Wechselspannungsumsetzers (cf.
Fig. 6 der US-PS 4 654 776) gegeben.
Aufgabe der Erfindung ist es daher, ein dreiphasiges Pulsgleichrichtersystem zu schaffen, das grundsätzlich auch eine Absenkung der Ausgangsspannung unter den Spitzenwert der verketteten Netzspannung erlaubt, wobei als weitere Grundforderungen ein sinusförmiger Verlauf des Netzstromes und die Regelbarkelt der Ausgangsspannung zu erfüllen sind.
Dies wird erfindungsgemäss durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruches 1 erreicht.
Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind den Unteransprüchen zu entnehmen.
Das Gleichrichtersystem kann durch die erfindungsgemässe Ersetzung von Funtions- bzw. Bauelementegruppen der bekannten Grundstruktur eines unidirektionalen Dreiphasen-Dreipunkt-Pulsgleichrichtersystems durch erfindungsgemässe Teilsysteme gebildet gedacht werden. Die Regelung der Ausgangsspannung und des Netzstromes der letztendlich resultierenden Schaltung kann dabei vorteilhaft gleich wie die der ursprünglichen Vorrichtung erfolgen.
Der Leistungsteil eines konventionellen dreiphasigen Dreipunkt-Pulsgleichrichtersystems wird durch
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Ausgangsspannung liegende (bidirektionale, bipolare) elektronische Schaltvorrichtung und durch, von den positiven Klemmen dieser Schaltvorrichtungen gegen die positive Ausgangsspannungsschiene geschaltete, und von der negativen Ausgangsspannungsschiene gegen die negativen Klemmen der Phasen-Schattvor-
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ren oder elektrochemische Speicher gestützt werden. Grundgedanke der Erfindung ist nun, die durch die Gleichrichterdioden bestehenden, direkten Verbindungen jeder Phasen-Schaltvorrichtung mit den Ausgangsspannungsschienen durch Zwischenschaltung von Kondensatoren zu unterbrechen und damit die Möglichkeit einer eingangsspannungsunabhängigen Einstellbarkeit der Ausgangsspannung zu schaffen.
Um ein stetes Ansteigen der Spannung an den Kondensatoren zufolge eines nur unidirektionalen Stromflusses zu verhindern, wird dabei in jeder Phase zwischen der Kathoden der negativen Phasen-Gleichrichterdiode und der Anode der positiven Phasen-Gleichrichterdiode eine Verbindungsinduktivität eingefügt, die den in der positiven Brückenhälfte liegenden Koppelkondensator gteichspannungsmässig mit der negativen Ausgangsspannungsschiene und den in der negativen Brückenhälfte liegenden Kondenator gleichspannungsmässig mit der positiven Ausgangsspannungsschiene verbindet.
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Aufgrund der, für jede Phase und jede Brückenhälfte gleichen Struktur der Schaltung, kann die Erklärung der Grundfunktion der derart gebildeten Vorrichtung auf einen Brückenzweig und eine Stromflussrichtung beschränkt werden. Für die weiteren Überlegungen sei ein physikalisch in eine Eingangsklemme des Systems fliessender. durch die Vorschaltinduktivität (in Verbindung mit einer entsprechenden Stromre- gelung) eingeprägter Phasenstrom und eine unter dem Spitzenwert der verketteten Netzspannung liegende Ausgangsspannung vorausgesetzt. Der positive Koppelkondensator der Phase sei auf eine physikalisch zur positiven Ausgangsspannungsschiene gerichtete, über dem Wert der halben Ausgangsspannung liegende Spannung geladen, die Verbindungsinduktivität weise einen von der negativen zur positiven Ausgangsspannungsschiene orientierten Stromfluss auf.
Der für positiven Eingangsstrom nicht an der Schaltungsfunktion
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negativen Ausgangsspannungsschiene orientierte Spannung in Höhe der halben Ausgangsspannung auf.
Wird nun die elektronische Schattvorrichtung durch ein, von einer z. B. als ZweipunktNetzstromregelung ausgeführten Steuervorrichtung des Systems abgegebenes Steuersignal durchgeschaltet, wird - entspre- chend dem unmittelbaren Ziel des Steuereingriffs - eine Erhöhung des Eingangsstromes erfolgen. Gleichzeitig wird damit jedoch auch die positive Platte des positiven Koppelkondensators mit dem Mittelpunkt der Ausgangsspannungsschiene verbunden, womit sich, aufgrund der über der halben Ausgangsspannung liegenden Spannung des Kondensators ein Stromkreis über die negative Ausgangsteilspannung die negative Gleichrichterdiode und die Verbindungsinduktivität schliesst und eine Erhöhung des in der Verbindungsinduktivität fliessenden Stromes erfolgt.
Aus Sicht einer Energiebilanz wird also ein Teil der im Koppelkondensator gespeicherten elektrischen Energie an die Verbindungsinduktivität abgegeben. Durch das Abschalten der elektronischen Schaltvorrichtung wird nun die Verbindung der Eingangsinduktivität mit dem Mittelpunkt der Ausgangsspannung unterbrochen und der Eingangsstrom in den positiven Koppelkondensator und die positive Gleichrichterdiode kommutiert, wobei die dabei an der Eingangsklemme der Schaltvorrichtung auftretende Spannung eine Verringerung des Eingangsstromes bewirkt ; weiters wird nun auch der in der Verbindungsinduktivität fliessende Strom-über die positive (und negative) Gleichrichterdiode In die Ausgangskondensatoren geführt.
Stationär wird dabei innerhalb jeder Pulsperiode von der Verbindungsinduktivität das während der Einschaltphase der elektronischen Schaltvorrichtung vom positiven Kopplekondensator übernommene (magnetisch zwischengespeicherte) Inkrement elektrischer Energie an den Ausgangskreis abgegeben und durch den über die Eingangsinduktivität fliessenden Eingangsstrom ein Energiebetrag gleicher Höhe in den Koppelkondensator nachgeliefert. Ein Teil der an den Ausgang gelieferten Energie wird also schaltfrequent in der Koppelkapazität zwischengespeichert.
Die über der Koppelkapazität auftretende Spannung wird durch die zugeordnete Eingangsphasenspannung und die Ausgangsspannung definiert. Dies wird dadurch deutlich, dass über der Vorschaltinduktivität und der Verbindungsinduktivität stationär kein Gleichspannungsanteil (bzw. ideal auch kein grundfrequenter Spannungsanteil) auftritt, womit die Anode der positiven Diode gleichspannungsmässig an der negativen Ausgangsspannungsschiene liegt, und somit über der positiven Koppelkapazität die Summe der gegen den Mittelpunkt der Ausgangsspannung gezählten Eingangsphasenspannung und der halben Ausgangsspannung zu liegen kommt. Allgemein erlaubt die Koppelkapazität die Anpassung eines beliebigen Eingangsspannung-an ein beliebiges Ausgangsspannungsniveau.
Die Ausgangsspannung ist also insbesondere nicht auf über dem Spitzenwert der verketteten Netzspannung liegende Werte beschränkt und kann demgemäss unabhängig von der Eingangsspannung frei vorgegeben werden. Ein weiterer Vorteil des Systems wird unter Berücksichtigung des stationären Verschwindens eines Gleichanteiles des Koppelkondensatorstromes deutich. Diese gteichstrommässige Abkopplung der Ausgänge der elektronischen Phasenschaltvorrichtungen von den Gleichspannungsschienen führt dazu, dass im Mittel über eine Pulsperiode der Eingangsphasenstrom - und der gegen den Mittelpunkt der Ausgangsspannung fliessende Ausgangsstrom der elektronischen Schaltvorrichtung den gleichen Wert aufweisen.
Im Zusammenwirken der Phasen bedeutet dies, dass-da die Summe der Phasenströme aufgrund des freien Netzsternpunktes zu Null erzwungen wird - prinzipbedingt kein resultierender Mittelpunktsstrom auftreten, und somit eine. für konventionelle Dreipunktgleichrichter i. a. erforderliche aktive oder passive Symmetrierung der Ausgangsteilspannungen unterbleiben kann.
Hinsichtlich der Regelung der Ausgangsspannung bzw. der dieser unterlagerten Regelung des Netzphasenströme weist das erfindungsgemässe Gleichrichtersystem keine Besonderheiten auf. Es kann z. B. die für Dreiphasen-Dreipunkt-Pulsgleichrichter bekannte Zweipunktregelung der Phasenströme in identer Form angewendet werden, wobei im vorliegenden Fall vorteilhaft-in ebenfalls bekannter Technik - der Phasenstromregelabweichung ein für alle Phasen gleiches, pulsfrequentes, das Umschalten der Brückenzweige koordinierendes und die Schaltfrequenz definierendes Dreiecksignal zu überlagern ist. Auf eine nähere Beschreibung der Regelschaltung soll daher verzichtet werden.
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Eine, durch, die prinizpielle Schaltungsfunktion nicht verändernde Aufteilung der Verbindungsinduktivität jeder Phase in zwei Teilinduktivitäten und die Verbindung des zwischen den Teilinduktivitäten liegenden Schaltungspunktes mit dem Mittelpunkt der Ausgangsspannung gebildete Variante der Ausführung und Verschaltung des erfindungsgemässen Teilsystems nach Patentanspruch 1 beschreibt der Patentanspruch 2 Eine weitere erfindungsgemässe Ausführungsvariante des Teilsystems und dessen erfindungsgemässe Verbindung mit Teilfunktionen bzw. Bauelementegruppen eines dem Stand der Technik entsprechenden Dreiphasen-Dreipunkt-Pulsgleichrichtersystems beschreibt der Kennzeichenteil des Patentanspruches 3.
In Form einer, die Topologie nicht beeinflussenden Umgruppierung von Bauelementen des Teilsystems nach Anspruch 1 wird dabei die Position der positiven und negativen Gleichrichterdioden und der Verbindungsinduktivität vertauscht. Die Verbindungsinduktivität wird zu gleichen Teilen in die Diodenzweige geschoben, und die ursprünglich durch zwei Dioden realisierte Gleichrichterfunktion durch nur eine, in der ursprünglich durch die Verbindungsinduktivität hergestellten Schaltverbindung liegende Diode realisiert. Die Anordnung und Spannungspolarität der jeweils an der StromfUhrung beteiligten Koppelkondensatoren bleibt dabei unverändert.
Um ein Kurzschliessen der Koppelkondensatoren bei Durchschalten der elektronischen Schaltvorrichtung zu verhindern, ist die Gleichrichterdiode dabei von der negativen Platte des positiven Koppelkondensators nach der positiven Platte des negativen Koppelkondensators zu schalten, womit gegenüber der Vorrichtung nach Patentanspruch 1 eine Umkehrung der Polarität der Ausgangsspannung, jedoch keine prinzipielle Änderung der Grundfunktion resultiert.
Nachfolgend wird anhand von Zeichnungen die Erfindung noch näher erläutert. Es zeigt :
Fig. 1 Die Grundstruktur (vereinfachte, schematische Darstellung) des Leistungsteiles eines bei erfin- dungsgemässer Verschaltung von Teilsystemen bzw. Bauelementegruppen erfindungsgemässer Struktur mit Funktionsgruppen eines bekannten unidirektionalen DreiphasenDreipunkt-Pulsgleichrichtersystems resultierenden Gleichrichtersystems.
Fig. 2 Die Grundstruktur einer Ausführungsvariante der erfindungsgemäss resultierenden Dreiphasen-
Gleichrichterschaltung.
In Fig. 1 ist ein Drehstrom-Pulsgleichrichtersystem 1 dargestellt, das bei erfindungsgemässer Eingliederung eines Teilsystems gleicher, erfindungsgemässer Struktur in jeden Brückenzweig eines dem Stand der Technik entsprechenden Dreiphasen-Dreipunkt-Pulsgleichrichtersystems gebildet wird. Die Grundfunktion des Gleichrichtersystems 1 besteht in der unidirektionalen Umformung eines dreiphasigen EingangsSpannungssystems 2 in eine Ausgangsgleichspannung 3 wobei in bekannter Weise Vorschaltinduktivitäten 4, 5, 6 von den Eingangsspannungsklemmen 7, 8, 9 an die Eingänge 10, 11, 12 bidirektionaler, bipolarer elektronischer Schaltvorrichtungen 13, 14, 15 geschaltet werden, deren jeweils zweiten Eingangsklemmen 16, 17, 18 mit dem Mittelpunkt 19 des Gleichspannungskreises verbunden sind.
Die elektronischen Schaltvorrichtung jeder Phase wird durch Anordnung eines unidirektionalen, unipolaren Schalters 20 bzw. 21 bzw. 22 über den gleichspannungsseitigen Klemmen 23, 24 bzw. 25, 26 bzw. 27, 28 einphasiger Diodenbrückenschaltungen 29 bzw. 30 bzw. 31 gebildet. Die wechselspannungsseitigen Klemmen dieser Diodenbrücken entsprechen den vorstehend genannten Eingängen der elektronischen Schaltvorrichtungen.
Die erfindungsgemässen Teilsysteme 32, 33, 34 weisen für jede Phase gleiche Struktur auf und werden duch Anordnung einer positven Koppelkapazität 35 und einer in Serie liegende Diode 37 zwischen der positiven Klemme 23 (bzw. 25 bzw. 27) der elektronischen Schaltvorrichtung und dem positiven Pol 43 der Ausgangsspannung 3 und Anordnung einer negativen Koppelkapazität 36 und einer in Serie liegenden Diode 38 zwischen der negativen Klemme 24 (bzw. 26 bzw. 28) der elektronischen Schaltvorrichtung 13 (bzw. 14 bzw. 15) und dem negativen Pol 47 der Ausgangsspannung 3 gebildet. wobei die Kathoden der Dioden 37 mit der Klemme 43 und die Anoden der Dioden 38 mit der Klemme 47 verbunden werden. Weiters wird in jeder Phase von der Verbindungsleitung der Elemente 35 und 37 abzweigend eine Verbindungsinduktivität gegen die Schalterbindung der Elemente 36 und 38 geschaltet.
Der Schaltzustand der Vorrichtung wird durch die, von einer Ausgangsspannungsregel- bzw. dieser unterlagerten Eingangsstromregeleinrichtung (z. B. ausgeführt als Zweipunktregelung) an die Steuereingänge 48, 49, 50 der elektronischen Schaltvorrichtungen 13, 14, 15 der Phasen gelegten Signale definiert. Weist z. B. der über die Eingangsklemme 7 fliessende Netzphasenstrom eine zu geringen Betrag auf, wird durch ein an den Steuereingang 48 des Schaltelementes 20 (z. B. ausgeführt als Leistungstransistor) der zugeordneten elektronischen Schaltvorrichtung 13 gelegtes Steuersignal die Klemme 10 der Vorschaltinduktivität mit dem Mittelpunkt 19 der Ausgangsspannung verbunden, womit eine Erhöhung des Betrages des Eingangsstromes resultiert.
Bei Abschalten von 20 tritt, wie die folgenden Ausführungen zeigen, an der Eingangsklemme 10 der elektronischen Schaltvorrichtung eine, die Netzspannung überwiegende Spannung auf, womit eine Abnahme des Strombetrages verbunden und damit in bekannter Weise die Möglichkeit einer Regelung des mittleren Eingangsstromes über entsprechende Wahl der relativen Einschaltdauer des elektronischen Schaltelementes 20 innerhalb einer Pulsperiode gegeben ist, wobei der Netzstromsollwert
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vorteilhaft sinusförmig und in Phase mit der zugeordneten Netzphasenspannung liegend vorgegeben wird.
Ohne genaueres Studium der Funktion des erfindungsgemässen Vorrichtung wird damit auch die Möglichkeit einer Regelung der Ausgangsspannung in bekannter Weise deutlich, da ja stationär keine Anderung der mittleren in den Kondensatoren und Induktivitäten des Konverters gespeicherten Energie erfolgt, und demgemäss der, durch die Amplitude der Netzströme in Verbindung mit der Netzspannung definierte Leistungsfiuss direkt am Ausgang der Vorrichtung auftritt. Wird die Ausgangsspannung durch elektrochemische Speicher eingeprägt, kann anstelle der Spannungsregelung eine Regelung des mittleren Ladestromes vorgenommen werden.
Für die weitere Erklärung der Schaltungsfunktion kann die Betrachtung aufgrund der identen Struktur der Phasen-Brückenzweige und der gleichen Funktion und Grundstruktur des in der positiven und negativen Bückenhälfte liegenden Schaltungsteiles auf eine Phase und eine Richtung des Eingangsstromes beschränkt werden. Es wird dabei ein physikalisch in die Eingangsklemme 10 der Schaltvorrichtung 13 fliessender Phasenstrom und eine Ladung des positiven Koppelkondensators 35 auf eine über der halben Ausgangsspannung liegenden Spannungswert (positive Platte an 23 liegend) vorausgesetzt. Die negative Koppelkapazität 36 sei auf halbe Ausgangsspannung geladen (positive Platte an 24 liegend) und braucht für die vorausgesetzte Richtung des Eingangsstromes nicht weiter berücksichtigt werden.
Weiters liege ein, durch die Verbindungsinduktivität 39 eingeprägter, über die Diode 38 verlaufender Stromfluss vor.
Durch das Durchschalten des Leistungstransistors 20 wird, wie bereits vorstehend ausgeführt, die Eingangsklemme 10 der elektronischen Schaltvorrichtung 13 mit dem Mittelpunkt 19 der Ausgangsspannung verbunden bzw. der Eingangsstrom über das, z. B. durch einen LeistungsMOSFET, Bipolar-Leistungs- transistor, oder IGBT realisierte elektronische Schaltelement 20 geführt. Weiter wird durch das Durchschalten des Leistungstransistors 20 die an der positiven Ausgangsklemme 23 der Schaltvorrichtung 13 liegende positive Platte des positiven Koppelkondensators 35 an den Mittelpunkt 19 geschaltet, womit die Kondensatorspannung um die halbe Ausgangsspannung vermindert über der Verbindungsinduktivität 39 auftritt und eine Zunahme des in 39 fliessenden Stromes bewirkt.
Durch das Abschalten des Leistungstransistors 20 wird der Strom in der Verbindungsinduktivität 39 in die an den positiven Pol 43 der Ausgangspannung 3 führende Diode 37 kommutiert womit entsprechend dem Vorzeichen der dann über 39 auftretenden Spannung eine Abnahme des Stromes resultiert. Auch der Eingangsstrom wird nun über die Diode 37 (und die Koppelkapazität 35) in den Ausgangskreis geleitet. In Verbindung mit der Ausgangsspannung stellt der Koppelkondensator 35 dabei für die Vorschaltinduktivität 4 eine abmagnetisierende, also den Eingangsstrom verringernde Spannung zu Verfügung.
Zusammenfassend kann also durch Durchschalten der Schaltvorrichtung 13 der Betrag des Eingangsstromes erhöht und durch Abschalten verringert werden, womit die Möglichkeit einer einfachen, in bekannter Technik, also z. B. als Zweipunktregelung ausführbaren Regelung des Eingangsstromes gegeben ist. Wird eine Zweipunktregelung des Eingangsstromes vorgesehen, ist vorteilhaft die. dem ZweipunktSchaltelement zugeführte Regelabweichung durch ein für alle Phasen gleiches Dreiecksignal zu erweitern, da dadurch eine für konventionelle Zweipunktregler charakteristische zeitliche und lastabhängige Variation der Schaltfrequenz vermieden und die Umschaltungen der Phasenzweige koordiniert werden, wodurch im Zusammenwirken aller Phasen bei geringer Schaltfrequenz der Phasen-Brückenzweige eine hohe Qualität der Stromregelung erreicht wird.
Wird, um das Grundprinzip der Energieumsetzung des Systems zu verdeutlichen, die Energieänderung der am Stromfluss beteiligten passiven Schaltelemente 4, 39 und 35 betrachtet, ist festzuhalten, dass während der Einschaltphase von 13 bzw. 20 die in 4 und 39 gespeicherte magnetische Energie erhöht und die in 35 gespeicherte elektrische Energie verringert wird. Die Energiezunahme von 4 wird aus der Eingangsspannung 7 gedeckt, die Energieänderung von 39 entspricht der Abnahme der in 35 gespeicherten Energie vermindert um den, durch den über 38. 39,20 und die negative Ausgangsteilspannung fliessenden, an den Ausgangskreis abgegebenen Energieanteil.
Nach dem Abschalten von 20 wird das positive Energieinkrement von 4 an 35 und die positive Ausgangsteilspannung übergeben und das positive Energieinkrement von 39 entsprechend der geforderter Grundfunktion des Systems in den Ausgangskreis abgegeben. Stationär ist somit bei konstanter Eingangsspannung im Mittel über eine Pulsperiode ein konstanter Energieinhalt des elektrischen und der magnetischen Speicher jeder Phase gegeben. Die an den Ausgang
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nähere Überlegung zeigt, die mittlere Spannung des Koppelkondensators 35 durch die Summe der (gegen den Mittelpunkt der Ausgangsspannung 19 positiv gezählten) Eingangsspannung und der halben Ausgangsspannung definiert wird.
Durch die kapazitive Übertragung der Energie kann das Ausgangsspannungniveau unabhängig von der Amplitude der Netzspannung frei vorgegeben werden, womit auch die für, entsprechend dem Stand der Technik realisierte Dreiphasen-DreipunktPulsgleichrichtersysteme gegebene Beschränkung der Ausgangsspannung nach unten entfällt, da jede Differenz einer Ein- und Ausgangsspan-
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nung in der vorstehend beschriebenen Form durch eine entsprechende, an der Koppelkapazität 35 auftretende Spannung ausgeglichen wird.
Ein weiterer Vorteil der kapazitiven Kopplung von Ein- und Ausgangskreis besteht darin, dass als gegen den Mittelpunkt der Ausgangsspannung fliessender Strom jeder Phase im Mittel über eine Pulsperiode stets der Eingangsstrom auftritt. Im Zusammenwirken alle Phasen resultiert somit kein, den z. B. kapazitiv gebildeten Ausgangsspannungsmittelpunkt belastender Stromfluss da sich die Eingangsströme zufolge des freien Netzsternpunktes stets zu Null ergänzen (und auch durch die Eingangsstromregelung entsprechend geführt werden). Eine für konventionelle Dreipunkt-Pulsgleichrichtersysteme erforderliche, steuerungstechnische Symmetrierung der Ausgangsteilspannungen kann damit unterbleiben.
Hinsichtlich einer schaltungstechnischen Realisierung des Systems 1 ist anzumerken, dass zur Dämpfung von, durch Umschattvorgänge oder den Wechsel des Vorzeichens eines Phasen-stromes angeregten Schwingungen zwischen den Koppelkondensatoren und der Verbindungsinduktivität einer Phase über den Koppelkondensatoren passive RC- oder aktive Bedämpfungsnetzwerke angeordnet werden können, wobei auch eine aktive Dämpfung der Kondensatorspannungsverläufe durch Einbeziehung der Spannung in die Vorgabe der Netzphasenstromsollwerte, z. B. in Form einer Zustandsregelung denkbar ist. Da diese Netzwerke bzw. die steuerungstechnische Dämpfung für die Schaltungsgrundfunktion jedoch nicht zwingend erforderlich sind, wird hier auf eine näher Beschreibung verzichtet.
Eine Ausführungsvariante des erfindungsgemässen Teilsystems 32 bzw. 33 bzw. 34 bzw. die damit resultierende Gesamtstruktur des Gleichrichtersystems ist in Flg. 2 gezeigt. Für gleiche Elemente und Schaltungspunkte werden dabei die gleichen Bezugszeichen wie in Fig. 1 gewählt ; auf eine vollständige Bezeichnung aller Elemente wird jedoch aus Gründen der Übersichtlichkeit verzichtet. Es wird dabei in jeder Phase wieder die positive Koppelkapazität 35, von der positiven Klemme der elektronischen Schaltvorrichtung, z. B. 23, abzweigend angeordnet und das zweite Ende des Kondensators 35 über eine Verbindungsinduktivität 51 an die negative Klemme 47 des Ausgangsspannungskreises 3 gelegt.
Analog erfolgt dann in der negativen Brückenhälfte eine Verschaltung eines Pols der negativen Koppelkapazität 36 mit dem negativen Ausgang 24 der Schaltvorrichtung 13 wobei das zweite Ende des Koppelkondensators über eine Verbindungsinduktivität 52 an die positive Klemme 43 der Ausgangsspannung gelegt wird.
Weiters wird der zwischen positiver Koppelkapazität 35 und Verbindungsinduktivität 51 liegende Schaltungspunkt 53 und der zwischen negativer Koppelkapazität 36 und Verbindungsinduktivität 52 liegende Schaltungspunkt 54 durch eine nach 54 orientierte Diode 55 verbunden. Das Teilsystem 32 weist damit (wie auch 33 und 34) die gleiche Topologie wie die in Fig. 1 dargestellte Ausführungsvariante auf, die konkrete Schaltung des Teilsystems kann durch Umordnung bzw. Verschiebung der Bauelemente aus der Schaltung nach Fig.1 abgeleitet gedacht werden kann. Die Grundfunktion des Gesamtsystems, insbesondere die Funktion der Kopplekapazitäten als schaltfrequente Energiezwischenspeicher wird durch diese Umordnung nicht beeinflusst, und kann damit den Ausführungen in Verbindung mit Fig. 1 entnommen werden.
Patentansprüche 1. Vorrichtung zur Umformung eines dreiphasigen Spannungssystems (2) in eine frei vorgebbare Gleich- spannung (3) die in jeder Phase eine, an einen Eingang (10, 11, 12) einer zugeordneten bidirektionalen, bipolaren elektronischen Schaltvorrichtung (13, 14, 15) geschaltete Vorschaltinduktivität (4) bzw. (5) bzw.
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