CN101689760B - 用于将电能馈送到供电系统的变换器 - Google Patents

用于将电能馈送到供电系统的变换器 Download PDF

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Abstract

介绍了一种用于将电能馈送到供电系统(2)的变换器(3)，其具有：在各种情况下分别用于连接到DC电压发生器(1)的正负输出(4，5)的一个输入(6，7)；用于连接到供电系统(2)的两个输出(8，9)；装置，其具有存储电感器(L1)和开关(S1-S6)，用于将DC电压转换为AC电压。可被连接到DC电压发生器(1)的负输出(5)的输入(7)可被接地，两个输出(8，9)中的至少一个具有干线电感器(L2)。根据本发明，装置包含：具有两个电流路径(S4，L1，S6；S5，L1，S3)的桥式电路，其中的一个提供正输出电流，另一个提供负输出电流；用于以供电频率在两个电流路径(S4，L1，S6；S5，L1，S3)之间进行切换的开关单元；耦合电容器(1)，其将桥式电路连接到开关单元。

Description

用于将电能馈送到供电系统的变换器
技术领域
本发明涉及用于将电能馈送到供电系统的变换器。
背景技术
多种类型的变换器用于将由例如光电或燃料电池发电器等的直流电压发生器所产生的电能馈送到AC电力供电系统，特别是到市电供电系统(50/60Hz)。在直流电压发生器和实际变换器(DC/AC转换器)之间，大多数情况下提供DC转换器(DC-DC斩波器)，其用于将由直流电压发生器供给的DC电压转换为变换器需要的DC电压或对之进行适应。
出于不同的原因，希望将直流电压发生器的输出之一接地，在本发明的背景下，特别考虑在直流电压发生器负输出上提供接地连接的情况。希望的接地的原因在于，一方面，在某些国家要求这种接地。另一方面，当缺少这样的接地时，在运行中产生多种缺点。一个问题在于高频泄漏电流。由于直流电压发生器和接地之间的不可避免的寄生电容，较大的均衡电流——其代表不能接受的安全风险——可能在电位波动时发生，其使得有必要在剩余电流传感器等的帮助下提供复杂的监视措施以便进行接触保护或用于电磁兼容(EMC)，且其仅能通过接地来安全地避免。直流电压发生器上的电位波动可进一步导致薄膜模块等某些太阳能模块的永久损坏。
如果使用具有变压器的DC转换器，介绍的接地是容易地可行的，其使得发生直流电压侧和交流电压侧之间的电气分离。然而，无论使用供电系统变压器还是高频变压器，变压器尤其导致效率的降低、某种程度上较大的重量和尺寸和/或附加的调节成本，这成为基本上优选无变压器电压转换器的原因。然而，无变压器DC转换器的常用拓扑使得不可能实现希望的接地，因为这将导致所需开关、电容等之中的短路或增大的电路成本以及其他的缺点。
已经为以其他方式避免所提到的缺点作出了多种努力。特别地，用于减小不希望的泄漏电流的电路是已知的(例如DE 10 2004 037 446A1，DE102 21 592A1，DE 10 2004 030 912B3)。在这些电路中，例如，太阳能发电器在内部电能传输的某些相与供电系统隔离地运行。当太阳能发电器于是周期性地电气连接到供电系统时，其寄生电容仅仅轻微地重新加载，使得太阳能发电器的电位在干线频率上并以对应于供电系统电压一半的电压幅度正弦地变化。由于太阳能发电器的小电压差，高频电流于是仅仅在两个开关周期之间并通过开关过程中的不对称形成。通过这种方式，电容性泄漏电流可被强有力地最小化，但不能在原理上完全避免。
进一步地，已经知道一种使用分割的太阳能发电器的开关布置(DE102 25 020A1)，其中心点接地。结果，太阳能发电器的所有部件具有固定的电位，电容性泄漏电流原理上不能流动。由于两个直流源具有不同的产出(yield)，另外提供电路以适应电力差和电压。在这种电路建议中，缺点在于开关上和太阳能发电器中的高电压差、补偿电路中的附加损耗以及需要以高频为时钟的至少四个开关。
除此之外，已经知道这样的电路布置：借助该电路布置，即使缺少变压器，太阳能发电器可在一侧接地。原理上，电容性泄漏电流因此得以避免。然而，这些电路布置(DE 196 42 522C1)中的一个需要五个有源开关，一个或两个开关以高频同步开关，并必须提供平均输出电流。在也被称为“飞行电感器(flying inductor)”的此电路上，效率受到在电流中串联地同时参与的大量部件的影响。这种电路的缺点也在于不连续的电流脉冲被施加在供电系统上，这需要电容性干线滤波器，由于其自身对空闲功率的需求，其在原理上不仅减弱功率因数，还减弱部分负载范围内电路的效率。尽管这样的电容性干线滤波器可使用另一已知电路(DE 197 32 218C1)来避免，为此需要九个有源开关，其中的至少两个必须以高频同时开关，使得构造成本甚至进一步增大，整个装置的鲁棒性和效率受到负面影响。飞行电感器的拓扑进一步具有开关的电压负载依赖于供电电压且对供电系统故障敏感的缺点。
最后，这样的设备是已知的(US 2007/0047277A1)：其被配置为两级并且不仅包含实际变换器(DC/AC转换器)，还包含直流电压或DC/DC转换器。变换器具有双极电压中间电路，该电路包含串联安装且在接地端子上连接在一起的两个电容器，接地端子与相应的供电系统的零或中性导体相关联，并连接于其上。在这种情况下，变换器的接地端子也可连接到直流电压发生器的负输出。这使用由两个磁耦合绕组组成的存储电抗器成为可能。此存储电抗器的两个绕组在一端上以这样的方式电气连接在一起：一方面，当开关闭合时，两个绕组中的一个由直流电压发生器加载，另一个绕组借助磁耦合通过第一绕组加载，另一方面，当开关断开时，两个绕组通过两个电容器中相关联的相应的一个并通过相关联的二极管解除加载。
该装置使得可以将直流电压发生器以相对较为简单的装置接地、特别是没有变压器的优点受到以下缺点的抵消：其需要以高频同步的至少三个有源开关，且为两级配置，这增大了控制成本。另外，总共至少两个开关必须相应地以高频被同步开关，这不可避免地产生损耗并影响了效率。
发明内容
鉴于现有技术的所述情况，本发明的技术问题在于以这样的方式配置上面提到的类型的变换器：对直流电压发生器的负端子接地不仅可在构造方面用相对较为简单构造的装置、还可用较少数量的高频运行且同时有效的开关来实现。
根据本发明一实施形态，一种用于向供电系统(2)馈入电能的变换器具有分别用于连接到直流电压发生器(1)的负和正输出(4，5)的第一输入(6)和第二输入(7)，所述第二输入(7)用于连接到适用于接地的负输出(5)，该变换器具有用于连接到所述供电系统(2)的两个输出(8，9)，至少一个输出(8)具有干线电抗器(L2)，该变换器具有将输入(6，7)上的直流电压转换为输出(8，9)上的交流电压的装置，所述装置包含存储电抗器L1和开关S1到S6，该装置包含：桥式电路，该电路相应地具有两个电流路径：S4、L1、S6，以及，S5、L1、S3，其中的一个被设计为提供正输出电流，另一个被设计为提供负输出电流；用于以干线频率在两个电流路径S4、L1、S6以及S5、L1、S3之间切换的开关单元；将所述桥式电路连接到所述开关单元的耦合电容器(C1)，其特征在于：所述桥式电路被配置为H桥，两个电流路径S4、L1、S6以及S5、L1、S3各自包含两个开关S4、S6以及S5、S3，存储电抗器L1对于两个电流路径共用，两个开关S3和S4构成的第一串联电路和也由两个开关S5和S6构成的第二串联电路并联连接，第二串联电路的开关S5和S6的连接点(11)通过存储电抗器L1连接到第一串联电路的两个开关S3与S4的连接点(12)，第一与第二串联电路的开关S3至S6以及存储电抗器L1构成具有电流路径S6、L1、S4以及S5、L1、S3的桥式电路。借助该变换器，实现了对此问题的解决方法。
本发明提出了一种一级构造类型的变换器，即这样的变换器：DC-DC部分和DC-AC部分合并为一个合并的电路布置。结果，在一个单级中使得共有的控制成为可能。另外，提供这样的变换器：每次仅仅有一个高频开关有效。最后，直流电压发生器的负极可被接地，能量可以以连续的电流被馈送到供电系统中。
本发明的其他有利特征将由从属权利要求明了。
附图说明
参照附图阅读下面对示例性实施例的介绍将更好地理解本发明，在所述附图中：
图1示出了本发明的变换器的电路图；
图2示出了在正供电电压下和在正输出电流下图1所示的变换器的运行；
图3示出了在负供电电压下和在负输出电流下图1所示的变换器的运行；以及
图4示出了用于对图1-3所示的变换器的开关进行控制的信号。
具体实施方式
根据图1，本发明的背景下考虑的装置包含直流电压发生器1、供电系统2以及连接在直流电压发生器1和供电系统2之间的变换器3。直流电压发生器1包含例如光电池或燃料电池发电器，并包含与其两个输出4(+)和5(-)并联连接的电容器C2(例如US 2007/0047277A1)。
变换器3包含连接到直流电压发生器1的输出4、5的两个输入6、7以及用于连接到供电系统2以及用于向供电系统2的单相电能馈送的两个输出8、9。平滑或干线电抗器L2安装在输出8、9的至少一个的上游，其在示例性实施例中应用于输出8，所述输出被连接到供电系统2的相L。另外，图1示出了线10被连接到地电位，线10将输出9连接到被连接到直流电压发生器1的负输出5的输入7。
与大多数已知电路布置形成对比的是，不在直流电压发生器1和供电系统2之间设置包含直流电压(DC/DC)转换器以及安装在其上游的分立变换器(DC/AC转换器)的两级布置。相反，本发明提出了一种变换器3，其一方面根据图1具有升压和降压特性，另一方面，进行DC/AC转换，因此合并了否则将会分立的两个功能。为此目的，包含两个开关S3和S4的第一串联电路和也包含两个开关S5、S6的第二串联电路根据图1与两个输入6、7并联连接。开关S5、S6的连接点11通过存储电抗器L1连接到两个开关S3、S4的连接点12。开关S3到S6以及存储电抗器L1构成桥式电路，其具有将在后面讨论的两个电流路径S6、L1、S4以及S5、L1、S3，其中的一个用于提供正输出电流，另一个用于提供负输出电流。
开关单元用于选择两个电流电路中的哪一个有效。所述单元一方面包含两个开关S5和S6，另一方面，包含由两个开关S1、S2构成的串联电路。在示例性实施例中，开关S1的端子在连接点14上连接到作为能量存储器的耦合电容器C1的端子，所述电容器的另一个端子连接到连接点12。另外，开关S2的一个端子在连接点15上连接到导线10。端子14进一步经由干线电抗器L2连接到变换器3的输出8。最后，开关单元包含两个续流二极管D1和D2。续流二极管D1与开关S1并联连接。其阴极连接到端子14，其阳极连接到两个开关S1、S2之间的连接点16。续流二极管D2与开关S2并联连接，其阳极连接到连接点16，其阴极与连接点15连接。
根据本发明，开关单元以将被馈送的供电系统2的频率运行，即例如50Hz或60Hz。这种运行更为特别地发生，使得在供电电压的正半波期间，开关S2和S6处于闭合状态，开关S1、S3、S5相反地处于断开状态，故而正输出电流在输出8、9上产生。与此相反的是，在供电电压的负半波期间，开关S1、S5处于闭合状态，开关S2、S4、S6处于断开状态。
开关单元的开关S1、S2、S5、S6仅仅对于供电电压的各个周期开关一次，通过例如以高频——即以例如16kHz的频率——借助常用的PWM控制进行开关，其余开关S3、S4用于在正或负半波期间调制将被馈送的正弦电流。
所介绍的变换器3基本上如下运行：
不像降压-升压斩波器那样，变换器3中的能量基本上电容性地通过耦合电容器C1传送。当在短时间段上考虑时，耦合电容器C1的电压可被假设为恒定。
下面，将首先介绍在正供电电压和正输出电流上获得的运行方式。开关S1-S6这里具有图2所示的位置，根据此，开关S1、S3、S5断开，开关S2、S6取其闭合条件，开关S4高频开关。结果，耦合电容器C1的电压UC1平均等于供电电压UN，即UC1＝UN。
如果开关S4处于闭合条件，开关S4、S6以及存储电抗器L1构成的桥式电路的电流路径有效，使得存储电抗器L1被直流电压发生器1或其电容器C2加载。由此，假设耦合电容器C1处于加载条件，连接点12(图2中的耦合电容器C1的左侧)处于负电位，连接点14(图2的耦合电容器C1的右侧)相反地处于正电位。因此，电压UD1＝UC2+UC1在相反方向施加到续流二极管D1，UC2基本等于直流电压发生器1的输出电压。续流二极管D2被S1短路。结果，耦合电容器C1通过从连接点14经过线路电感L2、输出8、供电系统2、输出9、线路10、直流电压发生器1、开关S4、连接点12流回到耦合电容器C1的正电流i(t)＞0来解除加载。流经L2的电流i(t)由此增大，即L2被加载。
如果开关S4相反地处于断开条件，电流继续以相同的方向流经L1和L2。结果，L1、L2被重新解除加载，由于断开的开关S4，其仅仅经由续流二极管D1成为可能。因此，电感L1和L2上的电压将适应续流二极管D1达到导通条件。结果，电流从L1经过S6、10、15、S2、16、D1、14和C1流回到连接点12，故耦合电容器C1被加载。与此相反的是，电流从L2经过输出8、供电系统2、输出9、连接点15、开关S2、连接点16、续流二极管D1流回到连接点14。结果，经过L1、L2的电流逐渐减小。
对于开关S4，如果占空比(duty cycle)与脉冲基本周期(pulseelementary period)之间的占空因子(duty factor)用D表示，电压传送比和电流传送比均由电感器L1和L2的电压/电流面积的平衡计算。根据此：
UN/UC2＝D/(1-D)
以及
iL2/iL1＝(D-1)/D，
假设没有损耗。这些公式显示出当D＜0.5时，变换器以降压模式运行，当D＞0.5时，以升压模式运行。
在负供电电压和负输出电流下，变换器3的运行方式固定为，开关S1-S6现在取图3所示的位置，根据此，S2、S4、S6断开，开关S1、S5取其闭合状态，开关S3以高频连接。这里，C1上的电压UC1平均等于直流电压发生器1的输出电压UC2和供电电压UN的和，即在最为静态的条件下，UC1＝UC2+UN。
如果开关S3处于闭合状态，桥式电路的由开关S3、S5以及存储电抗器L1构成的电流路径有效，所述存储电抗器L1由直流电压发生器1加载，结果，处于与正半波中的一个相反的方向。耦合电容器C1再度已经处于加载状态，连接点12(图3中的C1的左侧)处于正电位，连接点14(图3的C1的右侧)处于负电位。因此，续流二极管D2上的电压UC1处于相反的方向，续流二极管D1被S1短路。结果，耦合电容器C1被流经供电系统2的电流i(t)＜0解除加载，即电流从连接点12经过开关S3、导线10、连接点15、输出9、供电系统2、输出8、干线电抗器L2、连接点14回到耦合电容器C1。通过L2的电流由此增大，即L2被加载。
相反，如果开关S3处于断开状态，电流继续以相同的方向流经L1、L2。结果，L1和L2重新被解除加载，由于断开的开关S3，其仅仅通过相应地适应到L1、L2的电压并通过迫使电流经过续流二极管D2成为可能。因此，来自L1的电流现在开始从连接点12经过C1、14、S1、16、D2、15、10、1(或C2)以及S5回到L1，使得耦合电容器C1被加载。与此相反的是，来自L2的电流从连接点14经过S1、16、D2、15、10、输出9、供电系统2和输出8流回到L2。结果，经过L1、L2的电流逐渐减小。
对于开关S3，如果占空比和脉冲基本周期之间的占空因子用D表示，注意，其可与上面的关于正半波的考虑相同：
UN/UC2＝D/(1-D)
以及
iL2/iL1＝(D-1)/D，
再次假设没有损耗。类似于正半波，升压和降压运行模式都是可能的。
因为所用的线路电感L2，由于输出电压和输出电流是正弦的，对于各个半波的占空因子D以已知的方式受到调制或控制。这在图4中原理性地示出，值“0”和“1”示出了开关S1-S6的相应的断开和开通条件。类似于i(t)的曲线形状，这里未示出的干线电压理想地假设为正弦。开关S3、S4受到变得较宽以及较窄的脉冲的控制，如PWM控制器的情况一样。开关S3、S4的定时交替地以占空因子D(t)对于两个半波发生，其中：
D(t)＝M/(M+1)
且其中，
M＝UN/UC2＝D/(1-D)
描述了变换器3的输出8、9上的输出电压和输入6、7上的输入电压之间的比值。开关S2、S6与开关S1、S5互补地开关。
对于变换器3介绍的电路布置可被追踪到两个简单的基本模式。在正半波(正输出电流)期间，变换器3以被称为Zeta转换器的方式运行，其包含部件S4、L1、C1、D1和L2，使得输入电压的极性不变(图2)。相反，变换器3在负半波(负输出电流)期间类似于Cuk转换器运行，其包含部件S3、L1、C1、D2、L2，并变换输入电压的极性(图3)。出于此目的，开关S1-S6假设为理想的，即不发生前向电阻等。两个转换器类型Zeta和Cuk进一步共同具有主要为电容性能量传送的特性。
获得了特别的优点，因为本发明的变换器3在一个电路布置中结合了Zeta转换器和Cuk转换器以及由开关S1、S2、S5、S6构成的开关单元。此开关单元交替地以干线频率切换到Zeta或Cuk功能，借助开关S5、S6一方面设置通过L1的电流方向，并在另一方面通过开关S1、S2设置续流二极管D1、D2的功能。另一个优点在于，在正以及负半波期间，仅仅一个开关S3或S4需要以高频致动，使得损耗可被保持为低，获得高的效率。最后，有利的是，发生一级布置，其导致简化的控制成本。在本文中，控制单元不能被认为是第二级，因为其仅仅具有开关功能，并不用于正以及负输出电流的调制。实际上，开关S1、S2、S5、S6以时间顺序与干线电流的过零同时开关，对于此，不需要复杂的控制单元，仅需要用于测量过零的设备。与此无关，由开关S3-S6以及存储电抗器L1构成的桥式电路可被设计为特别运行的H桥，存储电抗器L1位于桥的支路，并与开关S4、S6或与开关S3、S5构成桥的侧支或电流以相反方向流经存储电抗器L1的电流路径。因此，变换器3可一般地看作包含H桥、开关单元和采用耦合电容器C1的形式的能量存储器的电路布置。同时，此电路布置使得对直流电压发生器1的负输出5或用于连接到输出5的变换器3的输入7进行接地成为可能，并产生到供电系统2的连续电流。对于其余部分，显然，除正或负电压之外，趋于零的小输出电压可根据需要在变换器3的输出8、9上提供，即输出电压可为零，大于零或小于零。
本发明不限于所介绍的示例性实施例，其可以以多种方式变化。具体而言，在这里给出的说明中仅仅介绍了更好理解本发明需要的部件，也就是说，根据需要，附加地提供已知所需要的控制器、MPP控制器等。另外，将会明了，多种特征可以以与所介绍和示出的不同的组合使用。

Claims (6)

1.一种用于向供电系统(2)馈入电能的变换器，其具有分别用于连接到直流电压发生器(1)的正和负输出(4，5)的第一输入(6)和第二输入(7)，所述第二输入(7)用于连接到适用于接地的负输出(5)，该变换器具有用于连接到所述供电系统(2)的两个输出(8，9)，至少一个输出(8)具有干线电抗器(L2)，该变换器具有将输入(6，7)上的直流电压转换为输出(8，9)上的交流电压的装置，所述装置包含存储电抗器L1和开关S1到S6，该装置包含：桥式电路，该电路相应地具有两个电流路径：S4、L1、S6，以及S5、L1、S3，其中的一个被设计为提供正输出电流，另一个被设计为提供负输出电流；用于以干线频率在两个电流路径S4、L1、S6以及S5、L1、S3之间切换的开关单元；将所述桥式电路连接到所述开关单元的耦合电容器(C1)，其特征在于：
所述桥式电路被配置为H桥，两个电流路径S4、L1、S6以及S5、L1、S3各自包含两个开关S4、S6以及S5、S3，存储电抗器L1对于两个电流路径共用，两个开关S3和S4构成的第一串联电路和也由两个开关S5和S6构成的第二串联电路并联连接，第二串联电路的开关S5和S6的连接点(11)通过存储电抗器L1连接到第一串联电路的两个开关S3与S4的连接点(12)，第一与第二串联电路的开关S3至S6以及存储电抗器L1构成具有电流路径S4、L1、S6以及S5、L1、S3的桥式电路。
2.根据权利要求1的变换器，其特征在于，开关单元包含两个串联安装在变换器的输出之间的附加开关S1与S2以及与之并联连接的续流二极管(D1，D2)。
3.根据权利要求2的变换器，其特征在于，耦合电容器(C1)的一侧连接到存储电抗器L1的端子，耦合电容器(C1)的另一侧连接到变换器的具有干线电抗器(L2)的一个输出(8)。
4.根据权利要求2或3的变换器，其特征在于，开关单元的两个附加开关中的一个(S2)仅仅在供电电压的正半波期间处于闭合状态，开关单元的两个附加开关中的另一个(S1)仅仅在供电电压的负半波期间处于闭合状态。
5.根据权利要求1-3中任意一项的变换器，其特征在于，桥式电路的两个电流路径S4、L1、S6以及S5、L1、S3中任意一个的一个开关S4或S3为以高频致动的开关。
6.根据权利要求4的变换器，其特征在于，桥式电路的两个电流路径S4、L1、S6以及S5、L1、S3中任意一个的一个开关S4或S3为以高频致动的开关。
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