KR101749667B1 - 비절연 양방향 직류-직류 컨버터 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 에너지 저장 시스템(ESS)에서 양방향의 직류/직류 컨버터를 구현하는 기술에 관한 것이다.
이러한 본 발명은 배터리 셀(Battery Cell)과 같이 낮은 전압의 전원을 고전압의 부하에 연결하여 사용할 때 결합 인덕터(Coupled Inductor)와 인터리빙(Interleaving) 구조를 이용하여 충방전 모드에서 높은 비율로 전압 변환기능을 수행하고 전류 리플을 최소화할 수 있도록 한 것을 특징으로 한다.
이를 위해 본 발명은, 배터리팩 전원과 디씨링크단전원 사이에 전기에너지 저장부(510), 제1레그(520),제2레그(530) 및 결합 인덕터(540)를 구비하여 상기 두 전원 간에 전기 에너지가 부스트 컨버터 모드 또는 벅 컨버터 모드에 따라 전기 에너지가 승압 또는 감압되어 전달되도록 하되, 상기 결합 인덕터(540)가 상기 제1레그(520) 및 제2레그(530)를 180도의 위상으로 인터리빙(interleaving)시킨다.

Description

비절연 양방향 직류-직류 컨버터{DUPLEX DC-DC CONVERTER OF NON INSULATION TYPE}
본 발명은 에너지 저장 시스템에 적용되는 직류-직류 컨버터(DC-DC convert)를 구현하는 기술에 관한 것으로, 특히 배터리 셀(Battery Cell)과 같이 낮은 전압의 전원을 고전압의 부하에 연결하여 사용할 때 결합 인덕터(Coupled Inductor)와 인터리빙(Interleaving) 구조를 이용하여 충방전 모드에서 높은 비율로 전압 변환기능을 수행하고 전류 리플을 최소화할 수 있도록 한 비절연 양방향 직류-직류 컨버터에 관한 것이다.
에너지 저장 시스템(ESS: Energy Stroge System)의 전체적인 구성은 전력 변환 장치인 PCS(Power Conversion System), 배터리 관리 시스템인 BMS(Battery Management System) 및 ESS를 제어하는 시스템인 EMS(Energy Management System)을 포함한다. PCS는 다양한 에너지원(Energy Source)으로부터 공급되는 전원을 상용의 교류전원(AC)으로 변환하거나 배터리 셀(Battery Cell)에 저장하는데 적당하도록 변환해 주는 장치이다. 이때, DC 링크(Link) 단의 전압과 배터리 셀(또는 배터리팩)간에 양방향으로 에너지 변환이 필요하게 되는데, 이 역할을 하는 전력 변환 장치를 양방향 직류/직류 컨버터라고 한다.
일반적으로, 배터리셀은 단독으로 사용되는 경우 전압과 용량이 낮으므로, 직렬 및 병렬로 연결된 형태로 제작되어 에너지원으로 사용된다. 만약, DC 링크단과 배터리 셀 간의 고 이득을 가지는 양방향 직류/직류 컨버터의 설계가 가능하게 되면 직렬 연결되는 배터리 셀의 수가 줄어들어 가격 경쟁력을 확보 할 수 있게 된다. 그리고, 배터리 셀의 개수가 적기 때문에 배터리 셀 간에 전압 불균형을 해소하기 위한 부가 비용을 줄일 수 있게 된다.
도 1은 종래 기술에 의한 양방향 벅 부스터(Buck Boost)형 DC/DC 컨버터의 회로도로서 이에 도시한 바와 같이, 디씨 링크단(VDC), 스위치(Q11),(Q12), 인덕터(L11) 및 배터리셀 모듈(배터리 팩)(11)을 포함한다. 여기서, 상기 스위치(Q11),(Q12)는 모스트랜지스터로 구현되고, 상기 배터리셀 모듈(11)은 직렬 및 병렬로 연결된 배터리셀(Cell)들을 구비한다.
도 1을 참조하면, 충방전 모드에서 한 쌍의 스위치(Q11),(Q12)가 상보적으로 동작하고, 이에 의해 디씨 링크단(VDC)의 전원이 인덕터(L11)를 통해 배터리셀 모듈(11)에 충전되거나, 배터리셀 모듈(11)에 충전된 전원이 방전된다.
이와 같은 종래의 기술은 기본 구조가 간단하고 배터리셀 모듈에 대한 충방전 제어 구조가 간단한 장점을 가지지만, 전압변환의 비율이 낮아 배터리셀 모듈에 직렬 연결된 많은 배터리셀들을 필요로 하는 문제점이 있다. 또한, 배터리셀 모듈에 대한 충방전을 위해 하드 스위칭 동작을 하게 되므로 열이 많이 발생하게 되고, 이에 의해 효율이 저하되는 문제점이 있다.
도 2는 종래 기술에 의한 플라이백(Flyback)형 DC/DC 컨버터의 회로도로서 이에 도시한 바와 같이, 스위치(Q21),(Q22), 인덕터(L21),(L22),(L23), 트랜스포머(TR21) 및 배터리셀 모듈(21)을 포함한다. 여기서, 상기 스위치(Q21),(Q22)는 모스트랜지스터로 구현되고, 배터리셀 모듈(21)은 직렬 및 병렬로 연결된 배터리셀(Cell)들을 구비한다.
도 2를 참조하면, 충방전 모드에서 한 쌍의 스위치(Q21),(Q22)가 상보적으로 동작하고, 이에 의해 디씨 링크단(VDC)의 전원이 인덕터(L21),(L22),(L23) 및 트랜스포머(TR21)를 통해 배터리셀 모듈(21)에 충전되거나, 배터리셀 모듈(21)에 충전된 전원이 방전된다.
이와 같은 종래의 기술은 트랜스포머에 의해 디씨 링크단(VDC)과 배터리셀 모듈 사이에 절연이 가능하고, 트랜스포머의 권선비를 조절하여 전압 이득을 조정할 수 있는 장점이 있지만, 트랜스포머를 이용하여 전원을 전달하므로 제품의 원가가 상승되고 사이즈가 커지게 되는 단점이 있다. 또한, 트랜스포머의 누설 인덕턴스로 인하여 전압 스파이크가 발생되고 이에 의해 직류-직류 컨버터의 안정성이 떨어지므로 이를 해소하기 위해 추가로 보호회로를 사용해야 하는 문제점이 있다.
도 3은 종래 기술에 의한 개량된 구조의 양방향 벅 부스트(Buck Boost) 직류-직류 컨버터의 회로도로서 이에 도시한 바와 같이, 제1 브릿지 회로(31), 제2 브릿지 회로(32) 및 트랜스포머(TR31)를 포함한다. 여기서, 상기 제1 브릿지 회로(31) 및 제2 브릿지 회로(32)는 4개의 스위치로 구성된 풀 브릿지(Full Bridge) 형태 또는 두 개의 스위치로 구성된 하프 브릿지(Half Bridge) 형태로 구성될 수 있다.
도 3을 참조하면, 제1 디씨링크단(VH)에 제1 브릿지 회로(31)가 연결되고, 제2 디씨링크단(VL)에는 제2 브릿지 회로(32)가 연결되며, 상기 제1 브릿지 회로(31)와 제2 브릿지 회로(32)가 트랜스포머(TR31)에 의해 연결된 구조를 갖는다.
이와 같은 종래의 기술은 트랜스포머에 의해 디씨 링크단과 배터리셀 모듈 사이에 절연이 가능한 장점이 있지만, 브릿지 회로를 구성하기 위해 많은 개수의 스위치가 사용되는 단점이 있다.
도 4는 종래 기술에 의한 양방향 벅 부스트(Buck Boost)형 직류-직류 컨버터의 회로도로서 이에 도시한 바와 같이, 스위치(Q41),(Q42), 인덕터(L41),(L42) 및 배터리셀 모듈(41)을 포함한다.
도 4는 상기 도 1과 같은 양방향 벅 부스터형 직류-직류 컨버터와 비교할 때 개량된 구조를 갖는 차이점이 있다.
이와 같은 종래 기술은 자기 결합 인덕터를 이용하여 높은 전압변환의 비율을 구현 할 수 있다. 하지만 누설 인덕턴스 전류의 갑작스런 변화로 인하여 높은 전압 스파이크(Spike)가 발생되어 안정성이 떨어지는 문제점이 있고, 낮은 가용범위를 가져 실제로 사용상에 많은 제약이 따르는 문제점이 있다.
본 발명이 해결하고자 하는 과제는 에너지 저장 시스템에 적용되는 직류-직류 컨버터를 구현함에 있어서, 결합 인덕터(Coupled Inductor)와 인터리빙(Interleaving)을 이용하여 충방전 모드에서 높은 비율로 전압 변환기능을 수행하고 전류 리플이 최소화되게 함으로써, DC 링크단과 배터리 셀 간에 넓은 범위의 전기 에너지 교환이 가능하게 하는데 있다.
상기 기술적 과제를 이루기 위한 본 발명의 실시예에 따른 비절연 양방향 직류-직류 컨버터는, 부스트 컨버터 모드에서 배터리팩전원 측으로부터 공급되는 전기 에너지를 디씨링크단전원에 전달하고, 벅 컨버터 모드에서는 상기 디씨링크단전원로부터 공급되는 전기 에너지를 상기 배터리팩전원 측으로 전달하기 위해 일시 저장하는 전기에너지 저장부; 상기 배터리팩전원 측으로부터 공급되는 전기 에너지를 상기 전기에너지 저장부의 중간노드에 전달하거나, 상기 중간노드로부터 공급되는 전기 에너지를 상기 배터리팩전원 측으로 전달하는 제1레그; 상기 배터리팩전원 측으로부터 공급되는 전기 에너지를 상기 전기에너지 저장부의 상위노드에 전달하거나, 상기 상위노드로부터 공급되는 전기 에너지를 상기 배터리팩전원 측으로 전달하는 제2레그; 및 상기 배터리팩전원으로부터 공급되는 전기 에너지를 상기 제1레그 및 제2레그에 전달하거나, 상기 제1레그 및 제2레그를 통해 상기 디씨링크단전원 측으로부터 공급되는 전기 에너지를 상기 배터리팩전원에 전달하기 위하여, 상기 제1레그 및 제2레그를 180도의 위상으로 인터리빙(interleaving)시키는 결합 인덕터를 포함하는 것을 특징으로한다.
본 발명은 비절연 양방향 직류-직류 컨버터가 부스트 컨버터 모드 및 벅 컨버터 모드에 따라 양방향으로 동작시켜 배터리팩 전원을 디씨링크단 전원 방향으로 전달하거나 그 반대 방향으로 전달함에 있어서, 결합인덕터가 제1레그와 제2레그를 180도의 위상으로 인터리빙(interleaving)시키는 것에 의해 전기 에너지가 양 방향으로 전달되게 함으로써, 상호 인덕턴스(Mutual inductacne)와 자기 인덕턴스(self inductacne)의 상호작용에 의해 인덕터의 커런트 리플(current ripple), 입력 전류의 리플, 출력 전압의 리플 및 전도 손(conduction loss)이 저감되는 효과가 있다.
또한, 인터리빙 동작에 의해 출력전압 리플의 주파수가 종래에 비하여 2배 높아지므로 출력 리플을 필터링하기 위한 필터의 크기를 줄일 수 있게 되고, 이로 인하여 높은 전력 밀도(High power density)가 가능하게 되는 효과가 있다.
도 1은 종래 기술에 의한 양방향 벅 부스터형 DC/DC 컨버터의 회로도이다.
도 2는 종래 기술에 의한 플라이백형 DC/DC 컨버터의 회로도이다.
도 3은 종래 기술에 의한 양방향 벅 부스트(Buck Boost) 직류-직류 컨버터의 회로도이다.
도 4는 종래 기술에 의한 양방향 벅 부스트(Buck Boost)형 직류-직류 컨버터의 회로도이다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 비절연 양방향 직류-직류 컨버터의 회로도이다.
도 6은 비절연 양방향 직류-직류 컨버터를 부스트 컨버터 모드로 구동할 때의 등가회로이다.
도 7의 (a) 내지 (h)는 상기 부스트 컨버터 모드에서 듀티비가 0.5보다 큰 경우 비절연 양방향 직류-직류 컨버터 각부의 파형이다.
도 8a 내지 도 8d는 부스트 컨버터 모드에서 듀티비가 0.5보다 큰 경우 비절연 양방향 직류-직류 컨버터 각 부의 동작 상태를 나타낸 회로도이다.
도 9의 (a) 내지 (h)는 부스트 컨버터 모드에서 듀티비가 0.5보다 작은 경우 비절연 양방향 직류-직류 컨버터 각 부의 파형도이다.
도 10a 내지 도 10d는 부스트 컨버터 모드에서 듀티비가 0.5보다 작은 경우 비절연 양방향 직류-직류 컨버터 각 부의 동작 상태를 나타낸 회로도이다.
도 11은 비절연 양방향 직류-직류 컨버터를 벅 컨버터 모드로 구동할 때의 등가회로를 나타낸 것이다.
도 12의 (a) 내지 (h)는 상기 벅 컨버터 모드에서 듀티비가 0.5보다 작은 경우 비절연 양방향 직류-직류 컨버터 각부의 파형도이다.
도 13a 내지 도 13d는 벅 컨버터 모드에서 듀티비가 0.5보다 작은 경우 비절연 양방향 직류-직류 컨버터 각 부의 동작 상태를 나타낸 회로도이다.
도 14의 (a) 내지 (h)는 벅 컨버터 모드에서 듀티비가 0.5보다 큰 경우 비절연 양방향 직류-직류 컨버터 각 부의 파형도이다.
도 15a 내지 도 15d는 듀티비가 0.5보다 큰 경우 비절연 양방향 직류-직류 컨버터 각 부의 동작 상태를 나타낸 회로도이다.
도 16은 부스트 컨버터 모드에서 듀티비가 0.5보다 클 때, 제1인덕터에 대한 실험 결과를 나타낸 것이다.
도 17은 부스트 컨버터 모드에서, 본 발명에 따른 비절연 양방향 직류-직류 컨버터의 전압 변환 이득과 통상의 비절연 양방향 직류-직류 컨버터의 전압 변환 이득을 비교하여 나타낸 그래프이다.
도 18은 벅 컨버터 모드에서, 본 발명에 따른 비절연 양방향 직류-직류 컨버터의 전압 변환 이득과 통상의 비절연 양방향 직류-직류 컨버터의 전압 변환 이득을 비교하여 나타낸 그래프이다.
이하, 첨부한 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 상세히 설명하면 다음과 같다.
도 5는 본 발명의 실시예에 의한 비절연 양방향 직류-직류 컨버터의 회로도로서 이에 도시한 바와 같이 비절연 양방향 직류-직류 컨버터(500)는 전기에너지 저장부(510), 제1레그(520), 제2레그(530) 및 결합 인덕터(540)를 포함한다.
비절연 양방향 직류-직류 컨버터(500)는 부스트 컨버터 모드(Boost Converter Mode) 및 벅 컨버터 모드(Buck Converter Mode)에 따라 양방향으로 동작한다. 즉, 상기 비절연 양방향 직류-직류 컨버터(500)는 부스트 컨버터 모드에서 배터리팩전원(Vbat)으로부터 공급되는 디씨 전원을 승압해서 디씨링크단전원(Vdc)에 전달하고, 벅 컨버터 모드에서는 상기 디씨링크단전원(Vdc)로부터 방전되는 디씨 전원을 감압해서 상기 배터리팩전원(Vbat)에 전달한다.
전기에너지 저장부(510)는 상기 부스트 컨버터 모드에서 상기 배터리팩전원(Vbat) 측으로부터 공급되는 전기 에너지를 저장하여 상기 디씨링크단전원(Vdc)에 전달하고, 벅 컨버터 모드에서는 디씨링크단전원(Vdc)로부터 상기 배터리팩전원(Vbat) 측으로 전달되는 전기 에너지를 저장하는 역할을 한다.
이를 위해, 상기 전기에너지 저장부(510)는 상기 디씨링크단전원(Vdc)의 부극성 단자와 정극성 단자의 사이에 직렬 연결된 커패시터(C1,C2)를 구비한다.
제1레그(520)는 상기 배터리팩전원(Vbat) 측으로부터 공급되는 전기 에너지를 상기 전기에너지 저장부(510)의 중간노드(Nm)에 전달하거나, 상기 중간노드(Nm)로부터 공급되는 전기 에너지를 상기 배터리팩전원(Vbat) 측으로 전달하는 역할을 한다.
이를 위해 상기 제1레그(520)는 상기 전기에너지 저장부(510)의 중간노드(Nm)와 상기 배터리팩전원(Vbat)의 부극성 단자의 사이에 연결된 스위치(S1) 및 상기 배터리팩전원(Vbat)의 부극성 단자와 상기 디씨링크단전원(Vdc)의 부극성 단자의 사이에 연결된 스위치(S2)를 구비한다.
제2레그(530)는 상기 배터리팩전원(Vbat) 측으로부터 공급되는 전기 에너지를 상기 전기에너지 저장부(510)의 상위노드(Nt)에 전달하거나, 상기 상위노드(Nt)로부터 공급되는 전기 에너지를 상기 배터리팩전원(Vbat) 측으로 전달하는 역할을 한다.
이를 위해 상기 제2레그(530)는 배터리팩전원(Vbat)의 정극성 단자 측과 상기 배터리팩전원(Vbat)의 부극성 단자의 사이에 연결된 스위치(S3) 및 상기 배터리팩전원(Vbat)의 정극성 단자 측과 상기 디씨링크단전원(Vdc)의 정극성 단자의 사이에 연결된 스위치(S4)를 구비한다.
결합 인덕터(540)는 상기 배터리팩전원(Vbat)으로부터 공급되는 전기 에너지를 상기 제1레그(520) 및 제2레그(530)에 전달하거나, 상기 제1레그(520) 및 제2레그(530)를 통해 상기 디씨링크단전원(Vdc) 측으로부터 공급되는 전기 에너지를 상기 배터리팩전원(Vbat)에 전달하기 위하여, 상기 제1레그(520) 및 제2레그(530)를 180도의 위상으로 인터리빙(interleaving)시키는 역할을 한다.
이를 위해 상기 결합 인덕터(540)는 상기 배터리팩전원(Vbat)의 정극성 단자와 상기 제1레그(520)의 사이에 연결된 제1인덕터(L1) 및 상기 배터리팩전원(Vbat)의 정극성 단자와 상기 제2레그(530)의 사이에 연결된 제2인덕터(L2)를 구비한다.
상기 전기에너지 저장부(510)는 제1레그(520)를 통해 상기 중간노드(Nm)에 공급되는 전기 에너지에 의해 전위가 Vh1으로 상승되고, 상기 스위치(S1,S3,S4)를 통해 상기 상위 노드(Nt)에 공급되는 전기 에너지에 의해 전위가 Vh2로 상승된다. 이에 따라, 상기 디씨링크단전원(Vdc)의 전위 Vdc = Vh1 + Vh2가 높은 비율의 전압변환이 가능하게 된다.
상기 결합 인덕터(540)는 상기와 같이 자기 결합된 제1인덕터(L1)와 제1인덕터(L2)를 구비하여 상기와 같이 동작하므로, 상호 인덕턴스(Mutual inductacne)와 자기 인덕턴스(self inductacne)의 상호작용에 의해 인덕터의 커런트 리플(current ripple)이 감소된다. 또한, 상기 결합 인덕터(540)의 상기와 같은 작용에 의해 입력 전류의 리플이 감소되고, 출력 전압의 리플이 감소되며, 전도 손(conduction loss)이 저감된다.
상기와 같이 우선 입력전류 리플을 감소시킬 수 있는 이유는 두 개의 레그(520),(530)가 180도의 위상 차이를 가지고 전기 에너지 전달을 하기 때문이며, 듀티비 0.5를 기준으로 했을 경우 입력 리플(input ripple)의 크기를 0로 줄 일 수 있다.
그리고, 상기와 같은 인터리빙 동작에 의해 출력전압 리플의 주파수가 종래 기술에 비하여 2배 높아진다. 이에 따라, 출력 리플을 필터링하기 위한 필터의 크기를 줄일 수 있게 되어 높은 전력 밀도(High power density)가 가능하게 된다.
상기와 같이 전도 손을 줄일 수 있는 이유는 전기 에너지의 흐름이 결합인덕터(540)의 제1인덕터(L1)와 제2인덕터(L2)로 나뉘어서 전달이 되기 때문이며, 부하가 커질수록 스위칭 손실의 저감에 비해 전도 손을 더 많이 줄일 수 있다.
도 6은 도 5의 비절연 양방향 직류-직류 컨버터(500)를 배터리 팩 방전모드 즉, 부스트 컨버터 모드(Boost Converter Mode)로 구동할 때의 등가회로를 나타낸 것이다. 도 7의 (a) 내지 (h)는 상기 부스트 컨버터 모드에서 상기 비절연 양방향 직류-직류 컨버터(500)의 스위치 제어신호로 공급되는 게이트전압의 듀티비가 0.5보다 큰 경우 각 부의 전류 또는 전압의 변화를 나타낸 파형도이다. 도 8a 내지 도 8d는 상기 듀티비가 0.5보다 큰 경우 상기 비절연 양방향 직류-직류 컨버터(500)의 각 부의 동작 상태를 나타낸 회로도이다.
배터리팩전원(Vbat)을 통해 공급되는 디씨 전원을 승압하여 디씨링크단전원(Vdc)에 출력하기 위한 부스트 컨버터 모드의 동작을 도 6 내지 도 8을 참조하여 설명하면 다음과 같다.
도 5에서 모스 트랜지스터로 표현된 스위치(S1-S4)는 제어부(도면에 미표시)로부터 공급되는 게이트전압(Vg_s1-Vg _ s4)에 의해 각기 턴온 동작한다. 여기서는 스위치의 예로써, 스위칭 동작의 손실(loss)을 줄이기 위해 소자의 바디 다이오드(body diode)의 역 회복시간(reverse recovery time) 특성이 우수한 MOSFET(Metal Oxide Field Effect Transistor)를 예로 하였으나, 이에 한정되는 것은 아니다. 다른 예로써, IGBT(Insulated gate bipolar mode transistor)를 다른 스위칭 소자를 사용할 수 있다. 부스트 컨버터 모드에서 스위치(S1,S3)는 스위치 소자로 사용되고, 스위치(S2,S4)는 바디 다이오드로 사용된다.
제1모드(Mode1: to~t1)의 동작을 도 8a를 참조하여 설명하면 다음과 같다. 도 9의 (a)와 같은 '하이'의 게이트전압(Vg_s1)에 의해 스위치(S1)가 턴온되고, 도 9의 (d)와 같은 '하이'의 게이트전압(Vg_s3)에 의해 스위치(S3)가 턴온된다. 이에 따라, 제1인덕터(L1)와 제2인덕터(L2)가 자기 결합된 형태로 구성된 결합 인덕터(540)가 배터리팩전원(Vbat)으로부터 공급되는 전기에너지를 충전한다.
제2모드(Mode1: t1~t2)의 동작을 도 8b를 참조하여 설명하면 다음과 같다. 도 9의 (d)와 같은 '로우'의 게이트전압(Vg_s3)에 의해 스위치(S3)가 턴오프된다. 이때, 스위치(S4)의 바디 다이오드는 도통상태가 된다. 이에 따라, 제1인덕터(L1)는 배터리팩전원(Vbat)으로부터 공급되는 전기에너지를 충전하고, 제2인덕터(L2)는 이전에 충전된 전기 에너지를 방전한다. 상기 제2인덕터(L2)에서 방전되는 전기 에너지는 스위치(S4)의 바디 다이오드 및 전기에너지 저장부(510)의 상위노드(Nt)를 통해 전기에너지 저장부(510)에 저장된다.
제3모드(Mode1: t2~t3)의 동작을 도 8c를 참조하여 설명하면 다음과 같다. 스위치(S1)는 도 9의 (a)와 같은 '하이'의 게이트전압(Vg_s1)에 의해 계속 온 상태를 유지한다. 이때, 도 9의 (d)와 같은 '하이'의 게이트전압(Vg_s3)에 의해 스위치(S3)가 턴온된다. 이에 따라, 상기 제1인덕터(L1) 및 제2인덕터(L2)는 상기 전기 에너지를 충전한다.
제4모드(Mode1: t3~t4)의 동작을 도 8d를 참조하여 설명하면 다음과 같다. 도 9의 (a)와 같은 '로우'의 게이트전압(Vg_s1)에 의해 스위치(S1)가 턴오프된다. 이때, 스위치(S2)의 바디 다이오드는 도통상태가 된다. 이에 따라, 제2인덕터(L2)는 전기에너지를 충전하고, 제1인덕터(L1)는 이전에 충전된 전기 에너지를 방전한다. 상기 제1인덕터(L1)에서 방전되는 전기 에너지는 전기에너지 저장부(510)의 중간노드(Nm)를 통해 전기에너지 저장부(510)에 저장된다.
도 9의 (a) 내지 (h)는 상기 비절연 양방향 직류-직류 컨버터(500)를 부스트 컨버터 모드로 구동할 때 상기 듀티비가 0.5보다 작은 경우 각 부의 전류 또는 전압의 변화를 나타낸 파형도이다. 도 10a 내지 도 10d는 상기 듀티비가 0.5보다 작은 경우 상기 비절연 양방향 직류-직류 컨버터(500)의 각 부의 동작 상태를 나타낸 회로도이다.
이와 같은 조건에서 부스트 컨버터 모드(Boost Converter Mode)의 동작을 도 9 및 도 10을 참조하여 설명하면 다음과 같다. 이때, 스위치(S1,S3)는 스위치 소자로 사용되고, 스위치(S2,S4)는 바디 다이오드로 사용된다.
제1모드(Mode1: to~t1)의 동작을 도 10a를 참조하여 설명하면 다음과 같다. 도 9의 (a)와 같은 '하이'의 게이트전압(Vg_s1)에 의해 스위치(S1)가 턴온된다. 이에 따라, 상기 제1인덕터(L1)는 상기 배터리팩전원(Vbat)으로부터 공급되는 전기에너지를 충전하고, 상기 제2인덕터(L2)는 이전에 충전된 전기 에너지를 방전한다.
제2모드(Mode1: t1~t2)의 동작을 도 10b를 참조하여 설명하면 다음과 같다. 도 9의 (a)와 같은 '로우'의 게이트전압(Vg_s1)에 의해 스위치(S1)가 턴오프된다. 이때, 스위치(S2)의 바디 다이오드는 도통상태가 된다. 이에 따라, 제1인덕터(L1) 및 제2인덕터(L2)는 이전에 충전된 전기 에너지를 방전한다.
제3모드(Mode1: t2~t3)의 동작을 도 10c를 참조하여 설명하면 다음과 같다. 스위치(S3)는 도 9의 (d)와 같은 '하이'의 게이트전압(Vg_s3)에 의해 턴온된다. 이에 따라, 상기 제1인덕터(L1)는 이전에 충전된 전기 에너지를 방전하고, 제2인덕터(L2)는 상기 전기 에너지를 충전한다.
제4모드(Mode1: t3~t4)의 동작을 도 10d를 참조하여 설명하면 다음과 같다. 도 9의 (d)와 같은 '로우'의 게이트전압(Vg_s3)에 의해 스위치(S3)가 턴오프된다. 이때, 스위치(S4)의 바디 다이오드는 도통상태가 된다. 이에 따라, 제1인덕터(L1) 및 제2인덕터(L2)는 이전에 충전된 전기 에너지를 방전한다.
도 11은 도 5의 비절연 양방향 직류-직류 컨버터(500)를 벅 컨버터 모드(Buck Converter Mode)로 구동할 때의 등가회로를 나타낸 것이다. 도 12의 (a) 내지 (h)는 벅 컨버터 모드에서 상기 비절연 양방향 직류-직류 컨버터(500)의 스위치 제어신호로 공급되는 게이트전압의 듀티비가 0.5보다 작은 경우 각 부의 전류 또는 전압의 변화를 나타낸 파형도이다. 도 13a 내지 도 13d는 상기 듀티비가 0.5보다 작은 경우 상기 비절연 양방향 직류-직류 컨버터(500)의 각 부의 동작 상태를 나타낸 회로도이다.
디씨링크단전원(Vdc)로부터 방전되는 디씨 전원을 감압하여 배터리팩전원(Vbat)을 충전시키기 위한 벅 컨버터 모드(Boost Converter Mode)의 동작을 도 11 내지 도 15를 참조하여 설명하면 다음과 같다. 벅 컨버터 모드에서 스위치(S2,S4)는 스위치 소자로 사용되고, 스위치(S1,S3)는 바디 다이오드로 사용된다.
제1모드(Mode1: to~t1)의 동작을 도 13a를 참조하여 설명하면 다음과 같다. 도 12의 (a)와 같은 '하이'의 게이트전압(Vg_s2)에 의해 스위치(S2)가 턴온된다. 이에 따라, 상기 제1인덕터(L1)는 상기 배터리팩전원(Vbat)으로부터 공급되는 전기에너지를 충전하고, 상기 제2인덕터(L2)는 이전에 충전된 전기 에너지를 방전한다.
제2모드(Mode1: t1~t2)의 동작을 도 13b를 참조하여 설명하면 다음과 같다. 도 12의 (d)와 같은 '로우'의 게이트전압(Vg_s2)에 의해 스위치(S2)가 턴오프된다. 이때, 스위치(S1)의 바디 다이오드는 도통상태가 된다. 이에 따라, 제1인덕터(L1) 및 제2인덕터(L2)는 이전에 충전된 전기 에너지를 방전한다.
제3모드(Mode1: t2~t3)의 동작을 도 13c를 참조하여 설명하면 다음과 같다. 스위치(S4)는 도 12의 (d)와 같은 '하이'의 게이트전압(Vg_s4)에 의해 턴온된다. 이에 따라, 상기 제1인덕터(L1)는 이전에 충전된 전기 에너지를 방전하고 제2인덕터(L2)는 상기 전기 에너지를 충전한다.
제4모드(Mode1: t3~t4)의 동작을 도 13d를 참조하여 설명하면 다음과 같다. 도 12의 (a)와 같은 '로우'의 게이트전압(Vg_s4)에 의해 스위치(S4)가 턴오프된다. 이때, 스위치(S3)의 바디 다이오드는 도통상태가 된다. 이에 따라, 제1인덕터(L1) 및 제2인덕터(L2)는 이전에 충전된 전기 에너지를 방전한다.
도 14의 (a) 내지 (h)는 벅 컨버터 모드에서 상기 듀티비가 0.5보다 큰 경우 상기 비절연 양방향 직류-직류 컨버터(500)에서 각 부의 전류 또는 전압의 변화를 나타낸 파형도이다. 도 15a 내지 도 15d는 상기 듀티비가 0.5보다 큰 경우 상기 비절연 양방향 직류-직류 컨버터(500)의 각 부의 동작 상태를 나타낸 회로도이다.
이와 같은 벅 컨버터 모드의 동작을 도 14 및 도 15를 참조하여 설명하면 다음과 같다. 이때, 스위치(S2,S4)는 스위치 소자로 사용되고, 스위치(S1,S3)는 바디 다이오드로 사용된다.
제1모드(Mode1: to~t1)의 동작을 도 15a를 참조하여 설명하면 다음과 같다. 도 14의 (a)와 같은 '하이'의 게이트전압(Vg_s2)에 의해 스위치(S2)가 턴온된다. 이에 따라, 상기 제1인덕터(L1) 및 제2인덕터(L2)는 상기 배터리팩전원(Vbat)으로부터 공급되는 전기에너지를 충전한다.
제2모드(Mode1: t1~t2)의 동작을 도 15b를 참조하여 설명하면 다음과 같다. 도 14의 (d)와 같은 '로우'의 게이트전압(Vg_s4)에 의해 스위치(S4)가 턴오프된다. 이때, 스위치(S3)의 바디 다이오드는 도통상태가 된다. 이에 따라, 제1인덕터(L1)는 전기 에너지를 충전하고, 제2인덕터(L2)는 이전에 충전된 전기 에너지를 방전한다.
제3모드(Mode1: t2~t3)의 동작을 도 15c를 참조하여 설명하면 다음과 같다. 스위치(S4)는 도 14의 (d)와 같은 '하이'의 게이트전압(Vg_s4)에 의해 턴온된다. 이에 따라, 상기 제1인덕터(L1) 및 제2인덕터(L2)는 상기 전기 에너지를 충전한다.
제4모드(Mode1: t3~t4)의 동작을 도 15d를 참조하여 설명하면 다음과 같다. 도 14의 (a)와 같은 '로우'의 게이트전압(Vg_s2)에 의해 스위치(S2)가 턴오프된다. 이때, 스위치(S1)의 바디 다이오드는 도통상태가 된다. 이에 따라, 제1인덕터(L1)는 이전에 충전된 전기 에너지를 방전하고, 제2인덕터(L2)는 전기 에너지를 충전한다.
본 발명의 실시예에 따른 비절연 양방향 직류-직류 컨버터(500)의 인덕터 커런트 리플(inductor current ripple)은 두 개의 인덕터를 결합 인덕터(540)를 구비하는 것으로 해소된다. 이를 개념적으로 봤을 때, 결합 인덕터(540)의 제1인덕터(L1) 및 제2인덕터(L2)의 전압(VL1),(VL2)은 다음의 [수학식1]과 같이 표현된다.
Figure 112015105963431-pat00001
Figure 112015105963431-pat00002
그런데, 상기 [수학식1]에서 상호 인덕턴스(M)에 의한 영향으로 등가 L이 모드 별로 다르게 작용하므로, 상기 인덕터 커런트리플을 줄일 수 있게 된다.
예를 들어, 상기 부스트 컨버터 모드에서 듀티비가 0.5보다 클 때, 상기 제1인덕터(L1)의 등가 인덕턴스를 수학적으로 구해 보면 다음의 [수학식]과 같다. 이를 바탕으로 실험한 결과가 도 16이며, 다음의 등가 인덕턴스와 양상이 일치하는 것을 알 수 있다.
상기 부스트 컨버터 모드 1 및 3에서 제1인덕터(L1)의 등가 인덕턴스(Leq13)는 다음의 [수학식2]와 같다.
Figure 112015105963431-pat00003
여기서, 'L'은 자기 인덕턴스(Self inductance)를 의미한다.
상기 부스트 컨버터 모드 2에서 제1인덕터(L1)의 등가 인덕턴스(Leq2)는 다음의 [수학식3]과 같다.
Figure 112015105963431-pat00004
Figure 112015105963431-pat00005
여기서, L은 자기 인덕턴스, M은 상호 인덕턴스(Mutual inductance), D는 듀티비(duty cycle), I는 인덕터 전류를 의미한다.
상기 부스트 컨버터 모드 4에서 제1인덕터(L1)의 등가 인덕턴스(Leq4)는 다음의 [수학식 4]와 같이 표현된다.
Figure 112015105963431-pat00006
Figure 112015105963431-pat00007
여기서, L은 자기 인더턴스, M은 상호 인덕턴스, D는 듀티비, I는 인덕터 전류를 의미한다.
본 발명의 실시예에 따른 비절연 양방향 직류-직류 컨버터(500)의 전압 변환 비율은, 전압-제2-발란스 조건(Volt-second-balance condition)을 적용하였을 경우, 다음의 [수학식 5]와 같이 표현된다.
즉, 부스트 컨버터 모드에서 듀티비가 0.5보다 크거나, 벅 컨버터 모드에서 듀티비가 0.5보다 작은 경우 상기 전압-제2-발란스 조건은 다음의 [수학식 5]와 같다.
Figure 112015105963431-pat00008
Figure 112015105963431-pat00009
부스트 컨버터 모드에서 듀티비가 0.5보다 작거나, 벅 컨버터 모드에서 듀티비가 0.5보다 큰 경우 상기 전압-제2-발란스 조건은 다음의 [수학식 6]와 같다.
Figure 112015105963431-pat00010
Figure 112015105963431-pat00011
이와 관련하여, 본 발명에 따른 비절연 양방향 직류-직류 컨버터(500)의 전압 변환 이득이 통상의 비절연 양방향 직류-직류 컨버터에 비하여 향상되었다는 것을 도 17 및 도 18의 이득-듀티비 그래프를 통해 확인할 수 있다.
이상에서 본 발명의 바람직한 실시예에 대하여 상세히 설명하였지만, 본 발명의 권리범위가 이에 한정되는 것이 아니라 다음의 청구범위에서 정의하는 본 발명의 기본 개념을 바탕으로 보다 다양한 실시예로 구현될 수 있으며, 이러한 실시예들 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.
500 : 비절연 양방향 직류-직류 컨버터 510 : 전기에너지 저장부
520 : 제1레그 530 : 제2레그
540 : 결합 인덕터

Claims (8)

  1. 부스트 컨버터 모드에서 배터리팩전원 측으로부터 공급되는 전기 에너지를 디씨링크단전원에 전달하고, 벅 컨버터 모드에서는 상기 디씨링크단전원로부터 공급되는 전기 에너지를 상기 배터리팩전원 측으로 전달하기 위해 일시 저장하는 전기에너지 저장부;
    상기 배터리팩전원 측으로부터 공급되는 전기 에너지를 상기 전기에너지 저장부의 중간노드에 전달하거나, 상기 중간노드로부터 공급되는 전기 에너지를 상기 배터리팩전원 측으로 전달하는 제1레그;
    상기 배터리팩전원 측으로부터 공급되는 전기 에너지를 상기 전기에너지 저장부의 상위노드에 전달하거나, 상기 상위노드로부터 공급되는 전기 에너지를 상기 배터리팩전원 측으로 전달하는 제2레그; 및
    상기 배터리팩전원으로부터 공급되는 전기 에너지를 상기 제1레그 및 제2레그에 전달하거나, 상기 제1레그 및 제2레그를 통해 상기 디씨링크단전원 측으로부터 공급되는 전기 에너지를 상기 배터리팩전원에 전달하기 위하여, 상기 제1레그 및 제2레그를 180도의 위상으로 인터리빙(interleaving)시키는 결합 인덕터를 포함하되,
    상기 결합 인덕터는
    상기 배터리팩전원의 정극성 단자와 상기 제1레그의 사이에 연결된 제1인덕터; 및
    상기 배터리팩전원의 정극성 단자와 상기 제2레그의 사이에 연결된 제2인덕터를 구비하여,
    상기 제1레그 및 상기 제2레그로 하여금 180도의 위상 차이를 가지고 상기 전기 에너지 전달하도록 인터리빙시키고,
    자기인덕턴스와 상호인덕턴스에 따라 상기 벅 컨버터 모드와 상기 부트스 컨버터 모드에서 등가 인덕턴스가 다르게 나타나는 것을 특징으로 하는 비절연 양방향 직류-직류 컨버터.
  2. 제1항에 있어서, 상기 전기에너지 저장부는
    상기 디씨링크단전원의 부극성 단자와 정극성 단자의 사이에 직렬 연결된 제1커패시터 및 제2커패시터를 구비하는 것을 특징으로 하는 비절연 양방향 직류-직류 컨버터.
  3. 제1항에 있어서, 상기 제1레그는
    상기 중간노드와 상기 배터리팩전원의 부극성 단자의 사이에 연결된 제1스위치; 및
    상기 배터리팩전원의 부극성 단자와 상기 디씨링크단전원의 부극성 단자의 사이에 연결된 스위치를 구비하는 것을 특징으로 하는 비절연 양방향 직류-직류 컨버터.
  4. 제1항에 있어서, 상기 제2레그는
    상기 배터리팩전원의 정극성 단자 측과 상기 배터리팩전원의 부극성 단자의 사이에 연결된 제3스위치; 및
    상기 배터리팩전원의 정극성 단자 측과 상기 디씨링크단전원의 정극성 단자의 사이에 연결된 제4스위치를 구비하는 것을 특징으로 하는 비절연 양방향 직류-직류 컨버터.
  5. 제3항 또는 제4항에 있어서, 상기 스위치는
    MOSFET(Metal Oxide Field Effect Transistor) 또는 IGBT(Insulated gate bipolar mode transistor)인 것을 특징으로 하는 비절연 양방향 직류-직류 컨버터.
  6. 제5항에 있어서, 상기 MOSFET는 바디 다이오드와 병렬로 연결된 구조를 갖는 것을 특징으로 하는 비절연 양방향 직류-직류 컨버터.
  7. 삭제
  8. 삭제
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