JP3582545B2 - ブリッジ形電力変換装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、それぞれ逆並列ダイオードを有し、直列に接続された２個の半導体スイッチング素子の一端が直流母線の正側に接続され、他端が負側に接続されたブリッジ形電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ブリッジ形電力変換装置、例えば電圧形インバータにおいては、直流電圧母線の電圧をスイッチング素子によって切り替えることで交流出力を得るため、電圧が急峻に変化する。特に最近は、スイッチング損失の低減、電流リップル、騒音の低減のため、素子特性の高速化が進み、電圧の変化率がますます大きくなりつつある。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
その結果、次のような問題点が発生している。
（１）対地電圧の急激な変化により電磁波を発生し、他の電子機器に障害を与える。
（２）ケーブルおよび電動機巻線に寄生静電容量を通して漏れ電流が流れる。
（３）ケーブルが長いと分布定数回路となり、定在波が発生して電動機に過電圧が加わる。
（４）高い電圧の変化率により、電動機巻線内の電圧分担が不均衡になり、巻線の一部に高電圧が印加され、絶縁劣化の原因になる。
対策として、主半導体素子のゲートまたはベース駆動信号に傾斜を持たせスイッチング速度を故意に遅くする方法が考えられるが、スイッチング損失が増加するという問題点がある。
【０００４】
別の対策として直流母線にＬ−Ｃ共振回路を設け、直流電圧を断続してゼロ電圧の区間にインバータブリッジを動作させることにより、スイッチングによる電圧の急峻な変化を避ける方法が開示されているが（特許出願公表平１−５０１２７６号）、出力電圧の時間幅を連続的に制御できないという欠点がある。
さらに別の方法として、インバータと電動機との間にフィルタを挿入する方法が考えられるが、Ｌ−Ｃフィルタを用いると振動が継続するという問題があり、ダンピングのために抵抗を挿入すると損失が発生するという問題がある。また、個々のモータに対してフィルタの常数を決定する必要があるという煩雑さは免れない。
本発明の目的は、ブリッジ形電力変換装置で駆動される電動機の端子に印加される電圧の変化率を低減させるブリッジ形電力変換装置を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明の請求項１のブリッジ形電力変換装置は、２個のスイッチング素子の接続点と出力端子との間に挿入されたリアクトルと、出力端子と正側直流母線との間および出力端子と負側直流母線との間のそれぞれに、半導体スイッチング素子が動作して前記接続点の電圧が急変したときに、リアクトルとの共振現象で決まる軌跡に沿って出力電圧を変化させるためのコンデンサと、共振が約４分の１周期進行した時点で電流の経路を変えて共振を停止させるためのダイオードと、共振期間中にリアクトルに蓄えられたエネルギーを吸収するための定電圧ダイオードを各相が有する。
請求項２のブリッジ形電力変換装置は、請求項１の回路構成を多相ブリッジ形電力変換装置に展開する際に、各相の正側直流母線に接続される定電圧ダイオード群および負側直流母線に接続される定電圧ダイオード群のそれぞれを、高電圧優先回路または低電圧優先回路を構成するダイオード群と逆方向の電流経路を形成するダイオード群により共通化したものである。
【０００６】
請求項３のブリッジ形電力変換装置は、請求項１において、定電圧ダイオードをトランジスタで構成し、逆導通特性を有した定電圧回路に置き換えたものである。
請求項４のブリッジ形電力変換装置は、請求項２において、定電圧ダイオードをトランジスタで構成したものである。
請求項５のブリッジ形電力変換装置は、請求項２において、定電圧ダイオードをコンデンサに置き換え、そのコンデンサ電圧を制御しながら、吸収した電力を直流母線に回生するためのチョッパ回路を有する。
請求項６のブリッジ形電力変換装置は、請求項１から５において、交流端子を交流電源に接続し、交流−直流電力変換を行う。
【０００７】
請求項７のブリッジ形電力変換装置は、請求項１から６において、主回路スイッチング素子に対して新たに追加した部分を個別のユニットにまとめ、該ユニットを電力変換装置と電動機の間、または電力変換装置と電源との間に挿入したものである。
【０００８】
【作用】
ブリッジ形電力変換装置のスイッチングにより出力端子電圧が急峻に変化した場合、共振作用により電動機端子電圧が余弦波状に変化し、かつ、電動機端子電圧がある一定値に達したときにダイオードと定電圧ダイオードのクランプ作用が働いて、余分の振動エネルギを吸収する。これにより電動機に印加される電圧の変化率を抑制し、かつ余分の振動の発生を伴わない。
【０００９】
【実施例】
次に、本発明の実施例について図面を参照して説明する。
図６は標準的な３相電圧形インバータ主回路の構成図である。６個のスイッチング素子Ｑ１ 〜Ｑ６ とフリーホイールダイオードＤ１ 〜Ｄ６ でブリッジ回路が構成されており、スイッチング素子Ｑ１ 〜Ｑ６ の素子固有の特性で決まるスイッチング速度でオン／オフされ、出力端子の電圧は極く短時間に切り替わり、その結果上記のような問題点が発生する。
図１は本発明のブリッジ形電力変換装置の１相分（Ｕ相）を示すものである。図２はその入出力電圧波形を示す。
本実施例のブリッジ形電力変換装置は、コンデンサＣ０ と、スイッチング素子Ｑ１ ，Ｑ２ と、ダイオードＤ１ ，Ｄ２ と、コイルＬ１ と、コンデンサＣ１ ，Ｃ２ と、ダイオードオＤ３ ，Ｄ４ と、定電圧ダイオードＺＤ１ ，ＺＤ２ で構成されている。
【００１０】
前提条件として、全ての要素部品は理想的な特性をもっているものとする。また、負荷となる電動機に流れる電流は、スイッチング前後の短い時間内は一定であるものとし、その向きはＩ０ の矢印で示す向きであるものとする（回路の対称性から、逆方向の場合は省略する）。
図２に示すように、動作モードを６つの区間Ｔ１ 〜Ｔ６ に分けることができる。
区間Ｔ１ はトランジスタＱ１ がオフのときの定常状態で、負荷電流は、Ｎ母線からダイオードＤ２ 、コイルＬ１ を経由して流れる。トランジスタＱ２ はオン状態であるが、電流の向きが逆のためダイオードＤ２ が導通状態である。このとき、コンデンサＣ１ は（Ｖｄｃ＋ＶＤ ）（ＶＤ は定電圧ダイオードＺＤ１ ，ＺＤ２ の電圧）に充電されており、コンデンサＣ２ の両端電圧はゼロ電圧である。
【００１１】
トランジスタＱ２ をオフにしてトランジスタＱ１ をオンした時点で区間Ｔ２ が始まる。トランジスタＱ２ がオフし、トランジスタＱ１ がオンすると、コンデンサＣ１ は放電し、コンデンサＣ２ は充電する。このとき、負荷電流はダイオードＤ２ からトランジスタＱ１ に移行し、図１中に示すように電流Ｉ１ ，Ｉ２ が流れ、同時に２つの共振回路が成立する。１つは、Ｃ１ →ＺＤ１ →Ｑ１ →Ｕ１ →Ｌ１→Ｕ２ →Ｃ１ であり、もう１つはＣ０ →Ｐ→Ｑ１ →Ｕ１ →Ｌ１ →Ｕ２ →Ｃ２ →ＺＤ２ →Ｎ→Ｃ０ である。この共振現象による電流は、トランジスタＱ１ 、コイルＬ１ の電流を増加させる方法に重畳され、その結果、コンデンサＣ１ の両端電圧は余弦状に減少し、コンデンサＣ２ の両端電圧は余弦状に上昇する。出力端子Ｕ２ の電位もこれにしたがって上昇する。出力端子Ｕ２ の電位が（Ｖｄｃ／２＋ＶＤ）になると、コンデンサＣ１ の両端電圧はゼロになり、区間Ｔ２ は終る。
【００１２】
コンデンサＣ１ の両端電圧がゼロになっても、コイルＬ１ には共振によって余分のエネルギが蓄えられているので、区間Ｔ３ では循環電流がＬ１ →Ｕ２ →Ｄ３→ＺＤ１ →Ｐ→Ｑ１ →Ｕ１ と流れ続け、その大きさはＶＤ ／Ｌ１ の割合で減少する。この間、Ｕ２ はＰと同電位にクランプされている。この循環電流がゼロになったときに、この区間は終り、Ｕ２ はＰと同電位になる。
区間Ｔ４ は、トランジスタＱ１ をオンにしたときの定常状態である。このとき、コンデンサＣ１ の両端電圧はゼロ、コンデンサＣ２ の両端電圧は（Ｖｄｃ＋ＶＤ ）である。
トランジスタＱ１ をオフさせて、トランジスタＱ２ をオンした時点で区間Ｔ５ が始まる。負荷電流はトランジスタＱ１ からダイオードＤ２ に移行し同時に２つの共振回路が成立する。１つは、Ｃ２ →Ｕ２ →Ｌ１ →Ｕ１ →Ｄ２ （またはＱ２ ）→Ｎ→ＺＤ２ であり、もう１つは、Ｃ０ →Ｐ→ＺＤ１ →Ｃ１ →Ｕ２ →Ｌ１ →Ｕ１→Ｄ２ （またはＱ２ ）→Ｎ→Ｃ０ である。この共振現象による電流は、コイルＬ１ の電流を相殺する方向（出力電流Ｉ０ と逆の方向）に重畳され、その結果、コンデンサＣ２ の電圧は余弦状に減少し、コンデンサＣ１ の電圧は余弦状に上昇する。出力端子Ｕ２ の電位もこれにしたがって下降する。出力端子Ｕ２ の値が−（Ｖｄｃ／２＋ＶＤ ）になると、コンデンサＣ２ の両端電圧はゼロになり、区間Ｔ５ が終る。
【００１３】
コンデンサＣ２ の電圧がゼロになっても、コイルＬ１ には共振によって余分のエネルギが蓄えられているので、区間Ｔ６ では循環電流がＬ１ →Ｕ１ →Ｄ ２ （またはＱ２ ）→Ｎ→ＺＤ２ →Ｄ４ →Ｕ２ と流れ続け、その大きさはＶＤ ／Ｌ１ の割合で減少する（Ｌ１の電流がＩ０に近付く方向に増加する）。この間、Ｕ２ はＮと同電位にクランプされている。この循環電流がゼロになったときに、この区間は終り、出力端子Ｕ２ はＮと同電位になる。
区間Ｔ６ が終ると、区間Ｔ１ と同じ定常状態に戻る。
なお、図１で定電圧ダイオードＺＤ１ ，ＺＤ２ は、共振によるエネルギを吸収する役目を果たすものである。実際には、トランジスタ等を用いて電圧を一定に保つシャントレギュレータに逆並列ダイオードを接続した回路を用いることができる。
【００１４】
図３は図１の回路を３相に展開したブリッジ形電力変換装置の回路図である。Ｕ相の回路構成は図１と同様である。
スイッチングトランジスタＱ３ ，Ｑ４ と、ダイオードＤ３ ，Ｄ４ と、コイルＬ２ と、コンデンサＣ３ ，Ｃ４ と、ダイオードＤ９ ，Ｄ１０と、定電圧ダイオードＺＤ３ ，ＺＤ４ がＶ相の回路を構成し、スイッチングトランジスタＱ５ ，Ｑ６ と、ダイオードＤ５ ，Ｄ６ と、コイルＬ３ と、コンデンサＣ５ ，Ｃ６ と、ダイオードＤ１１，Ｄ１２と、定電圧ダイオードＺＤ５ ，ＺＤ６ がＷ相の回路を構成している。図４は図３のブリッジ形電力変換装置において、各相の正側直流母線Ｐと接続される定電圧ダイオード群ＺＤ１ ，ＺＤ３ ，ＺＤ５ を、ダイオードＤ１３，Ｄ１７，Ｄ２１で構成する高電圧優先回路と、ダイオードＤ１４，Ｄ１８，Ｄ２２で構成する逆方向電流回路により、定電圧ダイオードＺＤＰ で共通化し、負側直流母線Ｎに接続された定電圧ダイオード群ＺＤ２ ，ＺＤ４ ，ＺＤ６ を、ダイオードＤ１５，Ｄ１９，Ｄ２３で構成する低電圧優先回路と、ダイオードＤ１６，Ｄ２０，Ｄ２４で構成する逆方向電流回路により、定電圧ダイオードＺＤＮで共通化したものである。
【００１５】
実際には、ＺＤＰ とＺＤＮ はスナバエネルギの処理や電流形インバータにおける転流エネルギの処理回路のように、次のような構成にすることができる。
（１）シャントレギュレータ
トランジスタ等を用いたレギュレータで電圧を一定に保つ。
（２）コンデンサとチョッパの組み合わせ
コンデンサでパルスを吸収し、電圧が一定になるようにチョッパでエネルギをＰ−Ｎ母線に返す。
図５は、図４のインバータ形電力変換装置において、定電圧ダイオードＺＤ１，ＺＤ２ を除き、コンデンサＣＰ ，ＣＮ とダイオードＤＰ ，ＤＮ とトランジスタＱＰ ，ＱＮ とコイルＬＰ ，ＬＮ を追加して、共振によって発生した余分のエネルギをチョッパで直流母線に回生する例を示している。すなわち、コンデンサＣＰ ， ＣＮ で吸収したパルスエネルギをトランジスタＱＰ 、ダイオードＤＮ 、コイルＬＰ で構成されるチョッパとトランジスタＱＮ 、ダイオードＤＮ ，コイルＬＮで構成されるチョッパでそれぞれ直流回路に回生する。
【００１６】
ブリッジ形電力変換装置は、以上に述べたように直流を交流に変換して交流の負荷機を駆動することができるほか、交流側の端子を交流電源に接続すれば、交流から直流への変換を行うことができるとともに、電源の電流波形を制御することができる。このような装置に本発明を適用すると、電源に接続されている機器に対して急峻な電圧の変化が及ぼす影響を低減することができる。
【００１７】
【発明の効果】
以上説明したように本発明は、出力電圧の変化が緩やかになるため、次のような利点がある。
（１）電磁波障害が減少する。
（２）漏れ電流が減少する。
（３）定在波が発生しにくくなり、電動機に過電圧が発生しない。
ケーブルはＬ・Ｃ分布回路であり、インバータの出力電圧が急変したときに進行波がモータに向かって進む。ケーブルとモータの接続点のインピーダンスを考えると、モータのインピーダンスはケーブルのインピーダンスに比べてはるかに大きく、ほとんど開放状態とみなすことができる。このためモータ端子で反射波が発生し、進行波と反射波の合成で定在波となる。その結果、モータ端子電圧が上昇し、インバータ出力電圧の２倍に達することがある。インバータ出力のｄｖ／ｄｔが低くなると、上記の現象が抑制され、過電圧になりにくくなる。
【００１８】
（４）電動機巻線間の電圧バランスがよくなり、絶縁寿命が長くなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例のブリッジ形電力変換装置の１相分を示す回路図である。
【図２】図１の回路の入出力電圧波形図である。
【図３】図１の回路を３相に展開した例を示す図である。
【図４】定電圧回路を共通化した３相ブリッジ形電力変換装置の回路図である。
【図５】電力回生機能を持った３相ブリッジ形電力変換装置の回路図である。
【図６】標準的な３相電圧形インバータの主回路の構成図である。
【符号の説明】
Ｑ１ 〜Ｑ６ トランジスタ
Ｄ１ 〜Ｄ２４ ダイオード
ＺＤ１ 〜ＺＤ６ ，ＺＤＰ ，ＺＤＮ 定電圧ダイオード
Ｃ０ ，Ｃ１ 〜Ｃ６ コンデンサ
Ｌ１ 〜Ｌ３ コイル
Ｐ 正側直流母線
Ｎ 負側直流母線
Ｕ１ ，Ｕ２ ，Ｖ１ ，Ｖ２ ，Ｗ１ ，Ｗ２ 出力端子
Ｉ０ ，Ｉ１ ，Ｉ２ 電流
ＣＰ ，ＣＮ コンデンサ
ＤＰ ，ＤＮ ダイオード
ＬＰ ，ＬＮ コイル
ＱＰ ，ＱＮ トランジスタ
【産業上の利用分野】
本発明は、それぞれ逆並列ダイオードを有し、直列に接続された２個の半導体スイッチング素子の一端が直流母線の正側に接続され、他端が負側に接続されたブリッジ形電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ブリッジ形電力変換装置、例えば電圧形インバータにおいては、直流電圧母線の電圧をスイッチング素子によって切り替えることで交流出力を得るため、電圧が急峻に変化する。特に最近は、スイッチング損失の低減、電流リップル、騒音の低減のため、素子特性の高速化が進み、電圧の変化率がますます大きくなりつつある。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
その結果、次のような問題点が発生している。
（１）対地電圧の急激な変化により電磁波を発生し、他の電子機器に障害を与える。
（２）ケーブルおよび電動機巻線に寄生静電容量を通して漏れ電流が流れる。
（３）ケーブルが長いと分布定数回路となり、定在波が発生して電動機に過電圧が加わる。
（４）高い電圧の変化率により、電動機巻線内の電圧分担が不均衡になり、巻線の一部に高電圧が印加され、絶縁劣化の原因になる。
対策として、主半導体素子のゲートまたはベース駆動信号に傾斜を持たせスイッチング速度を故意に遅くする方法が考えられるが、スイッチング損失が増加するという問題点がある。
【０００４】
別の対策として直流母線にＬ−Ｃ共振回路を設け、直流電圧を断続してゼロ電圧の区間にインバータブリッジを動作させることにより、スイッチングによる電圧の急峻な変化を避ける方法が開示されているが（特許出願公表平１−５０１２７６号）、出力電圧の時間幅を連続的に制御できないという欠点がある。
さらに別の方法として、インバータと電動機との間にフィルタを挿入する方法が考えられるが、Ｌ−Ｃフィルタを用いると振動が継続するという問題があり、ダンピングのために抵抗を挿入すると損失が発生するという問題がある。また、個々のモータに対してフィルタの常数を決定する必要があるという煩雑さは免れない。
本発明の目的は、ブリッジ形電力変換装置で駆動される電動機の端子に印加される電圧の変化率を低減させるブリッジ形電力変換装置を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明の請求項１のブリッジ形電力変換装置は、２個のスイッチング素子の接続点と出力端子との間に挿入されたリアクトルと、出力端子と正側直流母線との間および出力端子と負側直流母線との間のそれぞれに、半導体スイッチング素子が動作して前記接続点の電圧が急変したときに、リアクトルとの共振現象で決まる軌跡に沿って出力電圧を変化させるためのコンデンサと、共振が約４分の１周期進行した時点で電流の経路を変えて共振を停止させるためのダイオードと、共振期間中にリアクトルに蓄えられたエネルギーを吸収するための定電圧ダイオードを各相が有する。
請求項２のブリッジ形電力変換装置は、請求項１の回路構成を多相ブリッジ形電力変換装置に展開する際に、各相の正側直流母線に接続される定電圧ダイオード群および負側直流母線に接続される定電圧ダイオード群のそれぞれを、高電圧優先回路または低電圧優先回路を構成するダイオード群と逆方向の電流経路を形成するダイオード群により共通化したものである。
【０００６】
請求項３のブリッジ形電力変換装置は、請求項１において、定電圧ダイオードをトランジスタで構成し、逆導通特性を有した定電圧回路に置き換えたものである。
請求項４のブリッジ形電力変換装置は、請求項２において、定電圧ダイオードをトランジスタで構成したものである。
請求項５のブリッジ形電力変換装置は、請求項２において、定電圧ダイオードをコンデンサに置き換え、そのコンデンサ電圧を制御しながら、吸収した電力を直流母線に回生するためのチョッパ回路を有する。
請求項６のブリッジ形電力変換装置は、請求項１から５において、交流端子を交流電源に接続し、交流−直流電力変換を行う。
【０００７】
請求項７のブリッジ形電力変換装置は、請求項１から６において、主回路スイッチング素子に対して新たに追加した部分を個別のユニットにまとめ、該ユニットを電力変換装置と電動機の間、または電力変換装置と電源との間に挿入したものである。
【０００８】
【作用】
ブリッジ形電力変換装置のスイッチングにより出力端子電圧が急峻に変化した場合、共振作用により電動機端子電圧が余弦波状に変化し、かつ、電動機端子電圧がある一定値に達したときにダイオードと定電圧ダイオードのクランプ作用が働いて、余分の振動エネルギを吸収する。これにより電動機に印加される電圧の変化率を抑制し、かつ余分の振動の発生を伴わない。
【０００９】
【実施例】
次に、本発明の実施例について図面を参照して説明する。
図６は標準的な３相電圧形インバータ主回路の構成図である。６個のスイッチング素子Ｑ１ 〜Ｑ６ とフリーホイールダイオードＤ１ 〜Ｄ６ でブリッジ回路が構成されており、スイッチング素子Ｑ１ 〜Ｑ６ の素子固有の特性で決まるスイッチング速度でオン／オフされ、出力端子の電圧は極く短時間に切り替わり、その結果上記のような問題点が発生する。
図１は本発明のブリッジ形電力変換装置の１相分（Ｕ相）を示すものである。図２はその入出力電圧波形を示す。
本実施例のブリッジ形電力変換装置は、コンデンサＣ０ と、スイッチング素子Ｑ１ ，Ｑ２ と、ダイオードＤ１ ，Ｄ２ と、コイルＬ１ と、コンデンサＣ１ ，Ｃ２ と、ダイオードオＤ３ ，Ｄ４ と、定電圧ダイオードＺＤ１ ，ＺＤ２ で構成されている。
【００１０】
前提条件として、全ての要素部品は理想的な特性をもっているものとする。また、負荷となる電動機に流れる電流は、スイッチング前後の短い時間内は一定であるものとし、その向きはＩ０ の矢印で示す向きであるものとする（回路の対称性から、逆方向の場合は省略する）。
図２に示すように、動作モードを６つの区間Ｔ１ 〜Ｔ６ に分けることができる。
区間Ｔ１ はトランジスタＱ１ がオフのときの定常状態で、負荷電流は、Ｎ母線からダイオードＤ２ 、コイルＬ１ を経由して流れる。トランジスタＱ２ はオン状態であるが、電流の向きが逆のためダイオードＤ２ が導通状態である。このとき、コンデンサＣ１ は（Ｖｄｃ＋ＶＤ ）（ＶＤ は定電圧ダイオードＺＤ１ ，ＺＤ２ の電圧）に充電されており、コンデンサＣ２ の両端電圧はゼロ電圧である。
【００１１】
トランジスタＱ２ をオフにしてトランジスタＱ１ をオンした時点で区間Ｔ２ が始まる。トランジスタＱ２ がオフし、トランジスタＱ１ がオンすると、コンデンサＣ１ は放電し、コンデンサＣ２ は充電する。このとき、負荷電流はダイオードＤ２ からトランジスタＱ１ に移行し、図１中に示すように電流Ｉ１ ，Ｉ２ が流れ、同時に２つの共振回路が成立する。１つは、Ｃ１ →ＺＤ１ →Ｑ１ →Ｕ１ →Ｌ１→Ｕ２ →Ｃ１ であり、もう１つはＣ０ →Ｐ→Ｑ１ →Ｕ１ →Ｌ１ →Ｕ２ →Ｃ２ →ＺＤ２ →Ｎ→Ｃ０ である。この共振現象による電流は、トランジスタＱ１ 、コイルＬ１ の電流を増加させる方法に重畳され、その結果、コンデンサＣ１ の両端電圧は余弦状に減少し、コンデンサＣ２ の両端電圧は余弦状に上昇する。出力端子Ｕ２ の電位もこれにしたがって上昇する。出力端子Ｕ２ の電位が（Ｖｄｃ／２＋ＶＤ）になると、コンデンサＣ１ の両端電圧はゼロになり、区間Ｔ２ は終る。
【００１２】
コンデンサＣ１ の両端電圧がゼロになっても、コイルＬ１ には共振によって余分のエネルギが蓄えられているので、区間Ｔ３ では循環電流がＬ１ →Ｕ２ →Ｄ３→ＺＤ１ →Ｐ→Ｑ１ →Ｕ１ と流れ続け、その大きさはＶＤ ／Ｌ１ の割合で減少する。この間、Ｕ２ はＰと同電位にクランプされている。この循環電流がゼロになったときに、この区間は終り、Ｕ２ はＰと同電位になる。
区間Ｔ４ は、トランジスタＱ１ をオンにしたときの定常状態である。このとき、コンデンサＣ１ の両端電圧はゼロ、コンデンサＣ２ の両端電圧は（Ｖｄｃ＋ＶＤ ）である。
トランジスタＱ１ をオフさせて、トランジスタＱ２ をオンした時点で区間Ｔ５ が始まる。負荷電流はトランジスタＱ１ からダイオードＤ２ に移行し同時に２つの共振回路が成立する。１つは、Ｃ２ →Ｕ２ →Ｌ１ →Ｕ１ →Ｄ２ （またはＱ２ ）→Ｎ→ＺＤ２ であり、もう１つは、Ｃ０ →Ｐ→ＺＤ１ →Ｃ１ →Ｕ２ →Ｌ１ →Ｕ１→Ｄ２ （またはＱ２ ）→Ｎ→Ｃ０ である。この共振現象による電流は、コイルＬ１ の電流を相殺する方向（出力電流Ｉ０ と逆の方向）に重畳され、その結果、コンデンサＣ２ の電圧は余弦状に減少し、コンデンサＣ１ の電圧は余弦状に上昇する。出力端子Ｕ２ の電位もこれにしたがって下降する。出力端子Ｕ２ の値が−（Ｖｄｃ／２＋ＶＤ ）になると、コンデンサＣ２ の両端電圧はゼロになり、区間Ｔ５ が終る。
【００１３】
コンデンサＣ２ の電圧がゼロになっても、コイルＬ１ には共振によって余分のエネルギが蓄えられているので、区間Ｔ６ では循環電流がＬ１ →Ｕ１ →Ｄ ２ （またはＱ２ ）→Ｎ→ＺＤ２ →Ｄ４ →Ｕ２ と流れ続け、その大きさはＶＤ ／Ｌ１ の割合で減少する（Ｌ１の電流がＩ０に近付く方向に増加する）。この間、Ｕ２ はＮと同電位にクランプされている。この循環電流がゼロになったときに、この区間は終り、出力端子Ｕ２ はＮと同電位になる。
区間Ｔ６ が終ると、区間Ｔ１ と同じ定常状態に戻る。
なお、図１で定電圧ダイオードＺＤ１ ，ＺＤ２ は、共振によるエネルギを吸収する役目を果たすものである。実際には、トランジスタ等を用いて電圧を一定に保つシャントレギュレータに逆並列ダイオードを接続した回路を用いることができる。
【００１４】
図３は図１の回路を３相に展開したブリッジ形電力変換装置の回路図である。Ｕ相の回路構成は図１と同様である。
スイッチングトランジスタＱ３ ，Ｑ４ と、ダイオードＤ３ ，Ｄ４ と、コイルＬ２ と、コンデンサＣ３ ，Ｃ４ と、ダイオードＤ９ ，Ｄ１０と、定電圧ダイオードＺＤ３ ，ＺＤ４ がＶ相の回路を構成し、スイッチングトランジスタＱ５ ，Ｑ６ と、ダイオードＤ５ ，Ｄ６ と、コイルＬ３ と、コンデンサＣ５ ，Ｃ６ と、ダイオードＤ１１，Ｄ１２と、定電圧ダイオードＺＤ５ ，ＺＤ６ がＷ相の回路を構成している。図４は図３のブリッジ形電力変換装置において、各相の正側直流母線Ｐと接続される定電圧ダイオード群ＺＤ１ ，ＺＤ３ ，ＺＤ５ を、ダイオードＤ１３，Ｄ１７，Ｄ２１で構成する高電圧優先回路と、ダイオードＤ１４，Ｄ１８，Ｄ２２で構成する逆方向電流回路により、定電圧ダイオードＺＤＰ で共通化し、負側直流母線Ｎに接続された定電圧ダイオード群ＺＤ２ ，ＺＤ４ ，ＺＤ６ を、ダイオードＤ１５，Ｄ１９，Ｄ２３で構成する低電圧優先回路と、ダイオードＤ１６，Ｄ２０，Ｄ２４で構成する逆方向電流回路により、定電圧ダイオードＺＤＮで共通化したものである。
【００１５】
実際には、ＺＤＰ とＺＤＮ はスナバエネルギの処理や電流形インバータにおける転流エネルギの処理回路のように、次のような構成にすることができる。
（１）シャントレギュレータ
トランジスタ等を用いたレギュレータで電圧を一定に保つ。
（２）コンデンサとチョッパの組み合わせ
コンデンサでパルスを吸収し、電圧が一定になるようにチョッパでエネルギをＰ−Ｎ母線に返す。
図５は、図４のインバータ形電力変換装置において、定電圧ダイオードＺＤ１，ＺＤ２ を除き、コンデンサＣＰ ，ＣＮ とダイオードＤＰ ，ＤＮ とトランジスタＱＰ ，ＱＮ とコイルＬＰ ，ＬＮ を追加して、共振によって発生した余分のエネルギをチョッパで直流母線に回生する例を示している。すなわち、コンデンサＣＰ ， ＣＮ で吸収したパルスエネルギをトランジスタＱＰ 、ダイオードＤＮ 、コイルＬＰ で構成されるチョッパとトランジスタＱＮ 、ダイオードＤＮ ，コイルＬＮで構成されるチョッパでそれぞれ直流回路に回生する。
【００１６】
ブリッジ形電力変換装置は、以上に述べたように直流を交流に変換して交流の負荷機を駆動することができるほか、交流側の端子を交流電源に接続すれば、交流から直流への変換を行うことができるとともに、電源の電流波形を制御することができる。このような装置に本発明を適用すると、電源に接続されている機器に対して急峻な電圧の変化が及ぼす影響を低減することができる。
【００１７】
【発明の効果】
以上説明したように本発明は、出力電圧の変化が緩やかになるため、次のような利点がある。
（１）電磁波障害が減少する。
（２）漏れ電流が減少する。
（３）定在波が発生しにくくなり、電動機に過電圧が発生しない。
ケーブルはＬ・Ｃ分布回路であり、インバータの出力電圧が急変したときに進行波がモータに向かって進む。ケーブルとモータの接続点のインピーダンスを考えると、モータのインピーダンスはケーブルのインピーダンスに比べてはるかに大きく、ほとんど開放状態とみなすことができる。このためモータ端子で反射波が発生し、進行波と反射波の合成で定在波となる。その結果、モータ端子電圧が上昇し、インバータ出力電圧の２倍に達することがある。インバータ出力のｄｖ／ｄｔが低くなると、上記の現象が抑制され、過電圧になりにくくなる。
【００１８】
（４）電動機巻線間の電圧バランスがよくなり、絶縁寿命が長くなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例のブリッジ形電力変換装置の１相分を示す回路図である。
【図２】図１の回路の入出力電圧波形図である。
【図３】図１の回路を３相に展開した例を示す図である。
【図４】定電圧回路を共通化した３相ブリッジ形電力変換装置の回路図である。
【図５】電力回生機能を持った３相ブリッジ形電力変換装置の回路図である。
【図６】標準的な３相電圧形インバータの主回路の構成図である。
【符号の説明】
Ｑ１ 〜Ｑ６ トランジスタ
Ｄ１ 〜Ｄ２４ ダイオード
ＺＤ１ 〜ＺＤ６ ，ＺＤＰ ，ＺＤＮ 定電圧ダイオード
Ｃ０ ，Ｃ１ 〜Ｃ６ コンデンサ
Ｌ１ 〜Ｌ３ コイル
Ｐ 正側直流母線
Ｎ 負側直流母線
Ｕ１ ，Ｕ２ ，Ｖ１ ，Ｖ２ ，Ｗ１ ，Ｗ２ 出力端子
Ｉ０ ，Ｉ１ ，Ｉ２ 電流
ＣＰ ，ＣＮ コンデンサ
ＤＰ ，ＤＮ ダイオード
ＬＰ ，ＬＮ コイル
ＱＰ ，ＱＮ トランジスタ
Claims (7)
- それぞれ逆並列ダイオードを有し、直列に接続された２個の半導体スイッチング素子の一端が直流母線の正側に接続され、他端が負側に接続されたブリッジ形電力変換装置において、
２個のスイッチング素子の接続点と出力端子との間に挿入されたリアクトルと、出力端子と正側直流母線との間および出力端子と負側直流母線との間のそれぞれに、前記半導体スイッチング素子が動作して前記接続点の電圧が急変したときに、前記リアクトルとの共振現象で決まる軌跡に沿って出力電圧を変化させるためのコンデンサと、共振が約４分の１周期進行した時点で電流の経路を変えて共振を停止させるためのダイオードと、共振期間中に前記リアクトルに蓄えられたエネルギーを吸収するための定電圧ダイオードを各相が有するブリッジ形電力変換装置。 - 多相ブリッジ形電力変換装置に展開する際に、各相の正側直流母線に接続される定電圧ダイオード群および負側直流母線に接続される定電圧ダイオード群のそれぞれを、高電圧優先回路または低電圧優先回路を構成するダイオート群と逆方向の電流経路を形成するダイオード群により共通化した請求項１記載のブリッジ形電力変換装置。
- 前記定電圧ダイオードをトランジスタで構成し、逆導通特性を有した定電圧回路に置き換えた請求項１記載のブリッジ形電力変換装置。
- 前記定電圧ダイオードをトランジスタで構成する請求項２記載のブリッジ形電力変換装置。
- 前記定電圧ダイオードをコンデンサに置き換え、そのコンデンサ電圧を制御しながら、吸収した電力を直流母線に回生するためのチョッパ回路を有する請求項２記載のブリッジ形電力変換装置。
- 交流端子を交流電源に接続し、交流−直流電力変換を行う請求項１から５のいずれか１項記載のブリッジ形電力変換装置。
- 前記ブリッジ形電力変換装置において、主回路スイッチング素子に対して新たに追加した部分を個別のユニットにまとめ、該ユニットを電力変換装置と電動機の間、または前記電力変換装置と電源との間に挿入した請求項１から６のいずれか１項記載のブリッジ形電力変換装置。
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